JPH0523016Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本考案は受像管を用いたデイスプレイ装置で水
平偏向周波数が種々の値をとる場合の電源回路に
係り、特にパルス波形整形回路を設けることによ
り、変換効率を改善し、電力ロスを低減化し得る
可変周波数型の電源回路に関するものである。

（従来の技術） 直流から、スイツチング素子の開閉動作によつ
て負荷に供給する電力を制御するスイツチングレ
ギユレータで、スイツチング素子の導通時間と遮
断時間との比を変化させて負荷に加えられる電圧
が制御出来る電源回路としては、従来から各種形
式のものが知られている。

またこのようなスイツチングレギユレータの負
荷として、水平偏向回路を含む受像管デイスプレ
イ回路を配置することもよく行われる。第５図は
このような例のデイスプレイ機器をその水平偏向
回路とその電源部分についてブロツク図で表わし
たものである。

ここで、１は水平偏向回路であつて図示されて
いない前段からの水平同期信号パルスＰに同期し
た発振波Voscを出力し、次のドライブ回路２に
加える。更にドライブ回路２の出力波Vdは水平
偏向出力回路３に加えられる。水平偏向出力回路
３は所定の動作をおこなつて水平偏向コイル４に
鋸波電流Iyを流し、受像管の電子ビームを左右に
偏向する。またこの時水平偏向コイル４の一端に
は水平偏向パルスVcが発生し、これは高圧発生
回路５で昇圧、整流されて直流の高電圧EHTを
得、これを受像管の陽極電圧として使用する。ま
た更に、６はスイツチングレギユレータ（電圧レ
ギユレータ回路）であつて、直流電源＋Ebを水
平偏向出力回路３の電源として適切な電圧＋
Eb′に変圧するものである。また＋Ｅも直流電源
であつて、水平偏向発振回路１とドライブ回路２
に動作用の直流電力を供給する。勿論、＋Ｅは他
の電源＋Eb′等と共通にすることもあるが、水平
偏向発振回路１とドライブ回路２に必要な電圧は
水平偏向回路３のそれよりも低いことが多いので
このように別にするのが普通である。

レギユレータ６の回路形式としては、トランジ
スタ等の内部電圧降下を利用したシリーズレギユ
レータ等を使用しても良いが、水平偏向出力回路
３に消費する電力が比較的大きいので、ここには
電力変換効率の良いスイツチングレギユレータを
使用するのが得策である。第６図はこのスイツチ
ングレギユレータ回路の一例である。

ここで、１１はコンパレータ、１２は基準電圧
源、１３はパルス幅変調回路、１４はドライブ用
のNPNトランジスタ、１５はドライブトランス、
１６はスイツチング用のNPNトランジスタ、１
７はフライホイールダイオード、１８はインダク
タ、１９は平滑コンデンサである。このようにす
ると、外部からのリフアレンス電圧Erefが１２の
基準電圧Esとコンパレータ１１で比較され、そ
の出力Eoがパルス幅変調回路１３に加えられる。
パルス幅変調回路１３は別に用意された鋸波Ｓの
周波数でEoの大きさに応じたデユーテイサイク
ルを持つ方形波を出力し、ドライブ用NPNトラ
ンジスタ１４をオン・オフさせる。よつて、トラ
ンジスタ１４のコレクタには方形波Rdが生じ、
これがドライブトランス１５の一次側１５ａに加
わる。トランス１５の二次側１５ｂはスイツチン
グ用NPNトランジスタ１６のベース・エミツタ
間に接続され、トランジスタ１６をRdの周期で
オン・オフさせる。この時、コンパレータ１１、
パルス幅変調回路１３、トランス１５の極性配置
は、Erefが上昇した時、トランジスタ１６が導通
する時間割合が減少する方向になされている。こ
のようにすると直流＋Ebはトランジスタ１６に
よつてチヨツピングされ、トランジスタ１６のエ
ミツタ側には方形波Roが得られる。

この方形波電圧Roは、フライホイールダイオ
ード１７、インダクタ１８、コンデンサ１９で構
成される回路により平滑されて、丁度Roの平均
値の電圧＋Eb′が出力として得られる。この第６
図のように構成して、Erefとして例えば＋Eb′そ
のもの、あるいは＋Eb′を抵抗等で分圧して得た
電圧を加えると、この回路は入力の＋Ebが変動
しても常に一定の出力電圧＋Eb′が得られるよう
な電圧安定化回路として動作する。

また、この第６図の回路は、本考案の主旨のよ
うに水平出力回路の動作条件を変える等の目的
で、＋Ebが一定でも＋Eb′の値を故意に変動させ
るように使用される場合があり、その時はErefに
は目的に合つた電圧が印加される。

また、この回路のスイツチング周波数の選定に
は二つの方法があり、一つはインダクタ１８やコ
ンデンサ１９が小型になる利点を重視して、スイ
ツチング周波数を偏向周波数とは無関係にスイツ
チング素子等の性能の許す限り出来るだけ高く設
定する方法である。従つて第６図の鋸波Ｓは別の
固定周波数発振器によつて供給される。

この方法をとると、水平偏向周波数とスイツチ
ング周波数が異なるため、このスイツチングの際
発生する高い周波数の成分が妨害信号となつて受
像管面上で観測されることがある。この妨害信号
は偏向周波数と無関係なため、画面上で激しく動
き目立ち易い。

これに対して、鋸波Ｓを水平発振回路１、水平
偏向ドライブ回路２、水平偏向出力回路３いずれ
かの部分の波形に基づいて生成すれば、Roのス
イツチング周波数は水平偏向周波数に一致し、こ
れはスイツチングレギユレータの周波数としては
やや低めであり、インダクタ１８やコンデンサ１
９がその分大型にはなるが、前記した画像妨害が
固定した位置で出るため、比較的その対策を施し
易い。

（考案が解決しようとする問題点） 以上説明したように、いずれにしてもスイツチ
ングレギユレータはスイツチング周波数が固定で
ある限り、その変圧比、即ち、Eb′／Ebを変えよ
うとすると、そのデユーテイサイクルを変えなく
てはならないため、スイツチング素子の導通時間
Tonも第７図ａ及びｂのRoの波形図に示すよう
に大幅に変化する。このRoの波形に対するドラ
イブ段の波形は、第７図ａ及びｂのRdに示す通
りである。このような構成では、ドライブトラン
ジスタ１４の導通に応じてNPNトランジスタ１
６を導通させるようにするのが普通である。

従つて、第７図に示すようにトランジスタ１４
の導通期間、即ちRd波形がボトミングしている
期間Tdの間、トランス１５の一次側１５ａに
NPNトランジスタ１４のコレクタ電流Icdが図の
ように流れる。これと同時にNPNトランジスタ
１６のベース電極にも電流Ibが流れ、トランジス
タ１６のコレクタ・エミツタ間を導通させる。

但しこの場合、コレクタ電流Icdが終了しても
直ちにトランジスタ１６が遮断するわけではな
く、ベース層内の余剰キヤリアを一掃するのに要
する時間、即ち蓄積時間Tstgだけ更にトランジ
スタ１６の導通状態が続く。よつて、トランジス
タ１６の導通期間Tonは、ドライブ段の導通期間
Tdより若干長くなる。

ここでトランス１５の一次電流Icdの波形は第
７図に示すように１５ａのインダクタンスと回路
の損失分とによつて定まる一定のエクスポーネン
シヤル曲線で時間と共に増加して行く。同図ｂの
ように導通期間Tdがより長くなると、同図ａの
短い時に比べてその最終電流値Icdpは当然大きく
なつてしまう。従つてこの様にTonの値が変わる
場合、Tdの最大の条件に合わせてNPNトランジ
スタ１４及び１６の最大定格値を定めておかねば
ならず不経済であつた。

またこの様なスイツチングレギユレータにおい
て、インダクタンス１８の最大磁束密度Bm
（Gauss）は次式で計算される。

Bm＝Eb×Ton×10⁸／（Ｎ×Ac） …(1) ここで、Ｎは巻数、Acはコア実効断面積（単
位：cm²）である。このことから第７図のように
Tonの値が回路状態によつて変われば、それに比
例して最大磁束密度Bmも変化する。インダクタ
１８のコアの許容最大磁束密度はコア材料によつ
て定まつており、これを越えるとコアが飽和し、
電流が急増して回路素子を破損する恐れがある。
この例のようにTonが変化する場合はその最大の
Tonの時でも最大磁束密度Bmが許容値を越さな
いよう、その分のインダクタの巻数Ｎを増やす
か、そのコア断面積Acを増やすしかない。これ
らはいずれもインダクタ１８の大型化を招き、形
状、重量、製造費用の点で問題となつていた。

（問題点を解決するための手段） そこで本考案の電源回路は、直流電源の一端に
接続されてスイツチングパルスにより開閉制御さ
れるスイツチング素子によつて直流電源からの供
給電力を制御する手段と、前記スイツチング素子
が遮断状態の時導通状態となるような接続極性で
スイツチング素子の出力側と直流電源の他の一端
との間に接続されたダイオードと、前記スイツチ
ング素子の出力側と負荷との間に設けられたイン
ダクタと、前記スイツチング素子を開閉制御す
る、パルス幅変調回路及び前記パルス幅変調回路
の出力信号を波形整形するパルス波形整形回路を
有する励振段と、前記励振段から出力されるパル
スを前記スイツチング素子に印加するための励振
トランスとを備え、前記負荷として受像管の水平
偏向回路が接続され、前記水平偏向回路から水平
偏向出力の大小に応動してその電圧値が定まる直
流電圧を得るようにし、前記直流電圧が水平偏向
周波数に拘わらず一定になるように前記スイツチ
ング素子の開閉時間比を制御し、更に前記スイツ
チング素子の開閉時間周期を、負荷の水平偏向周
期、もしくはその整数倍、もしくは整数分の１の
周期に同期させ、前記スイツチング素子の導通時
間を前記水平偏向周波数の如何に拘わらず略一定
にした構成とすることにより、上記従来回路の諸
問題を良好に解消したものである。

（実施例） 通常、第５図の水平偏向発振回路１、水平偏向
ドライブ回路２、水平偏向出力回路３で取扱う水
平偏向周波数は、例えばテレビジヨン受像機等で
は15.734キロヘルツと規定が定まつている。しか
し近年受像管をコンピユータ装置のデイスプレイ
として使用する例も多くなつて来ている。コンピ
ユータ機器出力信号の水平偏向周波数はその多く
は15から35キロヘルツ程度、あるいはそれ以上に
至るまで、機器によつて種々の値をとる。従つ
て、デイスプレイ機器としては、これらの信号の
全て、あるいは少なくとも数種類に対応出来ると
便利であり、その為の装置も開発されている。

本考案はこの様な水平偏向周波数可変型のデイ
スプレイ機器の水平偏向出力回路への電圧を供給
するレギユレータに好適で電力ロスの少ない回路
を提供するものである。

第１図は本考案の電源回路の一実施例の要部を
示す。ここで先の第５図、第６図と同一番号を付
した部分は同じ目的の動作をするものとする。こ
こでPm，Pnは入力同期信号であつて、その周波
数は一種類に限定されるものではなく、少なくと
も二種類以上にわたるものである。また、２０は
鋸波発生回路であつて、機器が取扱う水平偏向周
波数に一致したパルスからこれと同一周波数の鋸
波Ｓを生成する。従つて、鋸波発生回路２０の入
力はこの図では水平発振回路１より得ているが、
これらに限定されることなく、同じ水平偏向周波
数を扱う部分なら、例えばドライブ回路２、水平
偏向出力回路３等他の部分から入力を得ても良
い。２１は偏向出力レベル検出回路であつて、水
平偏向出力回路３の出力レベルの大小に応じた直
流電圧Erefを出力する。そしてこのErefをコンパ
レータ１１の入力の一つに加えスイツチングレギ
ユレータ内の回路の極性をErefが上昇しようとす
ると水平偏向出力回路３に供給される＋Eb′が低
下するように定めれば、直流電圧Ereffは12の基
準電圧Esに一致する。

Erefが一定であるということは偏向出力回路３
の偏向出力レベルがその周波数によらず常に一定
であるということになり、結局偏向周波数に無関
係な一定振幅の偏向電流Iyが偏向コイル４に流れ
ることになる。またこの目的に適する検出回路２
１の構成法はこれまでも幾つか考えられ、例えば
本出願人による実開昭58−71266号や特開昭61−
134181号等が有る。ここでのスイツチングレギユ
レータのパルス幅変調回路１３に入る鋸波Ｓは水
平偏向周波数に同期している。１３のパルス幅変
調回路も本質的にはコンパレータであり、コンパ
レータ１１の直流出力Eoと鋸波Ｓとの電圧レベ
ルとの大小の判別結果をＨ（ハイ）またはＬ（ロ
ー）の二値の電圧レベルで出力し、この出力をパ
ルス波形整形路２２に供給しており、この出力で
NPNトランジスタ１４をオン・オフさせるもの
である。従つて、方形波Rd，Roのいずれもこの
水平発振回路１、ドライブ回路２、水平偏向出力
回路３の回路の扱う水平偏向周波数に同期し、こ
の偏向周波数が変われば方形波Roも変わる。

この様に偏向周波数につれてスイツチング周波
数が変わるスイツチングレギユレータによつて、
３の水平偏向出力回路に電力を供給して、偏向出
力電流Iyを一定にするように構成した場合の動作
条件を第２図を参考にしながら導出する。

第２図Ａは偏向コイル４を流れる鋸波電流Iyを
示したものである。ここで、Thは水平偏向の周
期、Tsはこれから帰線時間Tr分を除いた走査時
間、Iypは偏向コイル電流のピーク・ピーク値で
ある。この様な場合良く知られた理論により、電
流Iypは次の様に表わされる。

Iyp＝（Ts／Ly）Eb′＝ｍ・Th・Eb′ …(2) 但し、ｍ＝（Ts／Th）・（１／Ly）＝一定 Ly：偏向コイル３のインダクタンス ここで、走査時間率（Ts／Th）は偏向周波数
が変わつても常に一定であるとすれば、インダク
タンスLyも無論一定であるから、(2)式で示され
る様に電流IypはThとEb′の関数となる。

一方、第２図Ｂから分かる様にEbとEb′との関
係は次式のようになる。

Eb′＝（Ton／Th）・Eb …(3) (3)を(2)に代入して Iyp＝ｍ・Ton・Eb …(4) 先に説明した様に、この応用例は、電流Iypは
周波数によらず常に一定値をとる様に構成されて
おり、また入力の直流電圧値Ebも一定であるか
ら(4)式より、この様な場合はTonの値も偏向周波
数の値に拘わりなく一定になることが導かれる。

従つて、前述した様なリアクタ１８の最大磁束
密度Bmや、トランジスタ１４のコレクタ電流
Icdが、偏向周波数によらず常に一定となり先に
述べた様な問題は解決する。

またスイツチング波形Roは偏向周波数に同期
しているので、やはり前述した様な画像上の妨害
の点でも有利である。

この本考案の電源回路の各部の波形の関係を示
したのが第３図である。ここで第３図ａは、同期
信号の周期がThと長い場合、同図ｂは、周期が
Th′と短い場合に夫々対応するスイツチング波形
Roを示したものである。

これからわかるように入力同期信号がPmから
Pn、即ち、周期がThからTh′に変わつても先に
説明した様にスイツチングトランジスタの導通時
間Tonの値は鋸波電流Iyの振幅さえ一定ならば一
定である。しかしそのデユーテイサイクルと出力
直流電圧はこの種の可変周波数偏向回路の目的に
そつて変化している。そしてこの波形は入力同期
信号、ひいては偏向コイル電流の繰返し周期に同
期しているので前述した様に画像妨害の点でも問
題は少ない。

ここでスイツチング波形Roの周期は、回路の
偏向周期に同期していれば必ずしも同じ値をとる
必要はない。即ち、偏向周期Thとスイツチング
周期Tswとは同期関係さえ保持していれば整数
倍、または整数分の１の関係であつても構わな
い。例えばスイツチング周期TswをThの半分に
したとすると、(3)式はEb′＝（Ton／Tsw）Edと
なり、これにTsw＝Th／２を代入して同様に電
流Iypを求めると Iyp＝2m・Ton・Eb …（4′） となり、これから分かるように、Tonの方も同時
に半分にすれば同じ直流電圧値Ebで同じ電流Iyp
の値を保持することが出来る。即ち、偏向周期
Thに同期さえしていればスイツチング波形Roの
周波数が整数倍になつてもその導通期間Ton′の
値は偏向周波数に影響されず一定になる。第３図
のRo′はこの様な状態を示したものであり、また
Ro″は同様にスイツチング周期Tsw″がThの倍に
なつた時の様子を示したもので、やはり導通期間
Ton″はRoのTonの倍になるが、同図ａ，ｂの様
な周波数の変化に対しては一定になる。

第４図はこのようにスイツチング周期Tswを
偏向周期Thと異なる様にした場合の回路図であ
る。ここで水平発振回路１と、鋸波発生回路２０
との間に新たに設けられた２２は周波数変換回路
であつて水平発振回路１より得られた波形の周波
数を逓倍、または逓分するものである。もしこの
回路の取扱い偏向周波数が比較的低い値であるな
らば、２２を逓倍器として第３図Ro′に示すよ
う、スイツチング周期Tswを短くして、スイツ
チングレギユレータのインダクタ１８や平滑コン
デンサ１９の小型化を図ることが出来る。

また偏向周波数が比較的高くそのままの周波数
で６のスイツチングレギユレータを動作させる
と、スイツチングレギユレータ６内部のトランジ
スタ１４，１６、ダイオード１７等の各スイツチ
ング素子のスイツチングスピードがこれに対応し
きれず損失がかえつて増加する場合、２２を逓分
器として、第３図Ro″の様に本来の偏向周期Th
よりスイツチング周期Tsw″を長くしてやればよ
い。

いずれにしても、スイツチング波形Roは偏向
周波数と整数比で同期関係にあるのでやはり画像
妨害の点でも有利である。

第１図の本考案の電源回路のスイツチングレギ
ユレータを構成しているブロツク２４について、
その一実施例の回路図を示した第８図及び各部の
電圧波形を示した第９図と共に説明する。

このブロツク２４は、パルス幅変調回路１３及
びパルス波形整形回路２３とより構成されてい
る。

コンパレータ２８の−端子には抵抗２７を介し
て鋸波発生回路２０の出力が供給され、ツエナー
ダイオード２６が接地間に接続される＋端子には
抵抗２５を介してコンパレータ１１の出力が供給
される。コンパレータ２８の出力はコンデンサ２
９、抵抗３０を直列に介してNPNトランジスタ
３３のベースに供給され、抵抗３０が接続されて
いるトランジスタ３３のベースと接地間には抵抗
３２が接続され、コンデンサ２９と抵抗３０の接
続点と接地間にはダイオード３１が接続される。
トランジスタ３３のコレクタはNPNトランジス
タ３６のベースに接続される。またトランジスタ
３３のコレクタは抵抗３４を介し、トランジスタ
３６のコレクタは抵抗３５を介してそれぞれ電源
電圧端子＋Ｅに接続される。さらにトランジスタ
３６のコレクタはNPNトランジスタ１４のベー
スに接続される。

次に第８図に示すパルス幅変調回路１３及びパ
ルス波形整形回路２３とより構成されたブロツク
２４の動作説明をする。コンパレータ２８の−端
子には抵抗２７を介して鋸波発生回路２０の出力
Ｓ（第９図Ａに図示）が供給され、その＋端子に
は抵抗２５を介してコンパレータ１１の出力が供
給される。コンパレータ２８の出力波形はコンデ
ンサ２９、ダイオード３１、抵抗３０，３２を通
して電圧調整され、次のNPNトランジスタ３３
のベースに第９図Ｂに示す矩形波電圧信号を供給
する。コンパレータ２８の−端子に抵抗２７を介
して鋸波発生回路２０の出力Ｓが供給され、ツエ
ナーダイオード２６が接地間に接続されている＋
端子にはコンパレータ１１から出力されたEoが
抵抗２５を介して供給される。

前記したように、Eb′≦Eb，Ton≦Thとする
には、第９図ＡのEoに対してＳの電圧波形の上
限値を近づける事により可能であるが、Eoの値
がＳの上限値を越えた場合、パルス幅変調回路１
３の出力波形は停止し、回路機能は全て停止する
事になる。

よつて、各構成部品の温度ドリフトやパワース
イツチON時や規定外の水平偏向周波数の入力を
考慮して、EoとＳの上限値間にはある一定量の
マージンが設定されている。これがツエナーダイ
オード２６で決定される電圧E₂₆（第１図Ａに図
示）である。

パルス整形回路２３にはパルス幅変調回路１３
からの出力R₂₈が供給される。このパルス波形整
形回路２３はトランジスタ３３，３６及び抵抗３
４，３５で構成され、トランジスタ３３，３６は
それぞれスイツチング動作するよう構成されてい
る為、それぞれのトランジスタのTstgにより第
９図Ｃに示す通りTon期間はTon₂₈よりTon₃₆の
様に増加する。

トランジスタ３３，３６はトランジスタ１４及
び１６に比べて微少電流で動作するよう構成さ
れ、大きな電力ロスは発生しない。

R₃₆の出力波形はドライブトランジスタ１４に
加えられ、Rdのパルス幅でトランジスタ１６を
スイツチング動作させることにより、そのエミツ
タには第９図Ｄに示すRoの電圧波形が発生する。
電圧波形RoのTonとTon₃₆との差はトランジスタ
１４，１６を蓄積時間Tstgの非常に短いものを
最適条件で動作させた時Tstgによるもので微少
な差であり、これによつて、トランジスタ１４，
１６の電力ロスは大幅に減少し、発熱も低下し、
トランジスタ自体及び放熱板の小型化、供給電源
のロスの低下等が可能となり、コストダウンに結
びつく。

（考案の効果） 以上のように、本考案の電源回路は、他種の水
平偏向周波数に対応する水平偏向出力回路の直流
電源を制御して偏向周波数によらず常に一定の偏
向出力が得られる電圧を供給するスイツチングレ
ギユレータにおいて、そのスイツチング周波数を
機器の水平偏向周波数、あるいはその整数倍また
あるいはその整数分の１の周波数に同期させるよ
うにしたことによつて、水平偏向周波数の如何に
拘わらず常にスイツチングレギユレータのスイツ
チング素子の導通時間が一定となり、その結果と
して回路素子が小型化出来、またスイツチング素
子も定格の小さいものでよく、低コスト化がはか
れ、また画像上の妨害も目立ちにくい特長を有す
る。

また、本考案の電源回路は、パルス幅変調回路
の出力で直接にスイツチング素子を駆動せずに、
変調回路の出力を、励振段を構成するパルス波形
整形回路を介して駆動するようにしたことによつ
て、広い周波数可変範囲であつても、変換効率を
更に改善することが出来る特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の電源回路の一実施例を示した
図、第２図、第３図はその動作説明図、第４図は
スイツチング周期を偏向周期と異なる様にした場
合の回路図、第５図は従来の電源回路のブロツク
図、第６図はその要部の回路図、第７図はその動
作説明図、第８図は第１図ブロツク２４の一実施
例を示す図、第９図は第８図の一実施例の各部の
電圧波形図である。 １……水平偏向発振回路、２……水平偏向ドラ
イブ回路、３……水平偏向出力回路、４……偏向
コイル、５……高圧発生回路、６……スイツチン
グレギユレータ、１１……コンパレータ、１２…
…基準電圧源、１３……パルス幅変調回路、１
４，１６，３３，３６……NPNトランジスタ、
１５……トランス、１７，３１……ダイオード、
１８……インダクタ、１９……コンデンサ、２０
……鋸波発生回路、２１……検出回路、２２……
周波数変換器、２３……パルス波形整形回路、２
４……パルス幅変調回路１３及びパルス波形整形
回路２３とより構成されたブロツク、２５，２
７，３０，３２，３４，３５……抵抗、２６……
ツエナーダイオード、＋Eb……直流電圧源。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直流電源の一端に接続されてスイツチングパル
   スにより開閉制御されるスイツチング素子によつ
   て直流電源からの供給電力を制御する手段と、前
   記スイツチング素子が遮断状態の時導通状態とな
   るような接続極性でスイツチング素子の出力側と
   直流電源の他の一端との間に接続されたダイオー
   ドと、前記スイツチング素子の出力側と負荷との
   間に設けられたインダクタと、前記スイツチング
   素子を開閉制御する、パルス幅変調回路及び前記
   パルス幅変調回路の出力信号を波形整形するパル
   ス波形整形回路を有する励振段と、前記励振段か
   ら出力されるパルスを前記スイツチング素子に印
   加するための励振トランスとを備え、前記負荷と
   して受像管の水平偏向回路が接続され、前記水平
   偏向回路から水平偏向出力の大小に応動してその
   電圧値が定まる直流電圧を得るようにし、前記直
   流電圧が水平偏向周波数に拘わらず一定になるよ
   うに前記スイツチング素子の開閉時間比を制御
   し、更に前記スイツチング素子の開閉時間周期
   を、負荷の水平偏向周期、もしくはその整数倍、
   もしくは整数分の１の周期に同期させ、前記スイ
   ツチング素子の導通時間を前記水平偏向周波数の
   如何に拘わらず略一定にしたことを特徴とする電
   源回路。