JP2635553B2 - 入力周波数で出力電流を発生させる装置 - Google Patents
入力周波数で出力電流を発生させる装置Info
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- JP2635553B2 JP2635553B2 JP61131684A JP13168486A JP2635553B2 JP 2635553 B2 JP2635553 B2 JP 2635553B2 JP 61131684 A JP61131684 A JP 61131684A JP 13168486 A JP13168486 A JP 13168486A JP 2635553 B2 JP2635553 B2 JP 2635553B2
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- H04N3/10—Scanning details of television systems; Combination thereof with generation of supply voltages by means not exclusively optical-mechanical
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- H03K4/06—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape
- H03K4/08—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape
- H03K4/48—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices
- H03K4/60—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor
- H03K4/62—Generating pulses having essentially a finite slope or stepped portions having triangular shape having sawtooth shape using as active elements semiconductor devices in which a sawtooth current is produced through an inductor using a semiconductor device operating as a switching device
- H03K4/68—Generators in which the switching device is conducting during the fly-back part of the cycle
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、偏向走査回路すなわち電力スイツチング
回路に関する。
回路に関する。
一般的に、水平走査回路は、水平発振回路からのパル
ス信号をスイツチとして働く水平出力トランジスタのベ
ース電極すなわち制御電極に印加する。水平出力トラン
ジスタのコレクタは、フライバツク変圧器の１次巻線と
直列に接続されている。水平発振回路からのパルス信号
に応じて水平出力トランジスタがオン、オフすると、水
平偏向巻線の中に走査電流が流れる。
ス信号をスイツチとして働く水平出力トランジスタのベ
ース電極すなわち制御電極に印加する。水平出力トラン
ジスタのコレクタは、フライバツク変圧器の１次巻線と
直列に接続されている。水平発振回路からのパルス信号
に応じて水平出力トランジスタがオン、オフすると、水
平偏向巻線の中に走査電流が流れる。
普通、水平出力トランジスタを動作させるに必要なベ
ース電極電流は可成り大きい。それ故に、従来の回路の
中には、ベース電極駆動電流を供給するために必要な水
平発振回路からの出力信号が、相当な電力を供給しなけ
ればならないものもある。そのようなベース電極駆動回
路は、一般に相当な量の電力を消費し、かつ嵩張つたも
のになる。そのような嵩張つた構造は、テレビジヨン・
セツトの小型化にとつて大きな障害となる。
ース電極電流は可成り大きい。それ故に、従来の回路の
中には、ベース電極駆動電流を供給するために必要な水
平発振回路からの出力信号が、相当な電力を供給しなけ
ればならないものもある。そのようなベース電極駆動回
路は、一般に相当な量の電力を消費し、かつ嵩張つたも
のになる。そのような嵩張つた構造は、テレビジヨン・
セツトの小型化にとつて大きな障害となる。
即ち、昨今の水平偏向回路ではトレースの後半の期間
の間偏向電流を流しトレースの最後には偏向電流を遮断
するトランジスタスイッチが使用されており、偏向スイ
ッチにおける損失を最小限とするためにこのスイッチは
偏向電流を流している間飽和状態に維持される。しかし
ながら、トランジスタが飽和状態であってもベースに対
して流入する超過的電流によって付加的損失が発生す
る。
の間偏向電流を流しトレースの最後には偏向電流を遮断
するトランジスタスイッチが使用されており、偏向スイ
ッチにおける損失を最小限とするためにこのスイッチは
偏向電流を流している間飽和状態に維持される。しかし
ながら、トランジスタが飽和状態であってもベースに対
して流入する超過的電流によって付加的損失が発生す
る。
スイッチを飽和状態のまま維持するためには偏向スイ
ッチのベースに流れ込む電流の値をコレクタ電流の増加
にしたがって増加させる必要があることが知られてい
る。従来は、偏向電流を流している間スイッチを飽和状
態に維持することとベース電流を十分小さくしてトラン
ジスタに実質的に損失が生じないようにすることとの間
の中間の状態が採用されてきた。
ッチのベースに流れ込む電流の値をコレクタ電流の増加
にしたがって増加させる必要があることが知られてい
る。従来は、偏向電流を流している間スイッチを飽和状
態に維持することとベース電流を十分小さくしてトラン
ジスタに実質的に損失が生じないようにすることとの間
の中間の状態が採用されてきた。
トランジスタ偏向スイッチがターンオフしてもトラン
ジスタのベース領域からベース電荷が消失するまでは非
導通状態にはならないことが知られている。偏向トラン
ジスタのベースに逆電圧が印加される時間とその偏向ト
ランジスタが実質的に非導通状態となる時間との間の遅
れのために従来は2fHまたは4fH等の高偏向周波数のトラ
ンジスタスイッチの使用が困難であった。
ジスタのベース領域からベース電荷が消失するまでは非
導通状態にはならないことが知られている。偏向トラン
ジスタのベースに逆電圧が印加される時間とその偏向ト
ランジスタが実質的に非導通状態となる時間との間の遅
れのために従来は2fHまたは4fH等の高偏向周波数のトラ
ンジスタスイッチの使用が困難であった。
本願発明はこのような課題に鑑みてなされた。
この発明によれば、出力トランジスタ・スイツチを導
通させるベース電極駆動電流すなわち制御電極駆動電流
は、その出力トランジスタ・スイツチ自体により生成さ
れる帰還電流から得られる。従つて、この発明の回路
は、嵩張つた駆動回路を必要としない。特に、この発明
の回路は、フライバツク変圧器への追加巻線から、この
ベース電極に対するターンオン用の駆動電流を得てい
る。フライバツク変圧器のその他の巻線は、他の従来回
路におけると同様の機能を行う。それ故に、この追加巻
線を組み込むことにより生ずる余分な費用と体積の増加
は比較的少なくて済む。
通させるベース電極駆動電流すなわち制御電極駆動電流
は、その出力トランジスタ・スイツチ自体により生成さ
れる帰還電流から得られる。従つて、この発明の回路
は、嵩張つた駆動回路を必要としない。特に、この発明
の回路は、フライバツク変圧器への追加巻線から、この
ベース電極に対するターンオン用の駆動電流を得てい
る。フライバツク変圧器のその他の巻線は、他の従来回
路におけると同様の機能を行う。それ故に、この追加巻
線を組み込むことにより生ずる余分な費用と体積の増加
は比較的少なくて済む。
従来の回路の中には、出力トランジスタのコレクタ−
エミツタ電路の導通期間の間、ベース電極駆動電流の波
形が一般に平坦か、下方に傾斜するか、または垂下の形
を取るものがある。出力トランジスタのこの導通期間、
コレクタからエミツタへ流れる電流は、主として上向き
に傾斜した電流であるから、そのような回路のベース電
極電流は、導通時の初期では少くとも、この上向き傾斜
のコレクタ−エミツタ電流の期間中出力トランジスタを
飽和させるに要する電流値を実質的に越える。この過剰
なベース電極電流は、このような従来の回路内で好まし
くない電力消費を発生させる。
エミツタ電路の導通期間の間、ベース電極駆動電流の波
形が一般に平坦か、下方に傾斜するか、または垂下の形
を取るものがある。出力トランジスタのこの導通期間、
コレクタからエミツタへ流れる電流は、主として上向き
に傾斜した電流であるから、そのような回路のベース電
極電流は、導通時の初期では少くとも、この上向き傾斜
のコレクタ−エミツタ電流の期間中出力トランジスタを
飽和させるに要する電流値を実質的に越える。この過剰
なベース電極電流は、このような従来の回路内で好まし
くない電力消費を発生させる。
この発明のもう一つの態様によれば、出力トランジス
タ・スイツチを導通させる出力トランジスタのベース電
極駆動電流は、対応する上向きに傾斜したコレクタ−エ
ミツタ電流の流れている間、この出力トランジスタを飽
和状態に維持する傾斜のない電流である。従つて、この
ベース電極電流駆動回路により供給される電力は、従来
のいくつかの回路における電力よりも少なく、有利にな
る。更に、この発明の回路では、ベース電極電流はベー
ス−エミツタ接合に直列に接続されたインダクタンスに
より生成されるから実質的に無効電流である。従つて、
そのような無効電流により生ずる電力消費は可成り小さ
い。
タ・スイツチを導通させる出力トランジスタのベース電
極駆動電流は、対応する上向きに傾斜したコレクタ−エ
ミツタ電流の流れている間、この出力トランジスタを飽
和状態に維持する傾斜のない電流である。従つて、この
ベース電極電流駆動回路により供給される電力は、従来
のいくつかの回路における電力よりも少なく、有利にな
る。更に、この発明の回路では、ベース電極電流はベー
ス−エミツタ接合に直列に接続されたインダクタンスに
より生成されるから実質的に無効電流である。従つて、
そのような無効電流により生ずる電力消費は可成り小さ
い。
従来のいくつかの回路におけるもう一つの問題は、出
力トランジスタのターンオフが遅いことである。この遅
いターンオフは、出力トランジスタのベース電極領域に
ある電荷が十分速い速度で掃き出されないために、発生
するのである。ターンオフ時間が遅いと、そのような偏
向回路の最高走査周波数は低くなる。２倍周波数走査形
式のような一層高い偏向周波数の必要性が出て来た場
合、この周波数上限は、上記のような従来型偏向回路の
有効性を減殺することになる。
力トランジスタのターンオフが遅いことである。この遅
いターンオフは、出力トランジスタのベース電極領域に
ある電荷が十分速い速度で掃き出されないために、発生
するのである。ターンオフ時間が遅いと、そのような偏
向回路の最高走査周波数は低くなる。２倍周波数走査形
式のような一層高い偏向周波数の必要性が出て来た場
合、この周波数上限は、上記のような従来型偏向回路の
有効性を減殺することになる。
それ故、この発明の更に別の態様によれば、出力トラ
ンジスタ・スイツチのベース−エミツタ接合の両端間に
実質的にある電圧源を結合する第２のスイツチング装置
により、ベース電極の電位を積極的に引下げている。こ
の引下げ用電圧源は、ベース電極領域にある電荷を素速
く掃き出させる。この引下げ用電圧は、第２のスイツチ
ング装置を制御する水平発振回路の入力信号に応じて、
ベース電極に結合される。このように、この発明の回路
は、高いスイツチング周波数で動作することができる。
ンジスタ・スイツチのベース−エミツタ接合の両端間に
実質的にある電圧源を結合する第２のスイツチング装置
により、ベース電極の電位を積極的に引下げている。こ
の引下げ用電圧源は、ベース電極領域にある電荷を素速
く掃き出させる。この引下げ用電圧は、第２のスイツチ
ング装置を制御する水平発振回路の入力信号に応じて、
ベース電極に結合される。このように、この発明の回路
は、高いスイツチング周波数で動作することができる。
この発明の更にまた別の態様によれば、上記の引下げ
用電圧は、コレクタ−ベース接合が降伏現象を起すこと
なく耐え得るピーク電圧を高めることができるという点
で、更に利益をもたらす。この理由は、出力トランジス
タが導通していない時、ベース−エミツタ間電圧が十分
負であれば、出力トランジスタの降伏電圧が大きくなる
からである。このように、ベース−エミツタ接合が上記
のような引下げ用電圧により逆バイアスされない従来技
術によるいくつかの回路に比べれば、この回路の信頼性
と融通性は遥かに優れている。
用電圧は、コレクタ−ベース接合が降伏現象を起すこと
なく耐え得るピーク電圧を高めることができるという点
で、更に利益をもたらす。この理由は、出力トランジス
タが導通していない時、ベース−エミツタ間電圧が十分
負であれば、出力トランジスタの降伏電圧が大きくなる
からである。このように、ベース−エミツタ接合が上記
のような引下げ用電圧により逆バイアスされない従来技
術によるいくつかの回路に比べれば、この回路の信頼性
と融通性は遥かに優れている。
従来の回路の中には、回路の動作を開始させるための
専用の部品を有しているものがある。この発明の一態様
によれば、上向き傾斜波形の電流を発生するインダクタ
ンスに結合される、このスイツチされた引下げ用電圧
は、また電源のターンオン期間のような始動を保証す
る。従つて、追加の専用部品を必要とすることなしに始
動させることができる。
専用の部品を有しているものがある。この発明の一態様
によれば、上向き傾斜波形の電流を発生するインダクタ
ンスに結合される、このスイツチされた引下げ用電圧
は、また電源のターンオン期間のような始動を保証す
る。従つて、追加の専用部品を必要とすることなしに始
動させることができる。
この発明のなお別の態様によれば、出力トランジスタ
は、誘導性負荷内の出力電流のスイツチングを行う。周
期的な入力信号に応答する制御スイツチが、入力信号の
或る所定周期の第１の期間、逆バイアス電圧源を結合し
て出力トランジスタをターンオフする。この逆バイアス
電圧は、インダクタンスに印加されて、出力トランジス
タ・スイツチのベース電極に結合されたインダクタンス
中に誘導電流を発生させる。この所定周期間の第２の期
間には、その制御スイツチは、上記ベースから逆バイア
ス電圧を切り離して、誘導電流がベースに流入して出力
トランジスタ・スイツチをターンオンできるようにす
る。
は、誘導性負荷内の出力電流のスイツチングを行う。周
期的な入力信号に応答する制御スイツチが、入力信号の
或る所定周期の第１の期間、逆バイアス電圧源を結合し
て出力トランジスタをターンオフする。この逆バイアス
電圧は、インダクタンスに印加されて、出力トランジス
タ・スイツチのベース電極に結合されたインダクタンス
中に誘導電流を発生させる。この所定周期間の第２の期
間には、その制御スイツチは、上記ベースから逆バイア
ス電圧を切り離して、誘導電流がベースに流入して出力
トランジスタ・スイツチをターンオンできるようにす
る。
２倍周波数走査形式のテレビジヨン装置に使用するこ
とのできる、第１図に示す偏向回路200において、この
回路200から分離されている、たとえば切換方式である
ような電源45から、端子48に濾波済直流電圧VBが供給さ
れる。端子48は、水平出力変圧器すなわちフライバツク
変圧器53の１次巻線53aを介して、水平偏向回路200の端
子90に結合されている。水平偏向巻線81は、偏向巻線81
内に走査電流iyを生成するために水平偏向出力発生器86
に結合されている。発生器86は、直線性インダクタ83を
有し、このインダクタ83は、トレース・キヤパシタ62と
直列に、またリトレース・キヤパシタ80とトレース・ス
イツチ87の並列配置に直列に接続されている。トレース
・スイツチ87は、制御電極を有する水平出力トランジス
タ88とダンパ・ダイオード89の並列配置を持つている。
とのできる、第１図に示す偏向回路200において、この
回路200から分離されている、たとえば切換方式である
ような電源45から、端子48に濾波済直流電圧VBが供給さ
れる。端子48は、水平出力変圧器すなわちフライバツク
変圧器53の１次巻線53aを介して、水平偏向回路200の端
子90に結合されている。水平偏向巻線81は、偏向巻線81
内に走査電流iyを生成するために水平偏向出力発生器86
に結合されている。発生器86は、直線性インダクタ83を
有し、このインダクタ83は、トレース・キヤパシタ62と
直列に、またリトレース・キヤパシタ80とトレース・ス
イツチ87の並列配置に直列に接続されている。トレース
・スイツチ87は、制御電極を有する水平出力トランジス
タ88とダンパ・ダイオード89の並列配置を持つている。
フライバツク変圧器53の高圧巻線53cは、アルタ加速
電位を生成するための通常の高圧回路63に結合されてい
る。
電位を生成するための通常の高圧回路63に結合されてい
る。
電源45の電圧VHOにより付勢される、同期水平発振器
および前置駆動回路85は、負の直流電圧に重畳した矩形
波として現れるスイツチング制御信号電圧V84bを、キヤ
パシタCoを通してトランジスタ・スイツチ84の制御ベー
ス電極に供給する。電圧V84bの周期はH/2である。ここ
にH/2は、2fH偏向装置における１本の線走査期間であ
る。Ｈは、たとえばNTSC方式における63.5マイクロ秒と
いう普通の水平走査期間である。
および前置駆動回路85は、負の直流電圧に重畳した矩形
波として現れるスイツチング制御信号電圧V84bを、キヤ
パシタCoを通してトランジスタ・スイツチ84の制御ベー
ス電極に供給する。電圧V84bの周期はH/2である。ここ
にH/2は、2fH偏向装置における１本の線走査期間であ
る。Ｈは、たとえばNTSC方式における63.5マイクロ秒と
いう普通の水平走査期間である。
電圧V84bが、その重畳矩形波の第１のレベルによりト
ランジスタ・スイツチ84のベース−エミツタ接合を順方
向にバイアスすると、トランジスタ・スイツチ84は導通
状態になる。逆に、この電圧V84bが、重畳矩形波の他の
レベルすなわち第２のレベルに従つて、ベース−エミツ
タ接合を逆方向にバイアスすると、トランジスタ・スイ
ツチ84は非導通状態となる。トランジスタ・スイツイチ
84のエミツタ電極は、負の引下げ用電圧源VNEGに結合さ
れている。トランジスタ・スイツチ84のコレクタ電極
は、電流制限抵抗91を通して水平出力トランジスタ88の
ベース電極に結合されている。フライバツク変圧器53の
２次巻線53bの端子46は、電流制限抵抗92を通してイン
ダクタンス82の端子82bに結合されている。インダクタ8
2の他方の端部である端子47は、抵抗91とトランジスタ
・スイツチ84のコレクタ電極との相互接続点に結合され
ている。
ランジスタ・スイツチ84のベース−エミツタ接合を順方
向にバイアスすると、トランジスタ・スイツチ84は導通
状態になる。逆に、この電圧V84bが、重畳矩形波の他の
レベルすなわち第２のレベルに従つて、ベース−エミツ
タ接合を逆方向にバイアスすると、トランジスタ・スイ
ツチ84は非導通状態となる。トランジスタ・スイツイチ
84のエミツタ電極は、負の引下げ用電圧源VNEGに結合さ
れている。トランジスタ・スイツチ84のコレクタ電極
は、電流制限抵抗91を通して水平出力トランジスタ88の
ベース電極に結合されている。フライバツク変圧器53の
２次巻線53bの端子46は、電流制限抵抗92を通してイン
ダクタンス82の端子82bに結合されている。インダクタ8
2の他方の端部である端子47は、抵抗91とトランジスタ
・スイツチ84のコレクタ電極との相互接続点に結合され
ている。
通常の動作では、偏向スイツチ87は、トレース期間中
は導通状態にある。偏向スイツチ87が導通状態の時は、
変圧器53は偏向巻線81から分離される。１次巻線53a中
の上向き傾斜の１次電流i2は、このトレース期間中フラ
イバツク変圧器53に貯えられているエネルギを増加させ
る。リトレース期間にスイツチ87が非導通にされている
ときに、この貯えられたエネルギは偏向出力発生器86に
おけるエネルギ損失を補充し、高圧回路53を付勢する。
偏向巻線81は、変圧器53およびリトレース・キヤパシタ
80と共に、リトレース共振回路を形成している。トレー
ス期間中変圧器53と偏向巻線81に貯えられたエネルギ
は、リトレース期間中、リトレース・キヤパシタ80に転
送され、キヤパシタ80の両端間にリトレース電圧VRを生
成する。この電圧VRは第２図（ｃ）に示されている。
は導通状態にある。偏向スイツチ87が導通状態の時は、
変圧器53は偏向巻線81から分離される。１次巻線53a中
の上向き傾斜の１次電流i2は、このトレース期間中フラ
イバツク変圧器53に貯えられているエネルギを増加させ
る。リトレース期間にスイツチ87が非導通にされている
ときに、この貯えられたエネルギは偏向出力発生器86に
おけるエネルギ損失を補充し、高圧回路53を付勢する。
偏向巻線81は、変圧器53およびリトレース・キヤパシタ
80と共に、リトレース共振回路を形成している。トレー
ス期間中変圧器53と偏向巻線81に貯えられたエネルギ
は、リトレース期間中、リトレース・キヤパシタ80に転
送され、キヤパシタ80の両端間にリトレース電圧VRを生
成する。この電圧VRは第２図（ｃ）に示されている。
１次巻線53aの両端間の電圧は、変圧器動作により２
次巻線53bに結合されて、端子46に電圧VSを発生させ
る。トレース期間中、この電圧VSは正であり、リトレー
ス期間中は負である。負の電圧VSは、端子90のリトレー
ス電圧VRが端子48の電圧VBよりも正である時に生ずる。
次巻線53bに結合されて、端子46に電圧VSを発生させ
る。トレース期間中、この電圧VSは正であり、リトレー
ス期間中は負である。負の電圧VSは、端子90のリトレー
ス電圧VRが端子48の電圧VBよりも正である時に生ずる。
２次巻線53bの両端間の正電圧VSは、第２図（ａ）に
示すようにリトレースの終了時点treからトレースの終
了時点to′までの間、インダクタ82中に上向き傾斜の電
流isを発生させる。
示すようにリトレースの終了時点treからトレースの終
了時点to′までの間、インダクタ82中に上向き傾斜の電
流isを発生させる。
トレースの第１部分の間、電圧V84bの波形の第１レベ
ルの発生に伴なつて第１図のトランジスタ・スイツチ84
は導通となる。そのため、インダクタ82の端子47の電圧
V84cは負となり、実質的に電圧VNEGに等しくなる。第２
図（ａ）の時点treから時点t1までのトレースの第１部
分の間、第１図の出力トランジスタ８は、そのベース電
極に結合される電圧V84cが負であるから非導通である。
負電圧V84cは、tre−t1の期間中第２図（ａ）の電流is
の増加速度を一層大きくする。これと同時に、第１図の
偏向電流iyがダンパ・ダイオード89を通つて流れる。
ルの発生に伴なつて第１図のトランジスタ・スイツチ84
は導通となる。そのため、インダクタ82の端子47の電圧
V84cは負となり、実質的に電圧VNEGに等しくなる。第２
図（ａ）の時点treから時点t1までのトレースの第１部
分の間、第１図の出力トランジスタ８は、そのベース電
極に結合される電圧V84cが負であるから非導通である。
負電圧V84cは、tre−t1の期間中第２図（ａ）の電流is
の増加速度を一層大きくする。これと同時に、第１図の
偏向電流iyがダンパ・ダイオード89を通つて流れる。
トレース期間の中央より前に、重畳された矩形波がそ
の第１レベルから第２レベルへ移行する時、トランジス
タ・スイツチ84のベース電極の電圧V84bは一層負にな
り、トランジスタ・スイツチ84を非導通にする。トラン
ジスタ・スイツチ84が非導通になると、電流isは出力ト
ランジスタ88のベース電極にベース電極電流ibの形で全
部流れ込み、出力トランジスタ88を導通、すなわちター
ンオンさせる。その後、トレースの残り期間、電流ib、
すなわちisは、第１図の２次巻線53bの端子46における
電圧VSが正であるため、それぞれ第２図（ｂ）、第２図
（ａ）に示されているように、時点t1とt0′の間上向き
に傾斜上昇し続ける。
の第１レベルから第２レベルへ移行する時、トランジス
タ・スイツチ84のベース電極の電圧V84bは一層負にな
り、トランジスタ・スイツチ84を非導通にする。トラン
ジスタ・スイツチ84が非導通になると、電流isは出力ト
ランジスタ88のベース電極にベース電極電流ibの形で全
部流れ込み、出力トランジスタ88を導通、すなわちター
ンオンさせる。その後、トレースの残り期間、電流ib、
すなわちisは、第１図の２次巻線53bの端子46における
電圧VSが正であるため、それぞれ第２図（ｂ）、第２図
（ａ）に示されているように、時点t1とt0′の間上向き
に傾斜上昇し続ける。
この発明の一特徴として、第２図（ｂ）の上向き傾斜
電流ibは、第１図の出力トランジスタ88のコレクタ電極
中に対応する上向き傾斜電流を維持するようにそのベー
ス電極を駆動する。
電流ibは、第１図の出力トランジスタ88のコレクタ電極
中に対応する上向き傾斜電流を維持するようにそのベー
ス電極を駆動する。
トレース期間の終点近くで、トランジスタ84のベース
電極の電圧V84bは一層正になり、トランジスタ・スイツ
チ84を導通させる。トランジスタ・スイツチ84が導通す
ると、電源45により生成される電圧VNEGは端子47に結合
されて負の電圧V84cを生成する。端子47の負電圧V
84cは、出力トランジスタ88に第２図（ｂ）に示すよう
に−4Aのピークを持つ負のベース電極電流ibを生成し
て、出力トランジスタ88の急速にターンオフし、リトレ
ース期間を開始させる。すなわち、電流ibは、ベース電
極から電荷を急速に掃き出し、出力トランジスタ88を非
導通にする。スイツチ84は、導通している時には、出力
トランジスタ88のベース電極から電流isを分路させる。
キヤパシタ80の両端のリトレース電圧VRは、出力トラン
ジスタ88が非導通になる時生成される。電圧V84cは負の
平均直流電圧成分を有している。抵抗92は、電圧V84cは
より発生された電流isの直流成分を制限する働きをす
る。
電極の電圧V84bは一層正になり、トランジスタ・スイツ
チ84を導通させる。トランジスタ・スイツチ84が導通す
ると、電源45により生成される電圧VNEGは端子47に結合
されて負の電圧V84cを生成する。端子47の負電圧V
84cは、出力トランジスタ88に第２図（ｂ）に示すよう
に−4Aのピークを持つ負のベース電極電流ibを生成し
て、出力トランジスタ88の急速にターンオフし、リトレ
ース期間を開始させる。すなわち、電流ibは、ベース電
極から電荷を急速に掃き出し、出力トランジスタ88を非
導通にする。スイツチ84は、導通している時には、出力
トランジスタ88のベース電極から電流isを分路させる。
キヤパシタ80の両端のリトレース電圧VRは、出力トラン
ジスタ88が非導通になる時生成される。電圧V84cは負の
平均直流電圧成分を有している。抵抗92は、電圧V84cは
より発生された電流isの直流成分を制限する働きをす
る。
始動期間の開始時点以前には、変圧器53、巻線81およ
びキヤパシタ62と80の何れも付勢されていない。例え
ば、始動期間の開始前には、電源45の電圧VHOとV
NEGは、それぞれ正常な動作レベルにあり、また電圧V
84bは正常な動作波形を有し、かつ電圧VBは、始動期間
の開始時点でターンオンされるものと仮定しよう。始動
の開始時点では、フライバツク変圧器の巻線53bの両端
間には、出力トランジスタ88をスイツチ・オンする正の
電流ibを発生させるために利用できる電圧VSは存在しな
い。
びキヤパシタ62と80の何れも付勢されていない。例え
ば、始動期間の開始前には、電源45の電圧VHOとV
NEGは、それぞれ正常な動作レベルにあり、また電圧V
84bは正常な動作波形を有し、かつ電圧VBは、始動期間
の開始時点でターンオンされるものと仮定しよう。始動
の開始時点では、フライバツク変圧器の巻線53bの両端
間には、出力トランジスタ88をスイツチ・オンする正の
電流ibを発生させるために利用できる電圧VSは存在しな
い。
この発明のもう一つの態様によれば、始動期間中、電
圧VNEGを端子47に結合するトランジスタ・スイツチ84の
スイツチング動作により、インダクタ82の中に電流isが
生成される。始動期間中、トランジスタ・スイツチ84が
導通している時、矩形波電圧V84bの第１レベルが発生す
ることによつて電圧84cは負である。端子82bは巻線53b
を通じて大地電位に結合されているので、端子82bの電
圧は、端子84cの電圧より一層正である。更に、始動時
には巻線53bの両端間にはどのような電圧も発生してい
ない。それ故、インダクタ82内の誘導電流isは、始動期
間中トランジスタ84が導通している時、上向き傾斜状の
波形で接続端子47に流入する。上向き傾斜の電流isは、
インダクタ82内に誘導性エネルギを貯える。
圧VNEGを端子47に結合するトランジスタ・スイツチ84の
スイツチング動作により、インダクタ82の中に電流isが
生成される。始動期間中、トランジスタ・スイツチ84が
導通している時、矩形波電圧V84bの第１レベルが発生す
ることによつて電圧84cは負である。端子82bは巻線53b
を通じて大地電位に結合されているので、端子82bの電
圧は、端子84cの電圧より一層正である。更に、始動時
には巻線53bの両端間にはどのような電圧も発生してい
ない。それ故、インダクタ82内の誘導電流isは、始動期
間中トランジスタ84が導通している時、上向き傾斜状の
波形で接続端子47に流入する。上向き傾斜の電流isは、
インダクタ82内に誘導性エネルギを貯える。
第３図（ａ）から第３図（ｃ）は、始動動作の開始を
シミユレートするように、電源45の電圧VBがゼロである
時に得られる諸波形を示す。電源45のその他の電圧はそ
れぞれ通常のレベルにある。第１図、第２図（ａ）から
第２図（ｃ）および第３図（ａ）から第３図（ｃ）にお
ける同じ番号と記号は、同じ素子または機能を示してい
る。
シミユレートするように、電源45の電圧VBがゼロである
時に得られる諸波形を示す。電源45のその他の電圧はそ
れぞれ通常のレベルにある。第１図、第２図（ａ）から
第２図（ｃ）および第３図（ａ）から第３図（ｃ）にお
ける同じ番号と記号は、同じ素子または機能を示してい
る。
第３図（ａ）に示すように、時点t0とt1の間、トラン
ジスタ84が導通している期間には、電流isは上向き傾斜
の形である。
ジスタ84が導通している期間には、電流isは上向き傾斜
の形である。
矩形波電圧V84bの第２レベルの発生に従つて、第１図
のトランジスタ・スイツチ84が非導通になる時、インダ
クタ82内に貯えられた磁気エネルギから生ずる電流is
は、第３図（ｂ）の時点t1とt0′の間に示されるよう
に、下向き傾斜の電運流で、出力トランジスタ88のベー
ス電極に流入して正のベース電極電流ibを形成する。第
３図（ｂ）の正のベース電極電流ibは、時点t1とt0′の
間で第１図と第３図（ｃ）の正のベース電圧Vbsを生成
することにより、第１図の出力トランジスタ88を導通状
態にする。始動期間の開始後、電圧VBが生成し始める
と、第１図の出力トランジスタ88の導通と非導通という
交番周期により正常な偏向回路のスイツチング動作が始
まり、その結果偏向周波数電圧VSが生成される。電圧VS
が生成された後、水平出力トランジスタ88に対する通常
のスイツチング駆動が、第２図（ｂ）に示すように行な
われる。
のトランジスタ・スイツチ84が非導通になる時、インダ
クタ82内に貯えられた磁気エネルギから生ずる電流is
は、第３図（ｂ）の時点t1とt0′の間に示されるよう
に、下向き傾斜の電運流で、出力トランジスタ88のベー
ス電極に流入して正のベース電極電流ibを形成する。第
３図（ｂ）の正のベース電極電流ibは、時点t1とt0′の
間で第１図と第３図（ｃ）の正のベース電圧Vbsを生成
することにより、第１図の出力トランジスタ88を導通状
態にする。始動期間の開始後、電圧VBが生成し始める
と、第１図の出力トランジスタ88の導通と非導通という
交番周期により正常な偏向回路のスイツチング動作が始
まり、その結果偏向周波数電圧VSが生成される。電圧VS
が生成された後、水平出力トランジスタ88に対する通常
のスイツチング駆動が、第２図（ｂ）に示すように行な
われる。
第１図に示した偏向回路200の構成における偏向巻線8
1をインダクタに置換した第１図と類似の装置は、高圧
回路63と同様な装置から出力電圧を発生させるスイツチ
ング電源の一部として使用できることが理解できよう。
スイツチング電源出力トランジスタの動作周波数は、偏
向周波数またはその倍数の周波数とすることができる。
1をインダクタに置換した第１図と類似の装置は、高圧
回路63と同様な装置から出力電圧を発生させるスイツチ
ング電源の一部として使用できることが理解できよう。
スイツチング電源出力トランジスタの動作周波数は、偏
向周波数またはその倍数の周波数とすることができる。
このように本願発明では、トランジスタスイッチのベ
ースに供給される電流はトランジスタが偏向電流を流し
ている間に増加するようにする。このようにすることに
よって、ベース電流がコレクタ電流の変化に追随するよ
うにすることが出来、その結果トランジスタスイッチに
おける損失を最小限にすることが出来る。更に、本願発
明ではトレース期間の最後に水平駆動トランジスタ84に
よって負電圧VNEGが偏向スイッチのベースに印加され
る。この偏向スイッチのベースに対する負電圧の印加に
よってベース電荷は素早く消失させられもってトランジ
スタは速やかに非導通状態になる。
ースに供給される電流はトランジスタが偏向電流を流し
ている間に増加するようにする。このようにすることに
よって、ベース電流がコレクタ電流の変化に追随するよ
うにすることが出来、その結果トランジスタスイッチに
おける損失を最小限にすることが出来る。更に、本願発
明ではトレース期間の最後に水平駆動トランジスタ84に
よって負電圧VNEGが偏向スイッチのベースに印加され
る。この偏向スイッチのベースに対する負電圧の印加に
よってベース電荷は素早く消失させられもってトランジ
スタは速やかに非導通状態になる。
更に具体的に説明すると、本願発明ではフライバック
変圧器巻線53bによって導き出される電圧によってイン
ダクタンス82にランプ（傾斜した波形を有する）電流が
流される。このランプ電流がトランジスタ88に与えら
れ、もってトレースの後半の間コレクタ電流の変化に追
随するようになる。トレースの最後にはトランジスタ84
は導通状態となり、もって負電圧がトランジスタ88のベ
ースに結合するようになる。この負電圧は速やかにトラ
ンジスタ88のベース電荷を消失させ、もってトランジス
タ88は速やかに非導通状態となり、もって速やかに偏向
サイクルのリトレース部を開始させることができる。
変圧器巻線53bによって導き出される電圧によってイン
ダクタンス82にランプ（傾斜した波形を有する）電流が
流される。このランプ電流がトランジスタ88に与えら
れ、もってトレースの後半の間コレクタ電流の変化に追
随するようになる。トレースの最後にはトランジスタ84
は導通状態となり、もって負電圧がトランジスタ88のベ
ースに結合するようになる。この負電圧は速やかにトラ
ンジスタ88のベース電荷を消失させ、もってトランジス
タ88は速やかに非導通状態となり、もって速やかに偏向
サイクルのリトレース部を開始させることができる。
第１図はこの発明を実施した偏向回路の図、第２図は第
１図の回路の正常な動作を説明するのに有用な波形の
図、第３図は第１図の回路の始動動作を説明するのに有
用な波形の図である。 45……逆バイアス電圧源、53b……フライバツク変圧器
巻線、80……リトレース・キヤパシタ、81……偏向巻
線、82……インダクタンス、84……制御スイツチ、85…
…入力信号源、87……電力スイツチ、88……出力トラン
ジスタ・スイツチ、90と接地……１対の電流導通電極、
93……制御電極。
１図の回路の正常な動作を説明するのに有用な波形の
図、第３図は第１図の回路の始動動作を説明するのに有
用な波形の図である。 45……逆バイアス電圧源、53b……フライバツク変圧器
巻線、80……リトレース・キヤパシタ、81……偏向巻
線、82……インダクタンス、84……制御スイツチ、85…
…入力信号源、87……電力スイツチ、88……出力トラン
ジスタ・スイツチ、90と接地……１対の電流導通電極、
93……制御電極。
Claims (3)
- 【請求項１】入力周波数で出力電流を発生させる装置で
あって： 制御電極と１対の電流導通電極とを有する電力スイッチ
と、 上記入力周波数を有する入力信号の信号源と、 上記入力信号に応動しかつ上記制御電極に結合され上記
入力周波数で上記スイッチを非導通にする第１の制御電
流を上記入力信号の所定周期の第１の期間の間に上記制
御電極に供給する手段と、 上記１対の電流導通電極に結合されていて、上記スイッ
チにより上記入力周波数でスイッチされる上記出力電流
を発生させ、かつ上記入力周波数の電圧を発生させるた
めの共振回路と、 上記制御電極に結合される第１の端子を有するインダク
タンスと、 上記共振回路によって発生される上記電圧に応動して上
記インダクタンスの第２の端子に結合される第１の極性
の交流の第１の電圧を上記インダクタンスに発生し、上
記第１の電圧が上記第１の極性である限り上記制御電極
に結合される第２の制御電流を上昇させてゆき上記スイ
ッチを上記第１の期間外に導通させる手段（53b）とを
具備し、上記第２の制御電流は上記第１の制御電流供給
手段によって上記第１の期間の間上記制御電極に流れ込
まないようにされ上記第１の期間の終了時に終了時の前
と同じ方向で上記インダクタンスに流れ続けて上記スイ
ッチを導通するようにされ、上記インダクタンスにおけ
る上記第２の制御電流は上記第１の電圧が逆極性となる
時に減少するようにされるものである、 装置。 - 【請求項２】偏向周波数をもつ入力電圧によって偏向巻
線内に偏向電流を発生させるためのテレビジョン偏向装
置であって： 偏向巻線と、 制御電極と１対の電流導通電極とを有し、上記偏向巻線
に結合されて、トレース期間の間、導通時に上記巻線中
に偏向電流のトレース電流を発生させる偏向スイッチ
と、 上記偏向巻線に結合されて各リトレース期間中リトレー
ス共振回路を形成するリトレース・キャパシタンスと、 上記制御電極に結合され上記偏向周波数の入力電圧に応
動して、上記スイッチを非導通にする偏向周波数の第１
の制御電流を上記制御電極に発生させる手段と、 上記スイッチに結合され上記リトレース・キャパシタン
スの端子間電圧に応動して、上記トレース期間中は第１
の極性で上記リトレース期間中は逆極性で偏向周波数の
第１の電圧を発生するフライバック変圧器巻線と、 上記第１の電圧に結合されて各トレース期間の１部の間
に上記制御電極に結合される第２の制御電流が発生され
上記スイッチを導通させるインダクタンスとを具備し、
上記第１の電圧の上記第１の極性によって上記第２の制
御電流が上記トレース期間に亘って漸進的に増加させら
れてゆき、上記第１の電圧の上記逆極性によって上記第
２の制御電流が上記リトレース期間の間減少させられる
ものである、 装置。 - 【請求項３】出力電流をスイッチングするためのスイッ
チング装置であって： 誘導負荷と、 上記誘導負荷における上記出力電流をスイッチングする
ための出力トランジスタ・スイッチと、 ある入力周波数をもつ入力信号の信号源と、 上記スイッチを上記入力周波数で動作させるための制御
回路とを具備し、 上記制御回路が、 逆バイアス電圧の電圧源と、 上記電圧源と上記出力トランジスタ・スイッチのベース
とに結合された制御スイッチと、 上記制御スイッチに結合したインダクタンスとを有し、
上記制御スイッチは上記入力信号に応じて上記入力信号
の所定周期の第１の期間の間上記逆バイアス電圧を上記
出力トランジスタ・スイッチに結合して上記出力トラン
ジスタ・スイッチをターン・オフするものであり、上記
逆バイアス電圧は上記インダクタンスに印加されて上記
第１の期間の間そこに誘導電流を発生させ、上記制御ス
イッチは上記逆バイアス電圧を上記出力トランジスタ・
スイッチから切離して切離し後も上記誘導電流が上記イ
ンダクタンスを同じ方向に流れて上記出力トランジスタ
・スイッチのベースに流入し上記第１の期間の後上記所
定周期の第２の期間の間上記出力トランジスタ・スイッ
チをターン・オンすることができるようにするものであ
る、 スイッチング装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/741,795 US4647823A (en) | 1985-06-06 | 1985-06-06 | Power switch control circuit for television apparatus |
| US741795 | 1996-10-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6236982A JPS6236982A (ja) | 1987-02-17 |
| JP2635553B2 true JP2635553B2 (ja) | 1997-07-30 |
Family
ID=24982239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61131684A Expired - Lifetime JP2635553B2 (ja) | 1985-06-06 | 1986-06-05 | 入力周波数で出力電流を発生させる装置 |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4647823A (ja) |
| JP (1) | JP2635553B2 (ja) |
| KR (1) | KR950000287B1 (ja) |
| DE (1) | DE3618890C2 (ja) |
| FR (1) | FR2583242B1 (ja) |
| GB (1) | GB2176358B (ja) |
| HK (2) | HK2895A (ja) |
| SG (1) | SG25392G (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8601347A (nl) * | 1986-05-27 | 1987-12-16 | Philips Nv | Lijnafbuigschakeling in een beeldweergeefinrichting. |
| US4864481A (en) * | 1986-10-31 | 1989-09-05 | Rca Licensing Corporation | Regulator for isolated chassis power supply |
| GB8909116D0 (en) * | 1989-04-21 | 1989-06-07 | Rca Licensing Corp | Horizontal driver circuit |
| US5087863A (en) * | 1991-03-15 | 1992-02-11 | Thomson Consumer Electronics, Inc. | Feedback arrangement in a deflection circuit |
| US5519889A (en) * | 1994-02-04 | 1996-05-21 | Ford Motor Company | Method and apparatus to conceal RF interference in AM radio reception caused by a switch mode power supply |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3174073A (en) * | 1961-04-28 | 1965-03-16 | Motorola Inc | Compensated beam deflection system |
| GB1050427A (ja) * | 1963-04-09 | |||
| US3466496A (en) * | 1967-11-29 | 1969-09-09 | Gen Telephone & Elect | Horizontal deflection circuit |
| US3512040A (en) * | 1968-12-23 | 1970-05-12 | Motorola Inc | Television receiver deflection circuit using a controlled rectifier |
| GB1573828A (en) * | 1977-06-09 | 1980-08-28 | Communications Patents Ltd | Fet power switching circuits |
| US4335334A (en) * | 1979-09-20 | 1982-06-15 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Horizontal scanning circuit |
| FI61256C (fi) * | 1980-08-19 | 1982-06-10 | Salora Oy | Koppling foer linjeslutsteg |
| US4390819A (en) * | 1981-04-02 | 1983-06-28 | Rca Corporation | Television receiver ferroresonant power supply using a two-material magnetizable core arrangement |
-
1985
- 1985-06-06 US US06/741,795 patent/US4647823A/en not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-05-29 GB GB8613089A patent/GB2176358B/en not_active Expired
- 1986-06-05 DE DE3618890A patent/DE3618890C2/de not_active Expired - Lifetime
- 1986-06-05 JP JP61131684A patent/JP2635553B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1986-06-05 KR KR1019860004482A patent/KR950000287B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1986-06-05 FR FR868608133A patent/FR2583242B1/fr not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-03-06 SG SG253/92A patent/SG25392G/en unknown
-
1995
- 1995-01-05 HK HK2895A patent/HK2895A/xx not_active IP Right Cessation
- 1995-01-05 HK HK2995A patent/HK2995A/xx not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8613089D0 (en) | 1986-07-02 |
| US4647823A (en) | 1987-03-03 |
| DE3618890C2 (de) | 1995-06-22 |
| KR950000287B1 (ko) | 1995-01-12 |
| GB2176358B (en) | 1989-12-28 |
| HK2895A (en) | 1995-01-13 |
| SG25392G (en) | 1992-05-15 |
| KR870000819A (ko) | 1987-02-20 |
| HK2995A (en) | 1995-01-13 |
| FR2583242A1 (fr) | 1986-12-12 |
| JPS6236982A (ja) | 1987-02-17 |
| GB2176358A (en) | 1986-12-17 |
| DE3618890A1 (de) | 1986-12-11 |
| FR2583242B1 (fr) | 1992-01-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |