JPS6377271A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〉 本発明は受像管を用いたディスプレイ装置で水平偏向周
波数が種々の値をとる場合のＮＩＩＰ！回路に関するも
のである。

（従来の技術） 直流から、スイッチング素子の開閉動作によって負荷に
供給する電力を制御するスイッチングレギュレータで、
スイッチング素子の導通時間と遮断時間との比を量化さ
せて負荷に加えられる電圧が制御出来るようになされて
いる電源回路としては、従来から各種形式のものが知ら
れている。またこのようなスイッチングレギュレータの
負荷として、水平偏向回路を含む受像管ディスプレイ回
路を配置することもよく行われる。第５図はこのような
例のディスプレイ〔１器をその水平偏向回路とその電源
部分についてブロック図で表わしたものである。ここで
１は水平発振回路であって、図示されていない前段から
の水平同期信号パルスＰに同期した発振波Ｖ　ｏｓｃを
出力し、次のドライブ回路２に加える。更にドライブ回
路２の出力波Ｖｄは水平偏向出力回路３に加えられる。

水平偏向出力回路３は所定の動作を行なって水平偏向コ
イル４に鋸波電流１ｙを流し、受像管の電子ビームを左
右に偏向する。またこの時水平偏向コイル４の一端には
水平偏向パルスＶＣが発生し、これは高圧発生回路５で
昇Ｆモ、整流されて直流の高電圧ＥＨＴを１ｑ、これを
受＠管の陽ｆＭ　Ｈ圧として使用する。また更に６は電
圧レギュレータ回路であって、直流電源＋Ｅｂを水平ｆ
Ｗ向出力回銘３の電源として適切な電圧＋Ｅｂ’　に変
圧ザるものである。また十Ｅも直流Ｎ源であって、水平
発振回路１とドライブ回路２に動作用の直流電力を供給
する。勿論、十Ｅは他の電源＋Ｅｂ等と共通にすること
もあるが、水平発振回路１とドライブ回路２に必要な電
圧は水平偏向出力回路３のそれよりも低いことが多いの
でこのように別にするのが導通である。

レギュレータ６の回路形式としては、トランジスタ等の
内部電圧降下を利用したシリーズレギュレータ等を使用
しても良いが、水平偏向出力回路３に消費する電力が比
較的大きいので、ここには電力変換効率の良いスイッチ
ングレギュレータを使用するのが１り策である。第６図
はこのスイッチングレギュレータの回路の一例である。

ここで１１はコンパレータ、１２は基準電圧値、１３は
パルス幅変調回路、１４はドライブ用のＮＰＮトランジ
スタ、１５はドライブトランス、１６はスイッチング用
のＮＰＮトランジスタ、１７はフライホイールダイオー
ド、１８はインダクタ、１９は平滑用コンデンサである
。このようにすると、外部からのリファレンス電圧Ｅ　
ｒｅｆが１２の基準電圧ＥＳとコンパ−レータ１１で比
較され、その出力ＥＯがパルス幅変調回路１３に加えら
れる。このパルス幅変調回路１３は別に用意された鋸波
Ｓの周波数でＥＯの大きさに応じたデユーティ−サイク
ルを持つ方形波を出力しドライブ用のＮＰＮｔ−ランジ
スタ１４をオン・オフさせる。よってトランジスタ１４
のコレクタには方形波Ｒｄが生じ、これがドライブトラ
ンス１５の一時側１５ａに加わる。トランス１５の二次
側１５ｂはスイッチング用のＮＰＮトランジスタ１６の
ベース・エミッタ間に接続され、トランジスタ１６をＲ
ｄの周期でオン・オフさせる。この時コンパレータ１１
、パルス幅変調回路１３、ドライブトランス１５の極性
配置はＥ　ｒｅｆが上昇した口）、１６が導通する時間
割合が減少する方向になされているものとする。このよ
うにすると直２Ｍ　＋　Ｅ　ｂは１〜ランジスタ１６に
よってチョッピングされ、トランジスタ１６のエミッタ
側には方形波ＲＯが得られる。

この方形波電圧Ｒｏは、フライホイールタイオード１７
、インダクタ１８、平滑コンデンサ１９で構成される回
路により平滑されて、丁度Ｒｏの平均値の電圧＋Ｅｌｌ
’が出力として（りられる。この第６図のように構成し
て、Ｅ　ｒｅｆとして例えば＋Ｅｌ）’そのもの、ある
いは＋Ｅｌ）Ｉ　を抵抗等で分圧して得た電圧を加える
と、この回路は入力の＋Ｅｂが変動しても常に一定の出
力電圧＋Ｅｂ’が得られるような電圧安定化回路として
動作する。

またこの第６図の回路は本発明の主旨のように水平出力
回路の動作条件を変える等の目的で、＋Ｅｂが一定でも
＋Ｅｂ’　の値を故意に変動させる様に使用される場合
があり、その時はＥ　ｒｅｆには目的に合った電圧が印
加される。

またこの回路のスイッチング周波数の選定には二つの方
法があり、一つはインダクタ１８やコンデンサ１つが小
型になる利点を重視して、スイッチング周′ａ数を偏向
周波数とは無関係にスイッチング素子等の性能の許す限
り出来るだけ高く設定する方法である。従って第６図の
鋸波形Ｓは別に用意された固定周波数の発振器によって
供給される。このような方法をとると、水平偏向周波数
とスイッチング周波数が異なる為、このスイッチングの
際発生する高い周波数の成分がｖＪ害倍信号なつて受像
管面上で観測されることがある。この妨害信号は編向周
波数と無関係な為、両面上で激しく動き目立ち易い。

これに対して鋸波Ｓを水平発振回路１、水平偏向ドライ
ブ回路２、水平偏向出力口ｉ′３３いずれかの部分の波
形に基づいて生成すれば、ＲＯのスイッチング周波数は
水平偏向周波数に一致し、これはスイッチングレギュレ
ータの周波数としてはやや低めであり、インダクタ１８
やコンデンサ１９がその９大型にはなるが、前記した画
ｅｔ妨害が固定した位置で出る為、比較的その対策を施
し易い。

（発明が解決しようとする問題点） 以上説明したようにいずれにしても６のスイッチングレ
ギュレータはスイッチング周波数が固定テアル限り、ソ
（７）変圧比、即チＥｂ　’　、／Ｅｂ　ｅｖ！Ｌえよ
うとすると、そのデユーティサイクルを変えなくてはな
らない為、スイッチング素子の導通時間Ｔｏｎも第７図
（ａ　）及び（ｂ　）のＲＯの波形図に示すように大幅
に変化する。このＲＯの波形に対するドライブの段の波
形は第７図（ａ）及び（ｂ　）のＲｄに示す通りである
。このような構成ではドライブトランジスタ１４の導通
に応じてＮＰＮトランジスタ１６を導通させるようにす
るのが普通である。

従って第７図に示すようにトランジスタ１４の導通期間
、即ちＲｄ波形がボ；・ミンクしている期間Ｔｄの間、
ドライブトランス１５の一次側１５ａにＮＰＮトランジ
スタ１４のコレクタ電流１ｃｄが図のように流れる。こ
れと同時にＮＰＮトランジスタ１６のベース電極にも電
流１ｄが流れ、トランジスタ１６のコレクタ・エミッタ
間を導通させる。但しこの場合１ｃｄが終了しても直ち
にトランジスタ１６がｌ断するわけではなく、ベース層
内の余剰キャリヤを一掃するのに要する時間、即ち蓄積
時間Ｔ　ｓｔｇだけ更にトランジスタ１６の導通状態が
続く。故にトランジスタ１６の導通期間ＴＯｎは、ドラ
イブ段の導通期間Ｔｄより若干長くなる。ここでトラン
ス１５の一次電流ｌａｄの波形は第７図に示すように１
５８のインダクタンスと回路の損失分とによって定まる
一定のエクスポーネンシャル曲線で時間とともに増加し
て行く。従って同図（ｂ　）のように導通期間Ｔ＋ｉが
より長くなると、同図（ａ）の短い時に比べてその最終
電流値ｊｃｄｐは当然大きくなってしまう。従ってこの
様にＴｏｎの値が変わる場合Ｔｄの最大の条件に合せて
ＮＰＮトランジスタ１４及び１５の最大定格値を定めて
おかねばならず不経済であった。

またこの様なスイッチングレギュレータにおいて、イン
ダクタ１８の最大ｒ１重密度ＢＩｌｌは次の式７式％ ここで、Ｎは巻数、ＡＣはコア実効断面積（単位：Ｃ肩
）である。このことから第７図のようにＴＯｎの値が回
路状態によつ（変われば、それに比例して最大磁束密度
Ｂｍし変化することになる。

インダクタ１８のコアの許容最大Ｆ１東密度はコア材Ｈ
によって定まっており、これを越えるとコアが飽和１）
、電流が急増して回路素子を破損する恐れがある。故に
この例のように丁ｏｎが変化する場合はその最大のＴｏ
ｎの時でも最大磁束密度ＢＩ１１が許容値を越さないよ
う、その分のインダクタの巻数Ｎを増やすか、そのコア
断面積ＡＣを増やすしかない。これらはいずれもインダ
クタ１８の大型化を招き、形状、重量、製造費用の点で
問題となっていた。

（問題点を解決するための手段） そこで本発明の電源回路は、直流電源の一端に接続され
てスイッチングパルスにより開閉制御されるスイッチン
グ素子によって直流電源からの供給電力を制御する手段
と、前記スイッチング素子が遮断状態の時導通状態とな
るような接続極性でスイッチング素子の出力側と直Ｆａ
電源の伯の一端との間に接続されたダイオードと、前記
スイッチング素子の出力側と負荷との間に設けられたイ
ンダクタと、前記スイッチング素子を開閉制御する励撮
段と、前記励県段から出力された励振パルスを前記のス
イッチング素子に印加する為の励振トランスとを備え、
前記負荷として受像管の水平偏向回路が接続され、前記
水平偏向回路から水平鍋向出力の大小に応動してその電
圧値が定まる直流電圧を得るようにし、前記直流電圧が
水平偏向周波数に拘わらず一定になるように前記スイッ
チング素子の開閉時間比を制即し、更に前記スイッチン
グ素子の開閉時間周期を、負荷の水平偏向周期、もしく
はその整数倍、もしくは整数分の１の周期に同期させ、
前記スイッチング素子の導通８ｔｇ間を前記水平偏向周
波数の如何に拘わらず略一定にした構成とすることによ
り、上記従来回路の諸問題を良好に解消したものである
。

（実　施　例） 通常第５図の水平偏向発振回路１、水平偏向ドライブ回
路２、水平偏向出力回路３で取扱う水平偏向周波数は例
えばテレビ受像器等では１５．７３４キロヘルツと規格
が定まっている。しかし近年受像管をコンピュータ装置
のディスプレイとして使用する例も多くなって来ている
。コンピュータ機器出力信号の水平偏向周波数はその多
くは１５から３５キロヘルツ程度、あるいはそれ以上に
至るまで、機器によって種々の値をとる。従って、ディ
スプレイ機器としては、これ等の信号の全て、あるいは
少なくともｒｊ１種類に対応出来ると便利であり、その
為の装置も開発されている。

本発明はこの様な水平偏向周波数可変型のディスプレイ
機器の水平偏向出力回路への電圧を供給するレギュレー
タに好適な回路を促供するものである。

第１図は本発明の電源回路の一実旅例の要部を示す。こ
こで先の第５図、第６図と同一番号を付した部分は同じ
目的の動作をするものとする。ここでＰｍ　、Ｐｎは入
力同期信号であって、その周波数は一種類に限定される
ものでなく、少なくとも二種以上にわたるものである。

また、２０は基波発生回銘であって、機器が取扱う水平
偏向周波数に一致したパルスからこれと同一周波数の基
波Ｓを生成する。従って、基波発生回路２０の入力はこ
の図では水平発振回路１より１仔ているが、これらに限
定されることなく、同じ水平偏向周波数を扱う部分なら
、例えばドライブ回路２、水平偏向出力回路３等他の部
分から入力を得ても良い。

２１は偏向出力レベル検出回路であって、水平偏向出力
回路３の出力レベルの大小に応じた直流電圧Ｅｒｅｆを
出力する。そしてこのＥ　ｒｅｆをコンパレータ１１の
入力の一つに加えスイッチングレギュレータ６内の回路
の極性をＥ　ｒｅｆが上昇しようとすると＋Ｅｂ′が低
下するように定めればＥ　ｒｅｆは基準電圧ＥＳに一敗
する。

Ｅ　ｒｅｒが一定であると言うことは３の菌内出力レベ
ルがその周波数に拘わらず常に一定であると言うことに
なり、結局偏向周波数に無関係な一定据幅の偏向電流１
ｙが偏向コイル４に流れることになる。またこの目的に
適する検出回路２１の構成法はこれまでもいくつか考え
られ、例えば本出願人による実開昭５８−７１２６６号
や特開昭６１−１３４１８１号等が有る。ここでのスイ
ッチングレギュレータ６のパルス幅変調回路１３に入る
鋸波Ｓは水平偏向周波数に同期している。１３のパルス
幅変調回路も本質的にはコンパレータであり、コンパレ
ータ１１の直流出力ＥＯと％波Ｓとの電圧レベルとの大
小の判別結果をＨ（ハイ）またはＬ（ロー）の二値の電
圧レベルで出力し、この出力で、Ｎ　Ｐ　Ｎ　トランジ
スタ１４をオン・オフさせるものである。従って方形波
ＲｄもＲＯのいずれもこの水平発振回路１、ドライブ回
路２、水平偏向出力回路３の回路の扱う水平−内周波数
に同期し、この偏向周波数が変われば方形波ＲＯも変わ
ることになる。

この様に偏向周波数につれてスイッチング周波数が変わ
るスイッチングレギュレータによって、３の水平偏向出
力回路に電力を供給して、（Ｇ向出力電流１ｙを一定に
するように構成した場合の動作条件を以下第２図を参考
にしながら導出する。

第２図（ａ　）は偏向コイル４を流れる基波電流Ｉｙを
示したものである。ここでＴｈは水平篩面の周期、Ｔｓ
はこれから帰線時間Ｊｒ分を除いた走査時間、Ｉｙｄは
偏向コイル電流のピーク・ピーク値である。この様な場
合よく知られた理論により電流Ｉｙｐは次の様に表わさ
れる。

Ｉｙｐ−（Ｔｓ　／Ｌｙ　）　Ｅｂ　′−ｒａ　　−Ｔ
ｈ　−Ｅｂ　　　　　　・・ｉ２Ｊ但し、ｍ　−（Ｔｓ
　／Ｔｈ　）　・（１／Ｌｙ　）　＝一定ＬＶ：Ｗ向コ
イル３のインダクタンス ここで走査時間率（Ｔｓ　７／Ｔｈ　）は偏向周波数が
変わっても常に一定であるとすれば、インダクタンスＬ
ｙも無論一定であるから、（２）式で示される様に電流
ｌｙｐはＴｈとＥｂ’　の関数となる。

一方、第２図（ｂ　）から分かる様にＥｂとＥｂ’　と
の関係は次式の様になる。

Ｅｂ　’　−（Ｔｏｎ、／Ｔｈ　）　Ｅｂ　　　　・−
（３１（３）を（２に代入して ＩＶＩ）−Ｍ　−Ｔｏｎ−Ｅｂ　　　　　　　　・（４
）先に説明した様に、この応用例の場合は、電流Ｉｙｐ
は周波数に拘わらず常に一定値をとる様に構成されてお
り、また入力の直流電圧値Ｅｂも一定であるから（４）
式より、この様な場合はＴＯ［１の値も偏向周波数の値
に拘わりなく一定になることが導かれる。従って前述し
た俤なりアクタ１８の最大磁束密度３ｎ＋や、ドライブ
トランジスタ１４のコレクタ電流１ｃｄが、偏向周波数
の如何に拘わらず常に一定となり先に述べた様な問題は
解消する。

またこの様にするとスイッチング波形ＲＯは偏向周波数
に同期しているので、やはり前述した峰な画像上の妨害
の点でも有利である。

この本発明の電源回路の各部の波形の関係を示したのが
第３図である。ここで第３図（ａ　）は同期信号の周期
がＴｈと長い場合、同図（ｂ）は周期がＴｈ’　と短い
場合に夫々対応するスイッチング波形ＲＱを示したもの
である。これから分かる球に入力同期信号がｐｍからＰ
ｎ、即ち、周期がＴｈからＴｈ’　に変わっても先に説
明した様にスイッチングトランジスタの導通時間Ｔｏｎ
の値は鋸状電流１ｙの振幅さえ一定ならば一定である。

しかしそのデユーティサイクルと出力直流電圧はこの種
の可変周波数偏向回路の目的にそって変化している。そ
してこの波形は入力同期信号、ひいては偏向コイル電流
の繰返し周期に同期しているので前述したように画像妨
害の点でも問題が少ない。

ここでスイッチング波形ＲＯの周期は回路の偏向周期に
同期さえしていれば必ずしも同じ値をとる必要はない。

即ち偏向周期ＴｈとスイッチングＷ；Ｉ期ＴＳ官とは同
期関係さえ保持していれば整数倍、または整数分の１の
関係でも構わない。例えばスイッチング周期ＴｓｗをＴ
ｈの半分にしたとすると、（３式はＥｂ　’　−（Ｔｏ
ｎ／Ｔｓｗ）　ｌａｄとなり、これにＴｓｗ−Ｔｈ／２
を代入して回復に電流Ｉｙｐを求めると、 Ｉｙｐ−２ｍ　−Ｔｏｒ＋−Ｅｂ　　　　−（４’　　
）となり、これかられかる様に、Ｔｏｎの方も同時に半
分にすれば同じ直流電圧値Ｅｂで同じ電流Ｉｖｐの値を
保持することが出来る。即ち偏向周期Ｔｈに同期さえし
ていればスイッチング波形ＲＯの周波数が整数（８にな
ってもその導通期間Ｔ　ｏｎ’　の値は偏向周波数に影
響されず一定になる。第３図のＲＯ’　はこの様な状態
を示したものであり、またＲ　Ｏ”　ｌｊ同（Ｘｉニス
−ｉ’ツチンクｒＸＩｆｆｉＴｓ・＊″カＴｈ１７）倍
になった詩の様子を示したものでやはり導通期間ＴＯｎ
″はＲＧのＴｏｎの倍になるが、同図（ａ）。

（ｂ）の様な周波数の変化に対しては一定になる。

第４図は本発明においてこのようにスイッチング周期Ｔ
　ＳＷを（偏向周期Ｔｈと異なる様にした場合の回路図
である。ここで水平発振回路１と、基波発生回路２０と
の間に新たに設けられた２２は周波数変換回路であって
水平発振段１より（ｑられた波形の周波数を逓倍、また
は逓分するものである。

もしこの回路の取吸い偏向周波数が比較的低い値である
ならば、２２を逓倍器として第３図ＲＯ’に示すよう、
スイッチング周期下ＳＷを類クシて、スイッチングレギ
ュレータのインダクタ１８や平滑コンデンサ１９の小型
化を図ることが出来る。

また偏向周波数が比較的高くそのままの周波数で６のス
イッチングレギュレータを動作させると、スイッチング
レギュレータ６内部のトランジスタ１４．１６、ダイオ
ード１７等の各スイッチング素子のスイッチングスピー
ドがこれに対応しきれず損失がかえって増力口してしま
う愼な場合、２２を逓分器として、第３図ＲＯ“の様に
本来の偏向周期Ｔｈよりスイッチング周期Ｔｓｗ”を長
くしてやれば良い。いずれにしてもスイッチング波形Ｒ
Ｏは（１内周波数と整数比で同期関係にあるのでやはり
画像妨害の点でも有利である。

（発明の効果） 以上詳しく述べたところから明らかなように、本発明に
基づき、多種の水平偏向周波数に対応する水平（偏向出
力回路の直流電源を制御して偏向周波数に拘わらず常に
一定の編向出力が得られる電圧を供給するスイッチング
レギュレータにおいて、そのスイッチング周波数を機器
の水平偏向周波数、あるいはその整数倍、またあるいは
その整数分の１の周波数に同期させるようにしたことに
よって、水平偏向周波数の如何に拘わらず常にスイッチ
ングレギュレータのスイッチング素子の導通旧聞が一定
となり、その結果として回路素子が小型化出来、またス
イッチング素子も定格の小さい物でよ＜、ｍ４製ａの低
コスト化がはかれ、また画像上の妨害も目立ちにくいと
いった特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電源回路の一実施例を示した図、第２
図、第３図はその動作説明図、第４図は本発明の電源回
路の他の実施例を示した図、第５図は従来の電源回路の
ブロック図、第６図はその要部の回路図、第７図はその
動作説明図である。 １・・・水平偏向発振回路、２・・・水平偏向ドライブ
回路、３・・・水平鍋内出力回路、４・・・偏向コイル
、５・・・高圧発生回路、６・・・スイッチングレギュ
レータ、１１・・・コンパレータ、１２・・・基準電圧
値、１３・・・パルス幅変調回路、１４．１６・・・Ｎ
ＰＮトランジスタ、１５・・・トランジスタ、１７・・
・ダイオード、１８・・・インダクタ、１９・・・コン
デンサ、２０・・・基波発生器、２１・・・検出回路、
２２・・・周波数変換器、＋Ｅｂ・・・直流電圧値。 特許出願人　　日本ビクター株式会社　　。 代表者　　塩水　邦人　　、′ 第１図 ＜１　　　　　　　（Ｓ） 第２図 第３図 第４図 第５図 （２）　　　　　　　　　　（ｂ） 第７図 」′−帛タトネ１１】　　正　Ｔ↓１ 昭和６２年１２月７７日 昭和６１年特許Ｉｔ第２２３２３７号 ２、発明の名称 電源回路 ３、補正をする石 串６４との関係′　　特許Ｌ１ｉ願人 住所　神奈川県協９ｊ　ｒｌＴ神奈川区用屋町３丁目１
２番地４、補正命令の日付 自発１１ｎ正 ５？ｌｌｉ正の対蒙 明細書の発明の詳細な説明の欄及び図面の簡単な説明の
欄、及び図面 ６、補正の内容 （１）明細書、第８頁第１０行のＮｄＪを「Ｉｂ」と補
正する。 （２）明細書、第９頁第１１行の［Ｂ　ｍ　　・（１）
　Ｊを ｒＢｚ−（Ｅｂ　ｘＴｏｎ／　（ＮｘＡｃ　））Ｘ１０
８（Ｇａｕｓｓ　）　　　　−（１）Ｊ と補正する。 （３）明細書、第１４頁第１６行のｒｌｙｄｊをｒｉｌ
ｌ）Ｊと補正する。 く４）明細書、第１５頁第１１行の「Ｍ」をｒｍＪと補
正する。 （５）明ｐａ書、第２０頁第７行の「１５・・・トラン
ジスタ」を［１５・・・１−ランス１と補正する。 （６）図面、第５図及び第６図を別紙の通り補正する。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電源の一端に接続されてスイッチングパルスにより
   開閉制御されるスイッチング素子によつて直流電源から
   の供給電力を制御する手段と、前記スイッチング素子が
   遮断状態の時導通状態となるような接続極性でスイッチ
   ング素子の出力側と直流電源の他の一端との間に接続さ
   れたダイオードと、前記スイッチング素子の出力側と負
   荷との間に設けられたインダクタと、前記スイッチング
   素子を開閉制御する励振段と、前記励振段から出力され
   た励振パルスを前記のスイッチング素子に印加する為の
   励振トランスとを備え、前記負荷として受像管の水平偏
   向回路が接続され、前記水平偏向回路から水平偏向出力
   の大小に応動してその電圧値が定まる直流電圧を得るよ
   うにし、前記直流電圧が水平偏向周波数に拘わらず一定
   になるように前記スイッチング素子の開閉時間比を制御
   し、更に前記スイッチング素子の開閉時間周期を、負荷
   の水平偏向周期、もしくはその整数倍、もしくは整数分
   の１の周期に同期させ、前記スイッチング素子の導通時
   間を前記水平偏向周波数の如何に拘わらず略一定にした
   ことを特徴とする電源回路。