WO2010064284A1

WO2010064284A1 - 交流直流変換装置、電動機駆動装置

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Publication number: WO2010064284A1
Application number: PCT/JP2008/071762
Authority: WO
Inventors: 篠本　洋介; 卓也下麥; 鹿嶋　美津夫; 誠谷川
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2008-12-01
Filing date: 2008-12-01
Publication date: 2010-06-10
Also published as: AU2008364881B2; EP2355329A1; AU2008364881A1; CN102232265A; US8823303B2; EP2355329B1; JP5274579B2; EP2355329A4; JPWO2010064284A1; US20110227522A1; CN102232265B; ES2694273T3

Abstract

　安価に高調波電流を抑制して力率を改善することのできる交流直流変換装置を提供する。　整流器（２）の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、整流器（２）の一方の入力端子と前記コンデンサの接続点との間に接続された第１スイッチ（３）と、整流器（２）の他方の入力端子とコンデンサの接続点との間に接続された第２スイッチ（４）と、コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器（２１）と、交流電源（１）から入力する電流を検出する電流検出器（２２）と、第１スイッチ（３）と第２スイッチ（４）を駆動制御する制御手段（２０）と、を備え、制御手段（２０）は、電流検出器（２２）の検出結果を有効電力成分と無効電力成分に変換したものと、電圧検出器（２１）の検出結果と、を用いて、コンデンサの両端電圧を一定にし、電源力率を改善するように第１スイッチ（３）および第２スイッチ（４）を駆動制御する。

Description

交流直流変換装置、電動機駆動装置

　本発明は、交流を直流に変換する装置に関する。

　従来、整流電源回路に関し、『交流電圧を整流し直流電圧を出力する整流器と、前記整流器の交流入力側或いは直流出力側に直列に接続されたリアクトルと、前記整流器から出力される直流電圧或いは前記リアクトルを介して出力される直流電圧がダイオードを介して印加され平滑された直流電圧を得るコンデンサと、前記整流器の直流出力側を直接或いは前記リアクトルを介して短絡するスイッチ素子と、電圧基準と前記コンデンサで平滑された直流電圧との偏差値に応じて電圧制御信号を出力する電圧制御手段と、前記交流電圧に同期した正弦波状の同期信号或いは正弦波の全波整流波形状の同期信号と前記電圧制御信号との積を演算し電流基準信号を出力する電流基準演算手段と、前記電流基準信号と前記整流器の交流側電流或いは直流側電流とを比較して前記スイッチ素子をオン・オフ制御する駆動信号を出力する比較手段を備え、交流入力電流を正弦波状に制御しながら直流出力電圧を所望の値に制御することを特徴とする整流電源回路。』というものが提案されている（特許文献１）。

　また、交流直流変換装置に関し、『単相交流電源とダイオードで構成された全波整流回路とリアクトルと、コンデンサ直列回路と、双方向スイッチと、負荷が、接続された構成において、双方向スイッチをスイッチングさせることにより、交流入力電流を高力率化する場合、直列接続されたコンデンサの電圧が半サイクル期間内で不均衡になる』ことを課題とする技術として、『単相交流電源とダイオードで構成された全波整流回路の一方の交流入力との間にリアクトルが、全波整流回路の直流出力間にコンデンサ直列回路が、コンデンサ直列回路の内部接続点と全波整流回路の各交流入力との間に双方向スイッチ１０、１１が、コンデンサ直列回路と並列に負荷１４が、各々接続された構成において、直列接続されたコンデンサ１２とコンデンサ１３の電圧を電圧を検出して、この電圧が均等になるように、双方向スイッチ１０および１１を高周波でオン・オフ制御する。』というものが提案されている（特許文献２）。

　また、『入力電流の高調波成分を低減し、力率を最適に改善することができる直流電源装置を得ること。』を目的とした技術として、『交流電源の交流電圧が零点を通過すると、その通過時点から予め設定された第１の遅延時間後にスイッチ手段を閉動作させるとともに、その通過時点から予め設定された第２の遅延時間後にスイッチ手段を開動作させるようにしたものである。』というものが提案されている（特許文献３）。

　また、『スイッチングする回数を減らし必要最小限のスイッチング回数にすることによって制御での処理の速度を低下させ、力率を改善し、高調波を低減し、低コスト化を図る』ことを目的とした技術として、『交流電源１の電圧を整流する整流回路２と、整流回路２からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサ４と、平滑コンデンサ４より交流電源１側に配置されたスイッチ手段６と、スイッチ手段６より電源側に配置されたリアクトル３と、平滑コンデンサ４に並列接続された負荷の負荷量を検出する負荷量検出手段１０と、交流電源１の電源周期に同期して電源半周期に少なくとも２回、負荷量に応じた開閉時間にてスイッチ手段を開閉制御する制御手段８とを備える。』というものが提案されている（特許文献４）。

　また、『交流電源１の出力電圧を変換するコンバータ回路において、リアクタや大容量のコンデンサを用いることなく、入力電圧以上の電圧を発生可能とする。』ことを目的とした技術として、『交流電源１の出力電圧を変換するコンバータ回路１００において、交流電源１の出力電圧を整流する整流回路２０と、該整流回路２０の出力を平滑する直列接続の第１及び第２のコンデンサ３１及び３２と、該第１及び第２のコンデンサ３１及び３２に、交流電源１の出力電圧が該交流電源の周期より短い周期で交互に繰り返し印加されるよう、上記両コンデンサ３１及び３２と交流電源との接続を切り替えるスイッチ回路４０とを備えた。』というものが提案されている（特許文献５）。

　また、『電源高調波規制を満足するとともに、電源装置の昇圧性能と入力力率を高いレベルで両立することが可能な電源装置を提供する。』ことを目的とした技術として、『整流回路と、直列に接続された複数のコンデンサからなり整流回路の２つの出力端間に接続されたコンデンサ回路と、整流回路の一方の入力端と、コンデンサ回路内のコンデンサ間の一つの接続点との間に接続された第１のスイッチング手段と、整流回路の他方の入力端と、コンデンサ回路内のコンデンサ間の一つの接続点との間に接続された第２のスイッチング手段と、交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段とからなる電源装置において、交流電源の半周期毎に、交流電源のゼロクロス点以降に所定時間ｔ１だけ第１及び第２のスイッチング手段をともにオンした後、所定時間ｔ２だけ第２のスイッチング手段のみオフした後、第１及び第２のスイッチング手段８をオフする。』というものが提案されている（特許文献６）。

　また、２つのスイッチング素子を動作させることにより、高調波電流を抑制しようとすする技術が提案されている（非特許文献１）。

特公平７－８９７４３号公報（要約）特開２００８－２２６２５号公報（要約）特開平７－７９４６号公報（要約）特開２０００－１２５５４５号公報（要約）特開２００５－１１０４９１号公報（要約）特開２００８－９９５１２号公報（要約）星伸一、大口國臣、「単相マルチレベル整流回路のスイッチングパターン決定法」、Ｈ１７年度電気学会産業応用部門大会、Ｎｏ．１－６１

　上記特許文献１に記載の技術は、高調波を抑制することができるが、入力電流の瞬時値を検出して瞬時的に正弦波化する電流制御であるため、高速な制御処理を要し、高周波ＰＷＭ制御が必要となる。高周波ＰＷＭ制御は、発生するノイズが多いため、ノイズ対策のためのコストが増加してしまう。
　また、高速な制御処理を行うために、処理性能の高いマイコンや専用ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）を用いてアナログ制御を行うので、周辺回路構成が複雑となり、回路コストが増加する。

　上記特許文献２に記載の技術は、２つの双方向スイッチを用いて特許文献１と同様の高周波ＰＷＭ制御を行うが、入力電流の瞬時値を検出して制御を行うため、特許文献１と同様の課題がある。

　上記特許文献３に記載の技術では、高調波電流を規制値以下に抑制しようとすると、リアクタが大型化する課題がある。

　上記特許文献４に記載の技術では、高調波抑制性能を代えることなくリアクタを小型化することができる。しかし、スイッチング回数を増加させるため、消費電力が増加する課題がある。また、入力電流が増加すると、インダクタンス値は同じでもリアクタが大型化する課題がある。

　上記特許文献５に記載の技術では、電源周波数より高い周波数で相補的にスイッチングを行うことにより、コンデンサを小容量化することができる。しかし、コンデンサ小容量化のための相補的なスイッチングであるため、電源高調波電流を十分に低減することは難しい。

　上記特許文献６に記載の技術では、入力力率を向上させることができるが、リアクタを十分に小型化することは難しい。

　上記非特許文献１に記載の技術は、ＧＡ（遺伝的アルゴリズム）を用いてスイッチ手段のＯＮ／ＯＦＦタイミングを求めておくものである。しかし、ＧＡは最適解を求めるために長時間の演算を要するため、あらかじめ演算を実行して求めておいた各パラメータを記憶装置に格納しておく必要がある。
　したがって、機種数の多い製品への適用するには、開発期間が長くかかり、また各パラメータを記憶するための容量も多く必要である。

　本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、安価に高調波電流を抑制して力率を改善することのできる交流直流変換装置を提供することを目的とする。

　本発明に係る交流直流変換装置は、交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、前記整流器の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、前記整流器の一方の入力端子と前記コンデンサの接続点との間に接続された第１スイッチと、前記整流器の他方の入力端子と前記コンデンサの接続点との間に接続された第２スイッチと、前記コンデンサと逆並列に接続されたダイオードと、前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器と、前記交流電源から入力する電流を検出する電流検出器と、前記第１スイッチと前記第２スイッチを駆動制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記コンデンサの両端電圧を一定にし、電源力率を改善するように前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを駆動制御するものである。

　本発明に係る交流直流変換装置によれば、第１スイッチング手段と第２スイッチング手段のＯＮ／ＯＦＦタイミングを制御することにより、３つのレベルのコンバータ電圧を時間幅制御しながら出力し、正弦波状のコンバータ電圧を出力することができる。
　これにより、リアクタに流れる電流を正弦波状に制御することができるので、力率を改善し、リアクタを小型化することができる。

　また、３レベルのコンバータ電圧を時間幅制御しながら出力するので、低周波でスイッチング動作を行うことができ、高周波ノイズ対策のためのコストを削減して安価に実用化することができる。

実施の形態１に係る交流直流変換装置１００の回路図である。交流直流変換装置１００の動作を等価的に表した回路図である。整流器２の入力端子間電圧Ｖｃの波形を示す図である。第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４の動作を説明するものである。制御手段２０の内部構成を示すブロック図である。各スイッチング手段のＯＮ／ＯＦＦタイミングを定める変調信号の波形図である。上述のＰＷＭ制御を実現する制御ブロック図の例である。実施の形態３に係る交流直流変換装置１００の回路図である。実施の形態５に係る交流直流変換装置１００の回路図である。

符号の説明

　１　交流電源、２　整流器、３　第１スイッチング手段、４　第２スイッチング手段、５　リアクタ、６　第１コンデンサ、７　第２コンデンサ、８　負荷、１０　第１ダイオード、１１　第２ダイオード、１４　第２整流器、２０　制御手段、２１　電圧検出器、２２　電流検出器、２３　電源ゼロクロス検出器、２４　インバータ制御手段、２５　ＣＰＵ。

実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１に係る交流直流変換装置１００の回路図である。
　図１の回路は、交流電源１、整流器２、第１スイッチング手段３、第２スイッチング手段４、リアクタ５、第１コンデンサ６、第２コンデンサ７、直流負荷８、第１ダイオード１０、第２ダイオード１１、第１抵抗１２、第２抵抗１３、制御手段２０、電圧検出器２１、電流検出器２２、電源ゼロクロス検出器２３を備える。

　交流電源１は、交流直流変換装置１００の外部から交流電力を供給する。
　整流器２は、交流電源１の交流電力を直流に整流する。
　第１スイッチング手段３は、一端が整流器２の一方の入力端子に接続され、もう一端が第１コンデンサ６と第２コンデンサ７の接続点に接続されている。
　第２スイッチング手段４は、一端が整流器２の他方の入力端子に接続され、もう一端が第１コンデンサ６と第２コンデンサ７の接続点に接続されている。

　リアクタ５は、交流電源１と第１スイッチング手段３または第２スイッチング手段４の間に接続されており、高調波電流を抑制する機能を持つ。
　第１コンデンサ６は、整流器２の一方の出力端子に接続されている。
　第２コンデンサ７は、整流器２の他方の出力端子に接続されている。
　直流負荷８は、整流器２の出力に接続されている。
　第１ダイオード１０は第１コンデンサ６と並列に、第２ダイオード１１は第２コンデンサ７と並列に接続されている。
　第１抵抗１２は第１コンデンサ６と並列に、第２抵抗１３は第２コンデンサ７と並列に接続されている。
　第１ダイオード１０および第２ダイオード１１は、第１コンデンサ６および第２コンデンサ７と極性が逆になっており、いわゆる逆並列状態で接続されている。

　第１スイッチング手段３は、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）３ａとダイオード整流器３ｂから構成される双方向スイッチング手段である。
　第２スイッチング手段４は、同様にＩＧＢＴ４ａとダイオード整流器４ｂから構成される双方向スイッチング手段である。

　制御手段２０は、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４を駆動制御する。
　制御手段２０は、その機能を実現する回路デバイスのようなハードウェアで構成することもできるし、マイコンやＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）のような演算装置とその動作を規定するソフトウェアで構成することもできる。

　電圧検出器２１は、整流器２の出力端電圧を検出し、検出結果を制御手段２０に出力する。
　電流検出器２２は、交流電源１から交流直流変換装置１００に入力する入力電流の瞬時値Ｉｓを検出し、検出結果を制御手段２０に出力する。
　電源ゼロクロス検出器２３は、電源位相θを検出し、検出結果を制御手段２０に出力する。

　以上、本実施の形態１に係る交流直流変換装置１００の構成を説明した。
　次に、本実施の形態１に係る交流直流変換装置１００の動作を説明する。

　図２は、交流直流変換装置１００の動作を等価的に表した回路図である。
　交流直流変換装置１００の動作は、図２の仮想交流電源９がリアクタ５に直列接続されているものとして等価的に取り扱うことができる。即ち、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４は、交流直流変換装置１００が仮想交流電源９と等価となるように動作する。

　次に、仮想交流電源９の動作について説明する。

　リアクタ５に流れる電流Ｉは、交流電源１と仮想交流電源９の電圧差によって定まる。
　リアクタ電流Ｉは交流量であるため、図３の回路方程式は下記（式１）で表される。

　交流電源１の電圧Ｖｓ、および仮想交流電源９の電圧Ｖｃは、それぞれ正弦波状であるものと仮定し、下記（式２）～（式３）のように表す。

　Ｖ１＝Ｖ２と仮定すると、リアクタ電流Ｉは下記（式４）で表される。

　ＶｓとＶｃの位相差φが変化しなければ、ｓｉｎ（φ／２）は定数となる。（式４）の定数部分をまとめてＫとすると、リアクタ電流Ｉは下記（式５）で表される。

　以上、仮想交流電源９の電圧Ｖｃを用いて図３の回路方程式を表した。
　上記（式５）から、以下のことが言える。

　即ち、仮想交流電源９の電圧Ｖｃが、（式３）で表されるように正弦波状で出力されると、リアクタ電流Ｉ、換言すると入力電流は正弦波状となる。これにより、高調波電流が抑制される。
　また、入力電流と交流電源１の位相差がゼロとなると、電源力率は１００％となる。
　したがって、仮想交流電源の電圧振幅Ｖ２と位相差φを適切に制御して正弦波状の電圧Ｖｃを出力することにより、入力電流の高調波を抑制するとともに、力率を向上することができるのである。

　そこで、本実施の形態１では、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃを略正弦波状とするように、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４を駆動制御する。
　以下、電圧Ｖｃを略正弦波状とするための第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４の動作について説明する。

　図３は、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃの波形を示す図である。
　電圧Ｖｃは、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４の動作により、図３に示す電圧０、Ｖｄｃ／２、Ｖｄｃの３レベルの出力状態をとる。逆極性も同様である。なお、Ｖｄｃは直流負荷８に印加される出力直流電圧である。
　この３レベルの出力状態をとる際の第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４の動作について、次の図４で説明する。

　図４は、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４の動作を説明するものである。以下、図４の各スイッチング状態について説明する。

（ａ）第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４を同時にＯＮ
　図４（ａ）の状態では、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４が同時にＯＮされている。この状態では、整流器２の入力端子間が短絡されたことになり、電圧Ｖｃ＝０となる。図３（１）の区間がこれに相当する。

（ｂ）第１スイッチング手段３をＯＮ、第２スイッチング手段４をＯＦＦ
　図４（ｂ）の状態では、第１スイッチング手段３はＯＮ、第２スイッチング手段４はＯＦＦとなっている。この状態では、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃは第２コンデンサ７の両端電圧と等しい。
　したがって、電圧Ｖｃは出力直流電圧Ｖｄｃの半分となり、Ｖｃ＝Ｖｄｃ／２となる。図３（２）の区間がこれに相当する。

（ｃ）第１スイッチング手段３をＯＦＦ、第２スイッチング手段４をＯＮ
　図４（ｃ）の状態では、第１スイッチング手段３はＯＦＦ、第２スイッチング手段４はＯＮとなっている。この状態では、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃは第１コンデンサ６の両端電圧と等しい。
　したがって、電圧Ｖｃは出力直流電圧Ｖｄｃの半分となり、Ｖｃ＝Ｖｄｃ／２となる。図３（２）の区間がこれに相当する。

（ｄ）第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４を同時にＯＦＦ
　図４（ｄ）の状態では、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４が同時にＯＦＦされている。この状態では、整流器２は全波整流状態となる。
　したがって、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃは第１コンデンサ６と第２コンデンサ７の両端電圧と等しくなり、電圧Ｖｃ＝Ｖｄｃとなる。図３（３）の区間がこれに相当する。

　図４（ａ）～（ｄ）のように各スイッチング手段を駆動制御することにより、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃ、即ちコンバータ電圧Ｖｃは、３レベルの電圧状態をとることができる。
　この３レベルの電圧状態のタイミングを適切に制御することにより、図３の区間（１）～（３）のような電圧波形を生成し、Ｖｃを略正弦波状で出力することができる。

　なお、図４（ｅ）～（ｈ）は、交流電源１の極性が図４（ａ）～（ｄ）と反転している点のみが異なる。図４（ｅ）～（ｈ）は、図３の区間（１）’～（３）’に相当する。

　以上、電圧Ｖｃを略正弦波状とするための第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４の動作について説明した。
　以上説明したように、本実施の形態１では、従来技術よりも出力電圧レベルを多段化（０、Ｖｄｃ／２、Ｖｄｃの３レベル化）することにより、スイッチング周波数を下げるとともに、高調波電流を抑制してリアクタ５を小型化することを図っている。
　なお、説明の都合上、制御手段２０の詳細動作については、実施の形態２で説明する。

　以上のように、本実施の形態１によれば、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４を図３～図４で説明したように駆動制御し、整流器２の入力端子間電圧Ｖｃ、即ちコンバータ電圧Ｖｃを３レベルの略正弦波状で出力することができる。
　これにより、スイッチング周波数を低周波にしつつ、従来技術のように電源半周期に対して１回または数回スイッチング手段を動作させる手法と比較して、リアクタ５を小型化することができる。

　また、本実施の形態１によれば、出力電圧レベルを多段化したため、スイッチング周波数を例えば１ｋＨｚ～５ｋＨｚ程度の低周波で駆動制御するＰＷＭ制御を行うことができる。
　これにより、高周波ＰＷＭ制御を行うときのようなノイズ対策のためのコスト上昇を抑えることができる。
　これは、コンバータ電圧Ｖｃを正弦波状に出力するのみで、入力電流の制御を実行することなく入力電流を略正弦波状に制御可能であることに起因する。即ち、入力電流制御を行わないので、高周波な制御動作が不要となるからである。

実施の形態２．
　実施の形態１では、コンバータ電圧Ｖｃを略正弦波状に出力することにより、入力電流を略正弦波状として高調波を抑えることを説明した。
　本発明の実施の形態２では、制御手段２０の制御ブロックについて詳細を説明する。回路構成などは、実施の形態１で説明したものと同様である。

　図５は、制御手段２０の内部構成を示すブロック図である。図５の制御ブロックは、入力電流の瞬時値と正弦波状の指令値とを瞬時的に比較することなくＰＷＭを生成する制御構成の一例である。以下、図５の構成について説明する。

　ＰＩ制御器３０は、電圧検出器２１が検出した直流電圧Ｖｄｃと、あらかじめ設定された所定値である直流電圧指令値Ｖｄｃ＊との差分を受け取り、ＶｄｃをＶｄｃ＊に近づけるようにＰＩ制御演算を実行する。制御指令は、Ｐ軸の電流指令値Ｉｐ＊として出力される。

　ＰＱ変換器３１は、電流検出器２２が検出した入力電流の瞬時値Ｉｓと、電源ゼロクロス検出器２３が検出した電源位相θとを受け取り、これらの値を用いて、入力電流の瞬時値Ｉｓを有効電力成分（Ｐ軸成分）Ｉｐと入力電流の無効電力成分（Ｑ軸成分）Ｉｑとに分離して出力する。

　ここで、ＰＱ変換について補足しておく。
　一般的にＰＱ変換は、三相電流などを二軸電流に変換する際に用いられるが、本実施の形態２では、これを単相電流であるＩｓに用いる。
　三相電流をＰＱ軸電流に変換した場合、有効成分および無効成分を瞬時値として取り出すことができる。しかし、ＰＱ変換を単相電流に適用した場合、変換結果が交流電源１の周波数の２倍で脈動することが知られている（例えば、特開平１－１７４２７４号公報）。
　したがって、ＰＱ軸電流の瞬時値は、そのままでは単相電流制御には用いることができない。

　そこで、本実施の形態２では、交流電源１の周波数の２倍の脈動を除去するため、ＰＱ変換器３１の出力に対し、ローパスフィルタＬＰＦ３２ａ、３２ｂを適用する。これにより、ＰＱ変換の結果に含まれる脈動を除去し、適切な制御演算を実行することができる。
　ＬＰＦ３２ａ、３２ｂの出力は、単相電流であるＩｓの有効電力成分電流Ｉｐと無効電力成分電流Ｉｑとなる。

　電源力率が１００％となったとき、無効電力成分Ｉｑは０となるので、直流電圧Ｖｄｃを指令値Ｖｄｃ＊に制御するＰＩ制御器３０の出力は、有効電力成分電流の指令値Ｉｐ＊そのものとなるはずである。
　そこで、ＰＩ制御器３０の出力がＩｐ＊そのものになるように、有効電力成分電流Ｉｐとの差分をＰＩ制御器３３に入力して制御演算を実行する。同様に、無効電力成分電流Ｉｑも０になるはずなので、Ｉｑと０との差分をＰＩ制御器３４に入力して制御演算を実行する。

　ＰＩ制御器３３とＰＩ制御器３４の出力は、有効電力成分の電圧指令Ｖｐ＊と無効電力成分の電圧指令Ｖｑ＊である。逆ＰＱ変換器３５は、電源位相θを用いて、これらの指令値を逆ＰＱ変換する。
　この結果、電源力率が１００％、換言すると電流の無効電力成分が０、および、あらかじめ設定された直流電圧となる仮想交流電源９の両端電圧の指令値Ｖｃ＊が得られる。

　なお、位相角度θを交流電源１の位相に同期させるため、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ　Ｌｏｃｋｅｄ　Ｌｏｏｐ）回路等を用いてもよい。これにより、位相角度θの精度を向上させ、高調波電流をさらに低減することができる。

　以上説明した手順により、コンバータ電圧の指令値Ｖｃ＊を決定することができる。
　決定したコンバータ電圧の指令値Ｖｃ＊に基づき第１スイッチング手段３および第２スイッチング手段４のＯＮ／ＯＦＦタイミングを定める手法としては、例えば一般的なユニポーラ変調を用いることができる。

　図６は、各スイッチング手段のＯＮ／ＯＦＦタイミングを定める変調信号の波形図である。以下、図６について説明する。

　図６（ａ）は第１スイッチング手段３の変調信号、図６（ｂ）は第２スイッチング手段４の変調信号である。図６（ａ）（ｂ）中の正弦波形は、コンバータ電圧指令値Ｖｃ＊である。
　負極側の絶対値をとれば正極側と一致するので、同図の変調信号はユニポーラ変調方式であるといえる。

　図６（ａ）において、コンバータ電圧Ｖｃ＊が搬送波である三角波より大きい区間で第１スイッチング手段３をＯＦＦする。
　図６（ｃ）は、第１スイッチング手段３のＯＮ／ＯＦＦタイミングである。Ｈｉ側がＯＮ、Ｌｏ側がＯＦＦである。

　また、第２スイッチング手段４はコンバータ電圧指令値Ｖｃ＊に対し負側となるので、変調信号の波形は図６（ａ）の位相を１８０度反転した図６（ｂ）のようになる。
　図６（ｃ）と同様にして、第２スイッチング手段４のＯＮ／ＯＦＦタイミングである図６（ｄ）の波形が得られる。

　コンバータ電圧指令値Ｖｃ＊は、図６（ｃ）（ｄ）の波形を足し合わせることでも得られる。しかし、図６（ｃ）（ｄ）はＨｉ側がスイッチング手段のＯＮであるため、説明を分かり易くするように、Ｈｉを０、Ｌｏを１として加算する。
　すると、図６（ｅ）のチョッピングされたコンバータ電圧指令値Ｖｃ＊が得られる。

　以上説明したように、ユニポーラ変調を適用して、コンバータ電圧指令値Ｖｃ＊に基づき第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４のＯＮ／ＯＦＦタイミングを決定することができる。

　図７は、上述のＰＷＭ制御を実現する制御ブロック図の例である。図５のような制御ブロックにより、ＩＧＢＴ３ａ、３ｂの駆動信号を生成し、以上説明したＰＷＭ制御を実現することができる。

　以上、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４のＯＮ／ＯＦＦタイミングを決定する変調方式について説明した。

　以上のように、本実施の形態２では、第１スイッチング手段３および第２スイッチング手段４をＰＷＭ動作させることにより、整流器２の入力端子間のコンバータ電圧Ｖｃは、図６（ｅ）に示すような３レベル化されたチョッピング電圧となる。このチョッピング電圧をフィルタリングすると略正弦波状の電圧となる。
　チョッピング電圧の電圧レベルは３段階となっているため、２段階のチョッピング波形より電圧分解能が上昇している。そのため、電圧分解能が同一であれば、ＰＷＭのキャリア周波数をより低減することができる。

　また、本実施の形態２では、入力電流Ｉｓの瞬時値と正弦波状の入力電流指令値を比較して両者を近づけるようにＰＷＭ制御を実行するのではなく、図５で説明したような制御を実行する。
　即ち、電源力率が１００％のときはＰＩ制御器３０の出力がＩｐ＊となる想定の下、正弦波状の入力電流指令値と瞬時値Ｉｓを比較するのではなく、ＰＩ制御器３０を介して直流電圧Ｖｄｃと間接的に比較する。
　したがって、変動する瞬時値Ｉｓと指令値を常に比較しながら制御を実行するわけではないため、高速演算処理を必要とせず、低速の演算処理で電流制御を実現することができる。

　また、単相電源に対してＰＱ変換を行うと、上述のように瞬時電流制御を行いにくくなるが、本実施の形態２では、コンバータ電圧Ｖｃを３レベル化する回路構成とすることでこの課題を補い、低周波ＰＷＭでの電流制御が可能となる。
　これにより、一般的に１５～２０ｋＨｚ以上の高周波ＰＷＭが必要な電流制御を、例えば１ｋＨｚ～５ｋＨｚ程度の低周波ＰＷＭ制御で実現することが可能となる。
　したがって、高周波ＰＷＭ制御によって生じるノイズ対策のためのコストアップがなくなり、安価に実用化することができる。

　また、本実施の形態２の制御手法は、出力直流電圧Ｖｄｃを制御手段２０にフィードバックして各スイッチング手段を駆動制御し、所望の出力電圧を得るとともに力率＝１を実現する手法であると言える。
　この点、上記非特許文献１では、スイッチング手段の動作タイミングをあらかじめ演算により求めておいて制御を行う技術が記載されている。
　スイッチング手段のＯＮ／ＯＦＦタイミングは位相角に応じて無限に設定することが可能であるため、演算により求める解の候補は無限に存在する。その前提の下で出力直流電圧Ｖｄｃを所望値にするためのＯＮ／ＯＦＦタイミングを求めることは、事実上非常に困難であった。

　そこで、非特許文献１では、ＧＡを用いて最適なＯＮ／ＯＦＦタイミングを探索する手法が提案されている。
　しかし、高調波を抑制することに加えて、出力直流電圧Ｖｄｃを所望値にすることのできるＯＮ／ＯＦＦタイミングを探索する手法までは見出されていない。
　さらには、動作する負荷条件が変化する製品や、機種数が多い製品では、このように無限に存在するＯＮ／ＯＦＦタイミングから最適な解を探索する手法は、実用化しにくい。

　本実施の形態２では、あらかじめＯＮ／ＯＦＦタイミングを演算により求めておくのではなく、フィードバック制御によりＯＮ／ＯＦＦタイミングを決定するので、動作する負荷条件が変化する製品や、機種数が多い製品でも、容易に実用化することができる。

実施の形態３．
　図８は、本発明の実施の形態３に係る交流直流変換装置１００の回路図である。
　図８の回路では、スイッチング手段の構成を、図１の回路構成から変更した。その他の構成は図１と同様である。

　本実施の形態３における「第１整流器」「第２整流器」は、整流器２が相当する。

　図８の回路では、単方向通流スイッチング素子であるＩＧＢＴ３ａと４ａは、ダイオード整流器１４の機能により、図１で説明した双方向スイッチング手段と等価の動作を行うことができる。
　したがって、図８の回路構成においても、実施の形態１～２で説明したものと同様の制御動作を行うことができる。

　また、図８のような回路構成により、ＩＧＢＴ３ａ、４ａがＯＮ動作するときに、電流が流れるダイオードの数が図１の半分となるので、ダイオードの通流損失を図１の回路構成の半分にすることができる。
　これにより、交流直流変換装置１００の変換効率を向上させることができる。

　以上、本実施の形態３に係る交流直流変換装置１００の構成を説明した。
　次に、第１ダイオード１０と第２ダイオード１１について説明する。

　第１ダイオード１０と第２ダイオード１１は、並列接続された第１コンデンサ６と第２コンデンサ７が電荷を有して正電圧を持つ通常状態では不通流となり、ＯＦＦ状態となるため、接続されていないことと同義である。

　一方、交流電源１からの電圧供給がなくなり、かつ直流負荷８での電力消費が０でない状態では、第１コンデンサ６と第２コンデンサ７の電荷はなくなる。
　このとき、直流負荷８は直列に接続された第１コンデンサ６と第２コンデンサ７から一様に電荷を消費する。もし第１コンデンサ６と第２コンデンサ７の容量にバラツキがあると、一方のコンデンサの電荷が消費されても、もう一方のコンデンサに電荷が残っているので、出力直流電圧Ｖｄｃは０にならない。

　直流負荷８は、出力直流電圧Ｖｄｃが０になるまで電荷を消費するため、先に電荷が消費された側のコンデンサは帯電量が負となり、負電圧が印加されることになる。

　しかし、電圧極性を有する電解コンデンサは、負電圧の印加は許容されない。
　そこで、第１ダイオード１０と第２ダイオード１１を各コンデンサと逆並列に接続することにより、負電圧の印加量がダイオードの順方向電圧降下分を超えることを抑制する。
　これにより、コンデンサの故障を防ぎ、信頼性を向上させることができる。この効果は実施の形態１～２でも同様であることを付言しておく。

実施の形態４．
　本発明の実施の形態４では、突入電流の抑制と、そのための交流直流変換装置１００の動作開始方法について説明する。

　第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４がともにＯＦＦで、かつ直流負荷８が電力を消費している場合、図４（ｄ）のように全波整流状態で各コンデンサに電流が流れていることになる。
　このとき、第１スイッチング手段３と第２スイッチング手段４をＯＮさせると、第１コンデンサ６と第２コンデンサ７に充電電流が流れる。この充電電流は、交流直流変換装置１００の起動時に大きな突入電流となる。
　この大きな電流は、第１スイッチング手段３または第２スイッチング手段４のいずれか片方がＯＮし、全波整流状態から倍電圧整流状態に整流状態が変化することで発生する突入電流であると考えられる。

　交流直流変換装置１００の起動時に大きな突入電流が流れることは、各スイッチング手段や整流器２など、交流直流変換装置１００の各部にストレスを与えるため、できる限り突入電流を抑制することが望ましい。

　突入電流を抑制する手法について、図２を用いて説明する。
　交流電源１と仮想電圧源９との差電圧により、交流電源１からの入力電流Ｉが決まる。したがって、各スイッチング手段の動作を開始するとき、交流電源１の電圧よりも仮想電圧源９の電圧が高ければ、突入電流が流れないことは明らかである。

　そこで、本実施の形態４では、制御手段２０は、第１スイッチング手段３および第２スイッチング手段４の駆動制御を開始する時は、図５に示す制御ブロックから出力される電圧指令Ｖｃ＊が交流電源１の電圧より高くなり、位相が交流電源１と同位相となるようにする。

　制御手段２０は、ＰＩ制御を用いているため、上記を実現する手法として、ＰＩ制御の積分を利用する。
　制御手段２０は、積分器の初期値として、電圧指令Ｖｃ＊が交流電源１の電圧よりも高く、交流電源１と同位相となるような値を設定する。
　これにより、各スイッチング手段の動作開始時に突入電流が流れることがなく、ソフト起動が実現できる。

　具体的には、Ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＝０とすれば、電圧指令Ｖｃ＊は交流電源１と同位相となる。さらに、電圧指令Ｖｃ＊のＰ軸電圧指令Ｖｐ＊＞Ｖｓとなれば、交流電源１の電圧よりも高い電圧をＶｃ＊として出力できる。

　なお、交流電源１は電圧が変動するため、図示していないが、交流電源１の電圧を検出して、その値以上の値をＰ軸電圧指令Ｖｐ＊とするように設定してもよいし、定格電圧よりも明らかに高い電圧、例えば２００Ｖの１．３～１．５倍以上の電圧、を設定してもよい。いずれの方法であっても同等の効果を有することは言うまでもない。

　以上、突入電流を抑制する手法について説明した。
　次に、出力直流電圧の急激な上昇を抑制する手法について説明する。

　交流直流変換装置１００を起動するとき、コンバータ電圧Ｖｃと交流電源１の電圧Ｖｓとの位相差φを０にリセットしておき、起動後に出力直流電圧Ｖｄｃを上昇させる。
　出力直流電圧Ｖｄｃを上昇させるためには、位相差φを遅らせるとよいので、交流直流変換装置１００の起動後は位相差φを遅らせるように制御を行うことになる。このとき、出力直流電圧が急激に上昇し、制御系がハンチングする場合がある。

　そこで、本実施の形態４では、交流直流変換装置１００の起動時に位相差φを進み位相側（例えば－１０度）にセットしておく。具体的には、制御手段２０は、例えば入力電流の無効電力成分電流が０以下となるような電圧指令Ｖｃ＊を出力する。
　これにより、直流負荷８が軽負荷・重負荷のいずれであっても、起動後の急激な出力直流電圧の上昇を抑制してソフトな起動を実現することができる。

　あるいは、制御手段２０は、直流電圧指令値Ｖｃ＊を緩やかに上昇させるように制御を実行してもよい。この場合も同様に、起動後の急激な出力直流電圧の上昇を抑制してソフトな起動を実現することができる。

実施の形態５．
　図９は、本発明の実施の形態５に係る交流直流変換装置１００の回路図である。
　図９の回路は、実施の形態１の図１で説明した回路図における直流負荷８を、インバータ１６と永久磁石モータ１５に置き換えたものである。また、交流直流変換装置１００の出力端に電圧クランプ部１７を設けた。さらに、インバータ１６の動作を制御するインバータ制御手段２４を設けた。

　インバータ制御手段２４は、その機能を実現する回路デバイスのようなハードウェアで構成することもできるし、マイコンやＣＰＵのような半導体集積回路とその動作を規定するソフトウェアで構成することもできる。

　インバータ制御手段２４と制御手段２０は、単一のＣＰＵなどの演算装置とその動作を規定するソフトウェアを用いて構成し、一体的に構成することができる。
　以下では、両者をＣＰＵ２５に一体化するものとして説明する。この場合、インバータ制御手段２４は、交流直流変換装置１００の一部と一体化することになる。
　インバータ制御手段２４と制御手段２０を一体的に構成する手法については後述する。

　本実施の形態５に係る交流直流変換装置１００の動作は、実施の形態１～４で説明したものと概ね同様である。以下では特に、負荷をインバータ１６と永久磁石モータ１５に置き換えたことに関する説明を行う。
　まずは、図９の回路を電動機駆動装置として用いることにより、電動機の設計自由度を増すことができることについて説明する。その後に、瞬間的な異常電圧上昇を抑制する構成について説明し、続いてインバータ制御手段２４を制御手段２０と一体的に構成するための手法について説明する。

（１）電動機の設計自由度について
　電動機は、同一トルクを出力するために必要な電流が少ないほど、銅損（抵抗×電流の二乗）が少なくなる。
　例えば、永久磁石同期電動機の場合、電動機の起電圧定数を高くすることで永久磁石によるトルクが増加するので、電流を少なくしても、同一トルクを出力することができる。
　さらには、電流を少なくすると、電動機を駆動するインバータの通流損失およびスイッチング損失を低減させる効果も発揮する。
　したがって、電動機の起電圧定数を高くして電流を少なくすることは、高効率化の手段として最も効果的であるといえる。

　空気調和機に用いる電動機のように、運転時間が長い低速回転時に高効率となるよう電動機を設計すると、電動機の起電圧定数が上昇する。
　急速冷房時や急速暖房時のように電動機が高速回転となる場合において、起電圧定数が高くなると、同一回転数で必要となる電圧が高くなるので、インバータが電動機を駆動するために必要な直流電圧も上昇する。
　従来は、この最大回転数と直流電圧の関係を考慮して電動機の仕様を設計しなければならない制約があった。

　また、上述のように、直流電圧を上昇させ、起電圧定数を高くすることで、電動機の効率を高めることができるが、一方で、高い直流電圧を提供するため交流直流変換装置１００の出力直流電圧Ｖｄｃを上昇させると、交流直流変換装置１００の変換効率が低下してしまう。
　換言すると、交流直流変換装置１００の力率が大幅に低下し、高調波電流も増加してしまう。

　また、特許文献３～４に記載の技術のような電源半周期に数回のスイッチングを行う場合は、直流電圧をリアクタ５の電圧降下分だけ上昇させる程度の効果しか発揮することができない。それ以上に直流電圧を上昇させる場合は、力率が大幅に低下し、高調波電流を増大させてしまう。

　以上のような理由から、従来の技術では、直流電圧を上昇させ、起電圧定数を高くしても、高効率な電動機駆動装置を提供することが難しかった。

　一方、本発明に係る交流直流変換装置１００は、低周波のキャリア周波数で制御動作を行うことができるので、出力電圧を上昇させつつ力率低下を抑制して、特許文献１～２に記載の技術のような昇圧を行う交流直流変換装置よりも、高効率な変換動作を行うことができる。
　このことは、本発明の交流直流変換装置１００の直流負荷８として、永久磁石モータ１５を駆動するインバータ１６が接続されたとき、省エネ効果を有効に発揮できることを意味する。

　これにより、低速運転時に効率がよくなるように電動機を設計し、電動機を高速回転させるときには、交流直流変換装置１００の出力直流電圧を上昇させて最高回転数を確保することができる。
　したがって、急速冷房時や急速暖房時などの過負荷運転時でも空気調和機の性能を落とすことなく、低速運転時、換言すると通常使用時の効率を向上させることができる。
　したがって、本発明の交流直流変換装置１００で起電圧定数の高い電動機を駆動する電動機駆動装置を提供することにより、電動機駆動装置全体と考えた場合の動作効率を向上させ、省エネ性の高い製品を提供できる。

（２）瞬間的な異常電圧上昇の抑制
　永久磁石モータ１５またはインバータ１６の異常、ノイズなどにより、永久磁石モータ１５が停止することがある。
　この場合、永久磁石モータ１５が停止しているときのエネルギーによって、永久磁石モータ１５の起電圧定数によっては第１コンデンサ６と第２コンデンサ７の耐圧を超えた電圧が各コンデンサに印加される可能性がある。

　そこで、本実施の形態５に係る交流直流変換装置１００は、瞬間的な異常電圧上昇を抑制する電圧クランプ部１７を備える。
　この電圧クランプ部１７は、サージクランパやサージアブソーバ、もしくは抵抗とＩＧＢＴの直列回路などで構成することができる。瞬間的な電圧上昇を抑制することのできるその他の構成を用いてもよい。

（３）インバータ制御手段２４と制御手段２０を一体化する手法
　制御手段２０とインバータ制御手段２４は、制御対象がそれぞれ異なるので、異なるキャリア周波数でＰＷＭ制御を行う場合がある。また、各検出器などが検出する検出値を互いの制御に用いる可能性がある。
　例えば、電圧検出器２１が検出した直流電圧Ｖｄｃは、インバータ制御手段２４にも制御手段２０にも使用される。

　検出値をＣＰＵ２５に取り込む際には、所定のサンプリングタイミングで検出する必要がある。この所定のサンプリングタイムは、通常、ＰＷＭタイミングと同期している方が望ましい。
　即ち、制御手段２０とインバータ制御手段２４が異なるキャリア周波数でＰＷＭ制御を行う場合は、それぞれの周波数に合わせて２種類のサンプリングタイミングで検出値を取得することが望ましい、ということになる。

　一方、検出するサンプリングタイミングを制御手段２０およびインバータ制御手段２４のそれぞれに合わせて２通りとすると、同じ値を検出するための端子が２つ必要となり、コストアップになってしまう。
　そこで、本実施の形態５では、ＣＰＵ２５を以下のように構成する。

　交流直流変換装置１００は、永久磁石モータ１５を駆動制御するため、直流電圧Ｖｄｃを制御する。そこで、本実施の形態５では、電圧検出手段２１の検出値を、まず始めにインバータ制御手段２４へ入力する。
　ＣＰＵ２５は、インバータ制御手段２４がＰＷＭ制御を行うタイミングで電圧検出手段２１の検出値をサンプリングしてインバータ制御手段２４に検出値を引き渡す。
　制御手段２０は、自己がＰＷＭ制御を行うタイミングで、インバータ制御手段２４から検出値を取得する。
　上記手法より、同じ検出値を取得するための端子は１つでよくなるので、端子を重畳的に持つことによるコストアップを抑制できる。

　電圧検出手段２１の検出値をまず始めにインバータ制御手段２４に引き渡すのは、以下の理由による。
　インバータ１６は、直流電圧の印加を受けて永久磁石モータ１５を駆動する。即ち、インバータ制御手段２４にとっては、電圧検出手段２１の検出値は入力電圧の検出値としての意味を持つ。
　これに対し、交流直流変換装置１００にとっての電圧検出手段２１の検出値は、自己がその値を一定制御した結果値としての意味を持つ。
　したがって、制御因子の時系列として、まずインバータ制御手段２４に検出値を提供することが必要となるのである。

　一方、入力電流Ｉｓは、インバータ１６にとってはモータ１５が動作した結果であるのに対し、交流直流変換装置１００にとっては力率改善の制御演算のための入力値として使用するものである。
　したがって、ＣＰＵ２５は、電流検出器２２の検出値を、制御手段２０がＰＷＭ制御を行うタイミングで取得する。インバータ制御手段２４は、制御手段２０から検出値を取得する。

　以上説明した手法により、ＣＰＵ２５の検出ポートを不要に増加させることなく、必要優先度に応じた状態で制御に使用する検出値を互いの制御に取り込むことができる。
　これにより、コストアップなしで制御手段２０とインバータ制御手段２４をＣＰＵ２５などの単一の半導体集積回路に一体化構成することができ、さらにコスト低減効果を発揮することができる。

実施の形態６．
　実施の形態１～５で説明した交流直流変換装置１００は、直流で電力を消費する負荷向けの電源装置に利用することができる。
　例えば、空気調和機、冷凍機、洗濯乾燥機、冷蔵庫、除湿器、ヒートポンプ式給湯機、ショーケース、掃除機など家電製品全般に適用することができる。その他、ファンモータや換気扇、手乾燥機などへ適用することもできる。

Claims

　交流電源にリアクタを介して接続される整流器と、
　前記整流器の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、
　前記整流器の一方の入力端子と前記コンデンサの接続点との間に接続された第１スイッチと、
　前記整流器の他方の入力端子と前記コンデンサの接続点との間に接続された第２スイッチと、
　前記コンデンサと逆並列に接続されたダイオードと、
　前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器と、
　前記交流電源から入力する電流を検出する電流検出器と、
　前記第１スイッチと前記第２スイッチを駆動制御する制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段は、
　前記電流検出器の検出結果を有効電力成分と無効電力成分に変換したものと、
　前記電圧検出器の検出結果と、
　を用いて、
　前記コンデンサの両端電圧を一定にし、電源力率を改善するように前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを駆動制御する
　ことを特徴とする交流直流変換装置。
　交流電源にリアクタを介して接続される第１整流器と、
　前記第１整流器と並列に接続された第２整流器と、
　前記第１整流器の出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、
　前記第２整流器の出力端子間に直列接続された２つのスイッチと、
　前記コンデンサと逆並列に接続されたダイオードと、
　前記コンデンサの両端電圧を検出する電圧検出器と、
　前記交流電源から入力する電流を検出する電流検出器と、
　２つの前記スイッチを駆動制御する制御手段と、
　を備え、
　前記コンデンサの接続点と前記スイッチの接続点は接続されており、
　前記制御手段は、
　前記電流検出器の検出結果を有効電力成分と無効電力成分に変換したものと、
　前記電圧検出器の検出結果と、
　を用いて、
　前記コンデンサの両端電圧を一定にし、電源力率を改善するように前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを駆動制御する
　ことを特徴とする交流直流変換装置。
　前記制御手段は、
　前記交流電源の半周期中に、前記整流器が、
　全波整流状態、第１倍圧整流状態、第２倍圧整流状態、電源短絡状態の４つの整流状態となるように、前記スイッチを駆動制御する
　ことを特徴とする請求項１または請求項２記載の交流直流変換装置。
　前記制御手段は、
　前記電流検出器の検出結果を有効電力成分電流と無効電力成分電流に変換し、
　前記有効電力成分電流を用いて前記コンデンサの両端電圧を一定に制御する
　ことを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の交流直流変換装置。
　前記制御手段は、前記無効電力成分電流を用いて電源力率を制御する
　ことを特徴とする請求項４記載の交流直流変換装置。
　前記制御手段は、
　前記有効電力成分電流と前記無効電力成分電流に含まれる、前記交流電源の２倍周期の脈動成分を除去する手段を備え、
　前記脈動を除去した後の前記有効電力成分と前記無効電力成分に基づき、
　前記第１スイッチおよび前記第２スイッチを駆動制御する
　ことを特徴とする請求項４または請求項５記載の交流直流変換装置。
　前記制御手段は、
　前記有効電力成分電流を用いて、前記整流器の入力端子間電圧の有効電力成分電圧の指令値を算出し、
　前記無効電力成分電流を用いて、前記整流器の入力端子間電圧の無効電力成分電圧の指令値を算出し、
　これらの値を用いて前記整流器の入力端子間電圧の指令値を算出し、
　前記整流器の入力端子間電圧をその指令値に近づけるように前記第１双方向スイッチおよび前記第２スイッチを駆動制御する
　ことを特徴とする請求項４ないし請求項６のいずれかに記載の交流直流変換装置。
　前記制御手段は、
　前記スイッチの駆動制御を開始するときには、前記整流器の入力端子間電圧の有効電力成分電圧指令値を前記交流電源の電圧以上とする
　ことを特徴とする請求項４ないし請求項７のいずれかに記載の交流直流変換装置。
　前記制御手段は、
　前記スイッチの駆動制御を開始するときには、前記整流器の入力端子間電圧の無効電力成分電圧指令値を０とする
　ことを特徴とする請求項４ないし請求項８のいずれかに記載の交流直流変換装置。
　前記制御手段は、
　前記スイッチの駆動制御を開始するときには、
　入力電流の無効電力成分が０以下となるように、
　前記整流器の入力端子間電圧の電圧指令値を出力する
　ことを特徴とする請求項４ないし請求項９のいずれかに記載の交流直流変換装置。
　請求項１ないし請求項１０のいずれかに記載の交流直流変換装置と、
　前記交流直流変換装置が出力する直流電力を交流電力に変換して永久磁石電動機を駆動するインバータと、
　前記インバータの動作を制御するインバータ制御手段と、
　を備え、
　前記制御手段と前記インバータ制御手段を単一の半導体集積回路上に実装した
　ことを特徴とする電動機駆動装置。
　前記半導体集積回路は、
　前記電圧検出器の検出結果を、前記インバータ制御手段が実行するＰＷＭ制御タイミングと同期して取得し、
　前記電流検出器の検出結果を、前記制御手段が実行するＰＷＭ制御タイミングと同期して取得する
　ことを特徴とする請求項１１記載の電動機駆動装置。