JP5491075B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、鋼板を高周波磁界により誘導加熱する用途などに適用される電力変換装置に関する。

従来から、例えば鋼板等の被加熱材料を誘導加熱するために、高周波の交流を出力する電力変換装置が使用されている。この電力変換装置は大別して下記の２種類の構成が用いられてきた。

その一つは、電流形変換器と並列共振回路との組合せ構成である。この場合、鋼板などの材料を加熱するためのコイルと並列に共振用コンデンサを接続して電流形変換器の負荷とする。コイルは、等価的にインダクタンスと抵抗であり、コンデンサと並列共振回路を形成する。そしてコイルのインダクタンス成分に流れる電流の大半は、コンデンサから供給される。電流形変換器は、コイルの抵抗成分に流れる有効電流を主に供給する。電流形変換器としては従来から損失の少ない他励式変換器（負荷転流形変換器）が用いられて来た。（例えば特許文献１参照。）。最近は制御の融通性を考慮して自励式変換器も用いられている。

他の一つは電圧形自励式変換器（以降、電圧形変換器と呼称。）と直列共振回路との組合せ構成である。この場合はコイルと直列に共振用コンデンサを接続して電圧形変換器の負荷とする（例えば特許文献２参照。）。

特開２００５−３１７２２３号公報（第３−５頁、第１図） 特開２００３−２３０２８０号公報（第３−５頁、第１図）

近年、産業用として使用されるインバータの大半は電圧形変換器であり、ＩＧＢＴなどの半導体デバイスは、電圧形変換器を前提に設計され、逆並列ダイオードとＩＧＢＴが一体になったモジュール構成が多く市販されている。したがって、電流形変換器を製作するには特殊な半導体デバイスを使用する必要がある。あるいは、ＩＧＢＴとダイオードの２つの部品を直列接続して使う必要がある。前者の場合、特殊な仕様となるので、納期が長くかかり、コストも高くなる恐れがある。また、後者の場合は変換器の用品点数が増加し、コストが高くなる恐れがある。

一方、直列共振回路を用いると、回路中の加熱コイル電圧が高くなり、塵埃などの多い工場環境での絶縁上の問題が生じる恐れがある。

本発明は上記に鑑みて為されたものであり、用品の入手性と経済性で有利な電圧形変換器とコイル電圧の制御が可能な並列共振回路を組み合わせることのできる電力変換装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、直流電源と、この直流電源の直流を交流に変換する電圧形変換器と、この電圧形変換器の出力と、負荷である並列共振回路の間に設けられたリアクトルとを具備し、前記リアクトルは、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値を有し、前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにすると共に、前記負荷に供給する有効電力をＰ、前記電圧形変換器の出力電圧の基本波成分をＶ ₁ 、前記並列共振回路に印加される電圧の基本波成分をＶ ₂ としたとき、前記リアクトルのインダクタンス値と前記並列共振回路の共振周波数の積をＶ ₁ Ｖ ₂ ／４πＰ以下としたことを特徴としている。

この発明によれば、経済性で有利な電圧形変換器とコイル電圧の制御が可能な並列共振回路を組み合わせることのできる電力変換装置を提供することが可能となる。

本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図。 実施例１説明用の回路構成図。 本発明における有効電力制御の基本動作の説明図。 本発明の実施例２に係る電力変換装置の回路構成図。 実施例２の動作説明図。 本発明の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図。 実施例３の動作説明図。 本発明の実施例４に係る電力変換装置の回路構成図。 本発明の実施例５に係る電力変換装置の回路構成図。 本発明の実施例６に係る電力変換装置の回路構成図。 本発明の実施例７に係る電力変換装置の回路構成図。 本発明の実施例８に係る電力変換装置の回路構成図。

以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。

以下、図１乃至図３を参照して本発明の実施例１に係る電力変換装置を説明する。

図１は本発明の実施例１に係る電力変換装置の回路構成図である。図1において、交流電源1から供給される交流電圧は、変圧器２を介して整流器３に与えられる。整流器３によって交流が直流に変換され、直流コンデンサ４によって直流電圧は平滑されて電圧形変換器５に与えられる。電圧形変換器５の出力は、リアクトル６を介して並列共振回路７に接続されている。並列共振回路７は、コイルを等価的に表わすリアクトル７Ａとこれに並列に接続されたコンデンサ７Ｂで構成される。実際にはこの並列共振回路７は加熱するための有効電力を生じさせる抵抗分が含まれるが、以下の説明を簡単にするためこの抵抗分を省略する。

電圧形変換器５はゲート回路８から与えられるゲートパルスによって内部のスイッチング素子がオンオフ制御されており、その出力周波数はほぼ並列共振回路７の共振周波数と同一となっている。ここでほぼという意味は以下に示す通りである。電圧形変換器５が並列共振回路７の電圧位相に従って制御される所謂他制式の場合には出力周波数は並列共振回路７の周波数に一致する。そしてしこの周波数は基本的に並列共振回路７の共振周波数にとなる。これに対しで電圧形変換器５が自制式で並列共振回路７の電圧位相のフィードバックがない場合には、電圧形変換器５の周波数は自由に選定可能である。しかしながら、効率の最大値近傍、力率も１近辺を維持することが運転性能上重要であるので、電圧形変換器５の出力周波数は並列共振回路７の共振周波数の近傍の周波数とすることが実用的には望ましい。

以下本発明の動作を本発明におけるインピーダンス素子としてのリアクトル６の作用効果を中心として図２及び図３を参照して説明する。

図２は本実施例説明用の回路構成図であり、図１の回路に対してリアクトル６を除いた回路構成となっている。また、図を単純化するため、図１における交流電源１、変圧器２、整流器３及び直流コンデンサ４の部分を直流電源９に置き換えている。

図２において、並列共振回路７の電圧と直流電源電圧に差がある状態で、電圧形変換器５のスイッチング素子をオンして作動させると、直流電源９から上下アームのスイッチング素子を介して並列共振回路７のコンデンサ７Ａに充電電流が流れる。この充電電流の上昇率を抑制する回路が無いので、非常に大きな突入電流となるおそれがあり、このためスイッチング素子が破損する恐れがある。しかし、図1に示すように、リアクトル６を設置することにより、スイッチング素子に流れる電流の上昇率が抑制され、安全にスイッチング素子をオンさせることができる。従ってリアクトル６のインダクタンスは、起動時などの過渡運転時に電圧形変換器５の出力電流が過大とならないような値以上に選定する必要がある。

次に、本発明における有効電力制御の基本動作について図３を参照して説明する。図３（ａ）に示すように、電圧形変換器５の出力電圧の基本波成分をＶ_１、並列共振回路７に印加される電圧の基本波成分をＶ_２、リアクトル６の両端電圧の基本波成分をＶ_Ｘ、リアクトル６を流れる電流の基本波成分をＩ_Ｘとする。このとき、上記した各電圧、電流の関係は図３（ｂ）に示したベクトル図の関係となる。

図３（ｂ）のベクトル図の扱う周波数成分は、基本的には共振回路の共振周波数ｆ_ｒである。並列共振回路７に印加される電圧は、ほぼ周波数がｆ_ｒの正弦波となりＶ_２と一致する。一方、電圧形変換器５の出力電圧は矩形波でありこの基本波がＶ_１となる。この矩形波の基本周波数は、前述したように共振周波数ｆ_ｒにほぼ一致するよう制御されている。リアクトル６のインダクタンスをＬとし、電圧Ｖ_１と電圧Ｖ_２の位相差を示す位相角をδとすると、電圧形変換器５から並列共振回路７へ送られる有効電力Ｐは、次の式で示される。

Ｐ＝Ｖ₁×Ｖ₂ｓｉｎδ／（２πｆ_ｒＬ） ・・・（１）
この式の導出を以下説明する。ベクトル図での説明を簡単化するため、Ｖ₁とＶ₂及びリアクトル電圧Ｖ_Xが、図３（ｂ）に示すように直角三角形を構成していると仮定する。リアクトル６にかかる電圧の振幅Ｖ_Xは以下の（２）)式、その電流振幅Ｉ_Xは（３）式で示される。電流Ｉ_Xの位相がＶ₂とほぼ同位相であることから、有効電力Ｐは、Ｉ_XとＶ₂の積、（４）式により得られる。

Ｖ_X＝Ｖ₁ｓｉｎδ ・・・（２）
Ｉ_X＝Ｖ_X／（２πｆ_ｒＬ）＝Ｖ₁ｓｉｎδ／（２πｆ_ｒＬ）・・・（３）
Ｐ＝Ｖ₂×Ｉ_X ・・・（４）
尚、Ｖ₁、Ｖ₂及びＶ_Xの関係が仮定した上記状態と異なっていても（１）式は成立するが、その説明は省略する。

以上から、リアクトル６を設置し、電圧形変換器５の出力電圧振幅Ｖ₁あるいは、共振回路電圧と電圧形変換器５の出力電圧の位相差である位相角δを制御することによって、並列共振回路７に送る有効電力を制御することができることが分かる。

ここで、リアクトル６の大きさについて考察する。

電圧形変換器５あるいはその負荷である並列共振回路７の定格電圧から、Ｖ₁とＶ₂の上限が決まる。図３のベクトル図から、意味ある位相角δの最大値は９０度であることは自明である。さらに、電力が変動した際の余裕分を考慮すると、位相角δは９０度より小さく設定するのがよく、したがって、sinδは1よりも小さい値となる。一方、コイルに送る電力Ｐは、コイルの負荷である被加熱体に与えたい電力で決定される。これらの条件を満足するようなリアクトル６を選択すれば良いことになる。

（１）式を変形すると、次の（５）式が得られる。これから、リアクトルＬと共振周波数ｆ_ｒの積は、所定の値より小さく設定する必要があることが分かる。

ｆ_ｒＬ＝Ｖ₁Ｖ₂ｓｉｎδ／２πＰ＜Ｖ₁Ｖ₂／２πＰ・・・（５）
この（５）式は、意味ある位相角δの最大値が９０度以下であることから得られたものであるが、電力が変動した際の余裕を残しておくことなど考慮すると、位相差δは９０度より小さく設定するのがよい。そして実用的にはδは３０度以下すなわちｓｉｎδは1／２以下としてリアクトルＬによる電圧降下を必要以上大きくしないようにするのが好ましい。これは電圧形変換器５から見た並列共振回路の力率を略０．９以上とすることと等価である。

以下、本発明の実施例２に係る電力変換装置を図４及び図５を参照して説明する。

図４は本発明の実施例２に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例２の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例２が実施例１と異なる点は、電圧指令または電力指令を入力とし、その出力をゲート回路８に与える位相調整回路８Ａを設けた点である。

この実施例２の動作について図５を参照して説明する。図５（ａ）は電圧形変換器５の出力電圧と電圧形変換器５を構成する各スイッチング素子Ｕ、Ｘ、Ｖ及びＹのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。位相調整回路８Ａが動作しない状態においては、電圧形変換器５の出力電圧は破線で図示した電圧となり、その基本波は図のＶ_1０である。このとき、スイッチング素子Ｕがオン／オフするタイミングは図示した実線の波形より位相角αだけ位相が進んだ状態となっている。同様に、スイッチング素子Ｖがオン／オフするタイミングは図示した実線の波形より位相角αだけ位相が遅れた状態となっている。すなわち、位相調整回路８Ａが動作しない状態においては、スイッチング素子Ｕがオンすると同時にスイッチング素子Ｖがオフする通常の動作を行なっている。

これに対し、図５（ａ）に実線で示したように、スイッチング素子Ｕとスイッチング素子Ｖのオン／オフのタイミングを位相角２αだけずらすことによって出力電圧のパルス幅が狭くなり、その基本波Ｖ₁も実線で示した波形となる。

図５（ｂ）に示したベクトル図によって上記の変化が説明できる。すなわち、当初破線で示した出力電圧Ｖ_1０、並列共振回路７に印加される電圧Ｖ_２０、リアクトル６の両端電圧Ｖ_Ｘ０、そしてリアクトル６を流れる電流Ｉ_Ｘ０は、スイッチング素子Ｕとスイッチング素子Ｖのオン／オフのタイミングを位相角２αだけずらすことによって夫々図示したようにＶ₁、Ｖ_２、Ｖ_Ｘ、そしてＩ_Ｘと小さくなる方向に調整される。

以上によって位相調整回路８Ａによって電圧指令または電力指令に応じて上記位相角αを調整することによって電力制御を行うことが可能となる。

この実施例２では電圧形変換器の出力電圧を変化させる具体例を示したが、この実施例２以外の方法によって電圧形変換器の出力電圧を変化させるようにしても良い。例えば１周期の間に複数回のオンオフを行って複数個のパルス出力を得るようにし、スイッチング素子Ｖのオン／オフのタイミングを調整することによってこれらのパルス幅を制御するようにしても良い。

上記のような出力電圧制御は、起動時のソフトスタートを行なう場合に有効となる。例えば実施例２において起動時は電圧形変換器５のパルス幅をほぼゼロから徐々に広げるようにする。このようにすれば、起動電流を小さくでき、滑らかな起動が可能となる。

以下、本発明の実施例３に係る電力変換装置を図６及び図７を参照して説明する。

図６は本発明の実施例３に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例３の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例３が実施例１と異なる点は、位相指令または電力指令を入力とし、その出力をゲート回路８に与える同期位相調整回路８Ｂを設けた点、並列共振回路７に印加される電圧を電圧検出器７Ｃで検出し、同期位相調整回路８Ｂに与える構成とした点である。

電圧検出器７Ｃによって検出された電圧の周波数に同期した信号が同期位相調整回路８Ｂによって生成されてゲート回路８に与えられるので、電圧形変換器５の出力周波数は並列共振回路７の周波数と一致する。すなわち電圧形変換器５は他制式となる。そして、位相指令または電力指令に応じて電圧形変換器５の出力周波数の、並列共振回路７の周波数に対する位相が制御される。

上記制御の動作について図７を参照して説明する。図７は図５（ａ）相当のタイミングチャートである。図示したように、電圧形変換器５の出力電圧の基本波分の位相が、並列共振回路７に印加される電圧Ｖ_２に対して位相角δだけ進んだ位相となるように電圧形変換器５を構成するスイッチング素子のオンオフのタイミングを調整する。そして、位相指令または電力指令に応じてこの位相角δを調整するようにすれば、前述したように（１）式によって有効電力制御が可能となる。尚、この位相角制御の場合、位相角δを変化させたとき、電圧形変換器５の出力周波数が若干変化して全体がバランスする。

図８は本発明の実施例４に係る電力変換装置の回路構成図である。本実施例は電圧形変換器が複数台で構成される例である。図示したように電圧形変換器５Ａ、５Ｂ及び５Ｃは夫々直流電源９Ａ、９Ｂ及び９Ｃから給電され、これらの出力は夫々リアクトル６Ａ、６Ｂ及び６Ｃを介して並列共振回路７に並列に接続されている。尚、本実施例以降の実施例の回路構成図においては簡単のためゲート回路８の図示を省略する。

このように複数台の電圧形変換器で構成することによっても、実施例２及び実施例３で示したような電力制御を行うことが可能となる。また、この場合は、1台の電圧形変換器の場合より大きな電力を負荷に供給することができる。

なお、本実施例では、複数の電圧形変換器に対し、個別に直流電源を設ける構成を示したが、１台の直流電源から複数の電圧形変換器に電源を供給する構成としても良い。

また、本実施例は３台の例を示したが、他の台数でも同様な効果が得られることは明らかである。

図９は本発明の実施例５に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例５の各部について、図８の本発明の実施例４に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例５が実施例４と異なる点は、リアクトル６Ａ、６Ｂ及び６Ｃに代えて変圧器１０Ａ、１０Ｂ及び１０Ｃを用いる構成とした点である。

変圧器は、通常、入出力間にインピーダンスがあり、リアクトルと等価な作用がある。したがって、リアクトルの代わりにインピーダンス素子として変圧器を設置しても、電圧形変換器と並列共振回路との間にインダクタンスを接続する構成と等価な構成とすることができる。このため、本実施例の作用効果は、実施例１と基本的に同等となる。尚、変圧器のインピーダンスのみでは前述した過電流が生じてしまう場合には、少量のリアクトルを直列に挿入すれば良い。

また、変圧器の変圧比を適宜選択することによって、電圧形変換器の出力電圧と、負荷の並列共振回路の電圧とのマッチングを取ることが容易になる。

尚、本実施例では、複数の電圧形変換器に対し、個別に直流電源を設ける構成を示したが、１台の直流電源から複数の電圧形変換器に電源を供給する構成としても良い。

また、本実施例は３台の例を示したが、他の台数でも同様な効果が得られることは明らかである。

更に、電圧形変換器が１台の場合であっても、リアクトルの代わりに変圧器を設置することによって本発明の目的を達成できることも明らかである。

図１０は本発明の実施例６に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例６の各部について、図９の本発明の実施例５に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例６が実施例５と異なる点は、変圧器１０Ａ、１０Ｂ及び１０Ｃの出力の結線方法を並列ではなく、直列とする構成とした点である。

本実施例の作用効果は、実施例１あるいは実施例５と同等となる。また、変圧器の変圧比を適宜選択することによって、電圧形変換器の出力電圧と、負荷の並列共振回路の電圧とのマッチングを取ることが容易になることも実施例５と同様である。この実施例６は並列共振回路の電圧が高い場合に適している。

なお、本実施例の場合も、１台の直流電源から複数の電圧形変換器に電源を供給する構成としても良い。

また、本実施例は３台の例を示したが、他の台数でも同様な効果が得られることは明らかである。

図１１は本発明の実施例７に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例７の各部について、図１の本発明の実施例１に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例７が実施例１と異なる点は、整流器３の直流出力を平滑する直流コンデンサとして直列接続された２台の直流コンデンサ４Ｐ及び４Ｎを設けた点、直流コンデンサ４Ｐ及び４Ｎの各々の出力に電圧形変換器５Ｐ、５Ｎを夫々接続した点、電圧形変換器５Ｐ、５Ｎの各々の出力に変圧器１０Ｐ、１０Ｎを夫々接続し、変圧器１０Ｐ、１０Ｎの２次側出力を並列に並列共振回路７に接続する構成とした点である。

この実施例７の構成による作用は、直流電源の構成を除き、基本的に実施例６の作用と同様である。

交流電源１からの電力は、変圧器２を介し降圧され、整流器３により交流から直流へ変換される。直流コンデンサ４Ｐ、４Ｎは、直流電圧を一定に維持する。これら２台の直流コンデンサの電圧の和が、整流器３の出力電圧となる。２台の電圧形変換器５Ｐ、５Ｎからの有効電力出力が等しければ、２台の直流コンデンサの電圧は等しく維持される。

本実施例によれば実施例６と同様な効果が得られると共に、複数の直流電圧源を簡素に構成できる。

なお、本実施例では、変圧器１０Ｐ、１０Ｎの出力を並列接続する場合を説明したが、変圧器１０Ｐ、１０Ｎの出力を直列接続しても同様な効果が得られることは明らかである。

また、本実施例は２台の例を示したが、他の台数でも同様な効果が得られることは、明らかである。

図１２は本発明の実施例８に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例８の各部について、図１０の本発明の実施例７に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例８が実施例７と異なる点は、直流コンデンサ４Ｐ、４Ｎの出力に３レベル電圧形変換器５Ｔを接続し、この３レベル電圧形変換器５Ｔの出力を変圧器１０を介して並列共振回路７に接続する構成とした点である。

本実施例によれば実施例７において変圧器１０Ｐ、１０Ｎの出力を直列接続した場合とほぼ同様な効果が得られる。

尚、この実施例８は、図１に示した実施例１の構成において、直流電源３を正及び負の直流電源３Ｐ及び３Ｎを直列接続した構成に置き換え、また、２レベルの電圧形変換器５を３レベル電圧形変換器５Ｔに置き換えたものと等価になる。従って、実施例１に比して、出力波形を改善できると共により高い電圧で使用することが可能となる。

１ 交流電源
２ 変圧器
３ 整流器
４、４Ｐ、４Ｎ 直流コンデンサ
５、５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、５Ｐ、５Ｎ 電圧形変換器
５Ｔ ３レベル電圧形変換器
６、６Ａ、６Ｂ、６Ｃ リアクトル
７ 並列共振回路
７Ａ コンデンサ
７Ｂ リアクトル
７Ｃ 電圧検出器
８ ゲート回路
８Ａ 位相調整回路
８Ｂ 同期位相調整回路
９、９Ａ、９Ｂ、９Ｃ 直流電源
１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ、１０Ｐ、１０Ｎ 変圧器

Claims (9)

1. 直流電源と、
   この直流電源の直流を交流に変換する電圧形変換器と、
   この電圧形変換器の出力と、負荷である並列共振回路の間に設けられたリアクトルとを具備し、
   前記リアクトルは、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値を有し、
   前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにすると共に、
   前記負荷に供給する有効電力をＰ、前記電圧形変換器の出力電圧の基本波成分をＶ ₁ 、前記並列共振回路に印加される電圧の基本波成分をＶ ₂ としたとき、
   前記リアクトルのインダクタンス値と前記並列共振回路の共振周波数の積をＶ ₁ Ｖ ₂ ／４πＰ以下としたことを特徴とする電力変換装置。
2. 直流電源と、
   この直流電源の直流を交流に変換する電圧形変換器と、
   この電圧形変換器の出力と、負荷である並列共振回路の間に設けられた変圧器と
   を具備し、
   前記変圧器の１次側換算インピーダンスは、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値Lを有し、
   前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにすると共に、
   前記負荷に供給する有効電力をＰ、前記電圧形変換器の出力電圧の基本波成分をＶ ₁ 、前記並列共振回路に印加される電圧の前記変圧器の1次側換算値の基本波成分をＶ ₂ としたとき、
   前記インダクタンス値Lと前記共振周波数の積をＶ ₁ Ｖ ₂ ／４πＰ以下としたことを特徴とする電力変換装置。
3. 少なくとも前記電圧形変換器を構成するスイッチング素子のオンオフのタイミング及びオンオフの回数の何れかを調整することによって前記電圧形変換器の出力電圧を調整するようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記戴の電力変換装置。
4. 前記電圧形変換器の起動時には前記電圧形変換器の出力電圧を実質ゼロから徐々に立ち上げてソフトスタートするようにしたことを特徴とする請求項３に記戴の電力変換装置。
5. 前記電圧形変換器の出力周波数は前記並列共振回路に印加される電圧の周波数と同期するようにフィードバック制御され、
   これらの２つの周波数の位相差を調整することによって前記負荷に供給する有効電力を調整するようにしたことを特徴とする請求項１または請求項２に記戴の電力変換装置。
6. 直流電源から給電される直流を交流に変換する複数台の電圧形変換器と、
   この各々の電圧形変換器の出力と、共通の負荷である並列共振回路の間に設けられた複数台のリアクトルと
   を具備し、
   前記リアクトルは、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値を有し、
   前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにすると共に、
   前記各々の電圧形変換器が負荷に供給する有効電力をＰ、前記各々の電圧形変換器の出力電圧の基本波成分をＶ ₁ 、前記並列共振回路に印加される電圧の基本波成分をＶ ₂ としたとき、
   前記リアクトルのインダクタンス値と前記共振周波数の積をＶ ₁ Ｖ ₂ ／４πＰ以下としたことを特徴とする電力変換装置。
7. 直流電源から給電される直流を交流に変換する複数台の電圧形変換器と、１次巻線がこの各々の電圧形変換器の出力側に夫々接続され、２次巻線が共通の負荷である並列共振回路に給電するように直列に接続された複数台の変圧器と
   を具備し、
   前記各々の変圧器の１次側換算インピーダンスは、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値Lを有し、
   前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにすると共に、
   前記各々の電圧形変換器が負荷に供給する有効電力をＰ、前記各々の電圧形変換器の出力電圧の基本波成分をＶ ₁ 、前記並列共振回路に印加される電圧の前記変圧器の1次側換算値の基本波成分をＶ ₂ としたとき、
   前記インダクタンス値Lと前記共振周波数の積をＶ ₁ Ｖ ₂ ／４πＰ以下としたことを特徴とする電力変換装置。
8. 直列接続された複数台の直流電源と、
   この各々の直流電源の直流を交流に変換する複数台の電圧形変換器と、
   この各々の電圧形変換器の出力と、共通の負荷である並列共振回路の間に夫々設けられた複数台の変圧器と
   を具備し、
   前記各々の変圧器の１次側換算インピーダンスは、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値Lを有し、
   前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにすると共に、
   前記各々の電圧形変換器が負荷に供給する有効電力をＰ、前記各々の電圧形変換器の出力電圧の基本波成分をＶ ₁ 、前記並列共振回路に印加される電圧の前記変圧器の1次側換算値の基本波成分をＶ ₂ としたとき、
   前記インダクタンス値Lと前記共振周波数の積をＶ ₁ Ｖ ₂ ／４πＰ以下としたことを特徴とする電力変換装置。
9. 前記直流電源は、正及び負の直流電源を直列接続した構成であり、前記電圧形変換器は３レベル電圧形変換器であることを特徴とする請求項１乃至請求項５の何れか１項に記戴の電力変換装置。

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