WO2022176065A1 - 直流電源装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器 - Google Patents

直流電源装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器 Download PDF

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capacitor
duty
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裕一 清水
和徳 畠山
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present disclosure relates to a DC power supply device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device.
  • a DC power supply device has been proposed (see, for example, Patent Document 1).
  • the control unit controls the charging circuit to maintain a state in which the two capacitors connected in series are alternately charged, thereby realizing a boosting mode in which the output voltage between the output terminals is boosted, and controls the charging circuit.
  • a full-wave rectification mode is realized by keeping the two capacitors connected in series charged at the same time.
  • the total capacitance of two capacitors connected in series is smaller than the capacitance of one capacitor.
  • the sum of the capacitances of the two capacitors connected in series is half the capacitance of one capacitor. Therefore, in the above-described conventional DC power supply, ripples in the output voltage between the output terminals may increase during the period of the full-wave rectification mode. An increase in ripple causes an increase in power supply harmonics and a decrease in power factor, which may reduce the efficiency of the DC power supply.
  • the present disclosure has been made to solve the above problems, and includes a DC power supply device capable of suppressing an increase in ripple of an output voltage, a motor drive device having the DC power supply device, and the motor drive device.
  • An object of the present invention is to provide a refrigeration cycle application equipment.
  • a DC power supply device of the present disclosure includes a rectifier circuit that rectifies an alternating current, a reactor connected to the rectifier circuit, and a first capacitor connected in series between output terminals of the DC generated by the rectifier circuit and the reactor. and a second capacitor; a first switching element that charges the first capacitor when in an off state and uncharges the first capacitor when in an on state; a second switching element that brings the second capacitor into a charged state at a certain time and brings the second capacitor into a non-charged state when in an ON state; and each of the first and second switching elements. a control unit for controlling a switching operation, wherein the control unit maintains one switching element of the first and second switching elements in an off state and switches the other switching element of the first and second switching elements.
  • the device has a full wave rectification mode, which is a mode of operation in which the device is PWM controlled.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a DC power supply device according to Embodiment 1;
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship between the states of first and second switching elements of the charging circuit of the DC power supply device shown in FIG. 1 and current paths;
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of operation modes of the DC power supply device shown in FIG. 1;
  • FIG. 1 When the DC power supply shown in FIG. 1 is operated in the full-wave rectification mode (comparative example) of FIG. and waveforms of voltages detected by the second detector.
  • the DC power supply shown in FIG. 1 is operated in the full-wave rectification mode (comparative example) of FIG. and another example of voltage waveforms detected by the second detector.
  • FIG. 3A is a diagram showing an example of an operation mode of the DC power supply according to Embodiment 1
  • FIG. 3B is a diagram showing an example of an operation mode of the DC power supply according to Embodiment 2
  • FIG. Input current to the rectifier circuit, output voltage detected by the third detector, and detected by the first and second detectors when the DC power supply according to Embodiment 1 is operated in full-wave rectification mode 3 shows examples of waveforms of the applied voltage, load, and on-duty of the first switching element. 8 shows waveforms of the input current shown in FIG.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of operation modes of a DC power supply device according to Embodiment 3; Input current to the rectifier circuit, output voltage detected by the third detector, and detected by the first and second detectors when the DC power supply according to Embodiment 3 is operated in full-wave rectification mode 3 shows examples of waveforms of the applied voltage, load, and on-duty of the second switching element.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a DC power supply device according to Embodiment 5; FIG.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of a DC power supply device, a motor drive device, and a refrigeration cycle application device according to Embodiment 6; 14 is a flow chart showing an operation example of switching an energization pattern of the DC power supply device according to Embodiment 6.
  • FIG. The input current to the rectifier circuit, the output voltage detected by the third detection unit, the voltage detected by the first and second detection units when switching the energization pattern of the DC power supply according to Embodiment 6, 3 shows examples of on-duty waveforms of a load and a first switching element.
  • the input current to the rectifier circuit, the output voltage detected by the third detection unit, the voltage detected by the first and second detection units when switching the energization pattern of the DC power supply according to Embodiment 6, 3 shows another example of on-duty waveforms of the load and the first switching element.
  • the input current to the rectifier circuit, the output voltage detected by the third detection unit, the voltage detected by the first and second detection units when switching the energization pattern of the DC power supply according to Embodiment 6, 3 shows another example of on-duty waveforms of the load and the first switching element.
  • a DC power supply device according to an embodiment, a motor drive device having the DC power device, and a refrigeration cycle application device having the motor drive device will be described below with reference to the drawings.
  • the following embodiments are merely examples, and the embodiments can be combined as appropriate and each embodiment can be modified as appropriate.
  • the same reference numerals are given to the same or similar configurations.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a DC power supply device 101 according to Embodiment 1.
  • the DC power supply 101 converts the AC supplied from the AC power supply 1 to DC and supplies the DC to the load circuit 8 from the output terminals (that is, the connection points 6d and 6e). It is configured.
  • the load circuit 8 is, for example, an inverter that drives a compressor motor used in a refrigeration cycle device (refrigeration cycle device 301 described in Embodiment 6 below). Refrigeration cycle devices are used in air conditioners, heat pump water heaters, refrigerators, freezers, and the like. Note that the load circuit 8 is not limited to an inverter.
  • the DC power supply device 101 includes a rectifier circuit 2 that rectifies an alternating current (for example, a three-phase alternating current in FIG. 1), a reactor 3 connected to the rectifier circuit 2, and a DC output terminal generated by the rectifier circuit 2 and the reactor 3. (that is, connection points 6d and 6e) are provided with a first capacitor 6a and a second capacitor 6b connected in series.
  • a rectifier circuit 2 that rectifies an alternating current (for example, a three-phase alternating current in FIG. 1)
  • a reactor 3 connected to the rectifier circuit 2
  • a DC output terminal generated by the rectifier circuit 2 and the reactor 3. that is, connection points 6d and 6e
  • connection points 6d and 6e are provided with a first capacitor 6a and a second capacitor 6b connected in series.
  • the DC power supply device 101 includes a first switching element 4a that charges the first capacitor 6a when it is in the OFF state and a non-charged state when it is in the ON state; a second switching element 4b that brings the second capacitor 6b into a charged state when it is in the ON state and brings the second capacitor 6b into a non-charged state when it is in the ON state; the first and second switching elements 4a; and a control unit 10 for controlling each switching operation of 4b.
  • the DC power supply device 101 also includes a voltage detection unit 7 that is a voltage detection circuit that detects the output voltage V dc [V] between the output terminals (that is, the connection points 6d and 6e).
  • the first capacitor 6a and the second capacitor 6b form a charging circuit 9.
  • the reactor 3 is connected to the output side of the rectifier circuit 2 in FIG. 1
  • the reactor 3 may be connected to each phase on the input side of the rectifier circuit 2 .
  • the control unit 10 maintains one of the first and second switching elements 4a and 4b in an off state, and the other of the first and second switching elements 4a and 4b is PWM (Pulse Width Modulation). It has a controlled mode of operation, full-wave rectification mode. Further, the control unit 10 has a step-up mode, which is an operation mode for PWM-controlling each of the first and second switching elements 4a and 4b.
  • the voltage detection unit 7 includes a first detection unit 7a that detects the voltage V pc [V] of the first capacitor 6a and a second detection unit 7b that detects the voltage V nc [V] of the second capacitor 6b. and a third detector 7c for detecting an output voltage V dc [V], which is the voltage between the positive electrode of the first capacitor 6a and the negative electrode of the second capacitor 6b.
  • the voltage detection unit 7 may include any two of the first detection unit 7a, the second detection unit 7b, and the third detection unit 7c. . In other words, if the voltage detection unit 7 includes two or more detection units among the first detection unit 7a, the second detection unit 7b, and the third detection unit 7c, the voltage V pc [V] , V nc [V] and the output voltage V dc [V] can be obtained.
  • the charging circuit 9 includes a first switching element 4a that switches the first capacitor 6a between the charged state and the non-charged state, and a second switching element 4b that switches the second capacitor 6b between the charged state and the non-charged state.
  • a first backflow prevention element 5a that prevents the charge in the first capacitor 6a from flowing back to the first switching element 4a, and the charge in the second capacitor 6b is transferred to the second switching element 4b.
  • a second backflow prevention element 5b for preventing backflow.
  • the midpoint 4c of the series circuit formed by the first switching element 4a and the second switching element 4b is the midpoint 6c of the series circuit formed by the first capacitor 6a and the second capacitor 6b. It is connected to the. Between the collector 4d of the first switching element 4a, the first capacitor 6a, the load circuit 8 and the connection point 6d, a connection from the collector 4d of the first switching element 4a to the first capacitor 6a and the load circuit 8 is provided.
  • a first backflow prevention element 5a which is a diode whose forward direction is toward the point 6d, is connected.
  • a second switching element is connected from the connection point 6e between the second capacitor 6b and the load circuit 8 to the second switching element.
  • a second backflow prevention element 5b which is a diode whose forward direction is directed toward the emitter 4e of 4b, is connected.
  • capacitors with the same capacitance are used as the first capacitor 6a and the second capacitor 6b.
  • a semiconductor switching device such as a power transistor, a power MOSFET (Power Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), or an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) elements may be used.
  • freewheeling diodes (not shown) may be connected in parallel to the semiconductor switching elements for the purpose of suppressing surge voltages caused by switching. good.
  • the freewheeling diode may be a parasitic diode of the semiconductor switching element.
  • the semiconductor switching element is a MOSFET, it is possible to realize a function similar to that of a freewheeling diode by turning on the semiconductor switching element at the timing of freewheeling.
  • a material constituting the semiconductor switching element is, for example, silicon (Si).
  • the material forming the semiconductor switching element is not limited to Si, and may be a material forming a wide bandgap semiconductor.
  • Wide bandgap semiconductors are composed of, for example, silicon carbide (SiC), gallium nitride (GaN), gallium oxide (Ga 2 O 3 ), or diamond.
  • SiC silicon carbide
  • GaN gallium nitride
  • Ga 2 O 3 gallium oxide
  • diamond diamond
  • the control unit 10 controls the output voltage V dc [V], which is a DC voltage supplied to the load circuit 8, by on/off controlling the first switching element 4a and the second switching element 4b.
  • the control unit 10 can be composed of an electric circuit such as an analog circuit or a digital circuit.
  • this electric circuit is composed of a discrete system having a CPU (Central Processing Unit), a DSP (Digital Signal Processor), or a microcomputer, which is a processor that executes a program that is software stored in a memory. may Switching control of the first switching element 4a and the second switching element 4b by the control unit 10 will be described below.
  • FIG. 2 is a diagram showing the relationship (that is, switching control) between the states of the first switching element 4a and the second switching element 4b of the charging circuit 9 of the DC power supply device 101 shown in FIG. 1 and the current paths. .
  • State A in FIG. 2 shows current paths when both the first switching element 4a and the second switching element 4b are controlled to be off.
  • state A both the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are charged. That is, in state A, both the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are in a charged state.
  • State B in FIG. 2 shows the current path when the first switching element 4a is controlled to be ON and the second switching element 4b is controlled to be OFF.
  • state B the second capacitor 6b is charged and the first capacitor 6a is not charged. That is, in state B, the first capacitor 6a is in a non-charged state and the second capacitor 6b is in a charged state.
  • State C in FIG. 2 shows the current path when the first switching element 4a is turned off and the second switching element 4b is turned on.
  • state C the first capacitor 6a is charged and the second capacitor 6b is not charged. That is, in state C, the first capacitor 6a is in a charged state and the second capacitor 6b is in a non-charged state.
  • State D in FIG. 2 shows the current path when both the first switching element 4a and the second switching element 4b are on-controlled (that is, in a short-circuit state).
  • state D the first capacitor 6a is not charged and the second capacitor 6b is not charged. That is, in state D, both the first capacitor 6a and the second capacitor 6b are in a non-charged state.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of operation modes of the DC power supply 101 shown in FIG.
  • the full-wave rectification mode (comparative example) is a conventional full-wave rectification mode in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are always turned off.
  • the DC power supply device 101 according to Embodiment 1 executes a full-wave rectification mode shown in FIG. 6A, which will be described later, instead of the full-wave rectification mode (comparative example) shown in FIG. Further, the DC power supply device 101 according to Embodiment 1 executes a boost mode in which the first switching element 4a and the second switching element 4b are controlled to be turned on and off at different timings.
  • FIG. 3 shows a boost mode a1, a boost mode a2, and a boost mode a3 as boost modes.
  • the boost mode includes a boost mode a1 (voltage doubler mode) in which the on-duty Da of the first switching element 4a is 50% and the on-duty Db of the second switching element 4b is 50%.
  • Boosting mode a2 in which each of the on-duty D a and D b of the switching element 4a and the second switching element 4b is less than 50%, and the on-duty D a of the first switching element 4a and the second switching element 4b , Db each greater than 50%.
  • the ON timing of the first switching element 4a and the OFF timing of the second switching element 4b are substantially the same, and the OFF timing of the first switching element 4a and the second switching element
  • the ON timing of 4b is almost the same, and the current path of state B in FIG. 2 and the current path of state C in FIG. 2 are alternately formed.
  • the output voltage at this time is approximately twice the output voltage in the full-wave rectification mode.
  • a simultaneous off period is provided in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are turned off. That is, the on-duties D a and D b of the first switching element 4a and the second switching element 4b are smaller than 50%.
  • state transitions in the order of state B, state A, state C, and state A in FIG. 2 are periodically repeated.
  • the output voltage at this time is in the range between the output voltage in the full-wave rectification mode and the output voltage in the boosting mode a1 (voltage doubler mode). As D a and D b approach 50%, the output voltage approaches the output voltage in boost mode a1 (voltage doubler mode).
  • a simultaneous ON period is provided in which both the first switching element 4a and the second switching element 4b are turned on. That is, the on-duties D a and D b of the first switching element 4a and the second switching element 4b are greater than 50%.
  • state transitions in the order of state D, state C, state D, and state B in FIG. 2 are periodically repeated.
  • Energy is stored in the reactor 3 during the simultaneous ON period of the first switching element 4a and the second switching element 4b (here, the period of the state D).
  • the output voltage in the boost mode a3 is equal to or higher than the output voltage in the boost mode a1 (voltage doubler mode).
  • the control unit 10 controls the DC output voltage V dc [V] supplied to the load circuit 8 by changing the on-duties D a and D b of the first switching element 4 a and the second switching element 4 b. It is possible.
  • the combined capacitance when the capacitance of the first capacitor 6a is C p , the capacitance of the second capacitor 6b is C n , and the first capacitor 6 a and the second capacitor 6 b are connected in series. is C pn , in the state A of FIG. 2, when the first capacitor 6 a and the second capacitor 6 b are connected in series, a charging current flows through both capacitors, so C pn ⁇ C p , C pn ⁇ C n . Also, when the capacitances Cp and Cn are the same, the combined capacitance Cpn is half the capacitance Cp or Cn . In particular, in the full-wave rectification mode (comparative example) shown in FIG. 3, since the state A continues, the combined capacitance Cpn is charged and discharged.
  • FIG. 4 shows the input current I 0 [A] to the rectifier circuit 2 when the DC power supply 101 is operated in the full-wave rectification mode (comparative example) of FIG. 2 shows examples of waveforms of the output voltage V dc [V] detected by the output voltage V dc [V], the voltage V pc [V] detected by the first detection unit 7a, and the voltage V nc [V] detected by the second detection unit 7b.
  • FIG. 4 shows an example of waveforms when the load W L [kW] consumed by the load circuit 8 is 15 kW.
  • FIG. 5 shows the input current I 0 [A] to the rectifier circuit 2 when the DC power supply 101 is operated in the full-wave rectification mode (comparative example) of FIG.
  • Another example of the waveforms of the output voltage V dc [V] detected by the output voltage V dc [V] detected by the first detection unit 7a, the voltage V pc [V] detected by the first detection unit 7a, and the voltage V nc [V] detected by the second detection unit 7b show.
  • FIG. 5 shows an example of waveforms when the load W L [kW] consumed by the load circuit 8 is 30 kW.
  • an operation mode in which the second switching element 4b is turned off and the first switching element 4a is PWM-controlled is executed as a full-wave rectification mode.
  • FIG. 6(a) is a diagram showing an example of operation modes of the DC power supply device 101 according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 6B is a diagram showing an example of operation modes of the DC power supply device 102 according to Embodiment 2, which will be described later.
  • energization is performed according to the energization pattern shown in FIG.
  • FIG. 7 shows the input current I 0 [A] to the rectifier circuit 2 and the output detected by the third detection unit 7c when the DC power supply device 101 according to Embodiment 1 is operated in the full-wave rectification mode. Examples of waveforms of a voltage V dc [V], a voltage V pc [V] detected by the first detection unit 7a, and a voltage V nc [V] detected by the second detection unit 7b are shown.
  • FIG. 7 shows an example of waveforms when the load W L [kW] consumed by the load circuit 8 is 15 kW.
  • FIG. 7 shows operation waveforms when the magnitude of the load W L [kW] of the load circuit 8 and the on-duty D a of the first switching element 4a are increased linearly in the configuration shown in FIG.
  • FIG. 8 shows the input current I 0 [A] shown in FIG. 7, the output voltage V dc [V] which is the voltage detected by the third detection unit 7c, and the voltage V detected by the first detection unit 7a.
  • Waveforms of pc [V] and voltage V nc [V] detected by the second detection unit 7b are shown with an enlarged time axis.
  • the on-duty D a of the first switching element 4a may be increased stepwise. However, in order to prevent the peak of the charging current to the first capacitor 6a from becoming too large (that is, to suppress the peak), the on-duty Da can be increased linearly or in an S-order curve. desirable.
  • the second switching element 4b since the second switching element 4b is in the OFF state, the first capacitor 6a is discharged as the load W L [kW] of the load circuit 8 increases, and the voltage V pc [V] of the first capacitor 6a is discharged. decreases gradually.
  • the ripple of the output voltage V dc [V] is reduced without increasing the capacitance of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b. can be suppressed from increasing, it is possible to contribute to reducing power source harmonics, increasing the power factor, and extending the life of the capacitor while suppressing an increase in the cost of the DC power supply device 101 .
  • FIG. 9 shows the input current I 0 [A] to the rectifier circuit 2 and the output detected by the third detection unit 7c when the DC power supply device 102 according to Embodiment 2 is operated in the full-wave rectification mode.
  • voltage V dc [V] voltage V pc [V] detected by the first detection unit 7a
  • voltage V nc [ V ] detected by the second detection unit 7b load WL [kW]
  • An example of the waveform of the on-duty Da of the first switching element 4a is shown.
  • FIG. 9 shows an example of waveforms when the load W L [kW] consumed by the load circuit 8 is 30 kW.
  • FIG. 9 shows that in the DC power supply device 102 according to Embodiment 2 shown in FIG.
  • Increasing the on-duty D a of the first switching element 4a is synonymous with increasing the proportion of state B in FIG. 2 and decreasing the proportion of state A in FIG. 2, as shown in FIG. 6(b). is.
  • the first capacitor 6a is more likely to be discharged.
  • the convergence time which is the time required to reach the steady state through the transient state, is shortened.
  • the on-duty of the first switching element 4a is set to 100%, the entire area of the energization pattern in FIG. In this case, since the first switching element 4a is always on, the occurrence of switching loss can be suppressed.
  • the convergence time until reaching the steady state through the transient state can be shortened, and can contribute to high efficiency.
  • the second embodiment is the same as the first embodiment.
  • the on-duty Db of the second switching element 4b is set to a value greater than 0% and less than or equal to 100% in a steady state.
  • 1 to 3 are also referred to in the description of the DC power supply device 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 10 shows an example of operation modes of the DC power supply device 103 according to the third embodiment.
  • FIG. 11 shows the input current I 0 [A] to the rectifier circuit 2 when the DC power supply 103 according to Embodiment 3 is operated in the full-wave rectification mode of FIG. detected output voltage V dc [V], voltages V pc and V nc [V] detected by the first and second detection units 7a and 7b, the load W L [kW] of the load circuit 8, and the second An example of the waveform of the on-duty Db of the switching element 4b is shown.
  • FIG. 11 shows operation waveforms when the load W L [kW] and the on-duty D b of the second switching element 4b are increased linearly.
  • the load W L [kW] starts increasing at 0.1 seconds and increases to 30 kW at approximately 0.20 seconds, and the on-duty Db of the second switching element 4b reaches 0.1 seconds. It starts to increase from the time point and increases to 100% at about 0.20 seconds. Note that the slope of increase in the load W L [kW] is the same as in the first and second embodiments.
  • the on-duty Db of the second switching element 4b may be increased stepwise. However, in order to prevent the peak of the charging current to the second capacitor 6b from becoming too large (that is, to suppress the peak), the on-duty Db can be increased linearly or in an S-order curve. desirable.
  • the second switching element 4b when the first switching element 4a is used for on/off control, the second switching element 4b is always in the off state. A bootstrap circuit cannot be used for the power supply. However, when the second switching element 4b is used for on/off control, the first switching element 4a may be always off, so either a separate power supply circuit or a bootstrap circuit may be used for its gate drive. .
  • the degree of freedom in designing the power supply circuit configuration for driving the gate of the first switching element 4a can be improved, and the bootstrap circuit can be The circuit can be made at a lower cost, for example, by using
  • Embodiment 3 is the same as Embodiment 1 or 2.
  • Embodiment 4>> 1 to 3 are also referred to in the description of the DC power supply device 104 according to the fourth embodiment.
  • the DC power supply device 104 according to Embodiment 4 has a circuit configuration in which the conduction loss of the first switching element 4a is smaller than the conduction loss of the first backflow prevention element 5a.
  • the circuit configuration is such that the conduction loss in the first switching element 4a is smaller than the conduction loss in the first backflow prevention element 5a.
  • the on-duty D a is set to 100% or brought close to 100% to increase the proportion of the period of state B in the full-wave rectification mode using states A and B shown in FIG. 6(b).
  • the on-duty D a is not limited to 100%, and may be set so as to enable efficient operation based on the balance between switching loss and conduction loss.
  • the DC power supply device 104 has a circuit configuration in which the conduction loss in the second switching element 4b is smaller than the conduction loss in the second backflow prevention element 5b, and the second switching element 4b
  • the on-duty Db is brought to 100% or closer to 100% to increase the proportion of the period of state C in the full-wave rectification mode using states A and C shown in FIG .
  • the conduction loss of the circuit can be reduced more than in the full-wave rectification mode (comparative example) only in the state A shown in FIG. 3, and the efficiency can be improved.
  • the on-duty Db is not limited to 100%, and may be set so as to enable efficient operation based on the balance between switching loss and conduction loss.
  • the full-wave rectification mode in which the period of the state B is increased in FIG. 6B or the period of the state C in FIG. In the full-wave rectification mode, high efficiency can be realized.
  • Embodiment 4 is the same as any of Embodiments 1 to 3.
  • FIG. 12 is a diagram showing a configuration example of the DC power supply device 105 according to the fifth embodiment.
  • a DC power supply device 105 according to Embodiment 5 includes a relay circuit 11 as a low-loss switching circuit in parallel with the first switching element 4a. It is different from the power supply device 101 .
  • the relay circuit 11 is ON/OFF-controlled by the controller 10 .
  • the relay circuit 11 is also called a first relay circuit.
  • the relay circuit 11 is turned on to short-circuit the collector and emitter of the first switching element 4a.
  • the charging current of the second capacitor 6b passes through the relay circuit 11 having a resistance lower than that of the first switching element 4a, thereby reducing circuit loss.
  • the relay circuit 11 is turned on, it is not necessary to drive the first switching element 4a with an on-duty of 100%.
  • the relay circuit 11 may be connected in parallel with the second switching element 4b.
  • the relay circuit 11 is also called a second relay circuit.
  • a full-wave rectification mode combining state A and state C shown in FIG. 10 is performed, and the relay circuit 11 is turned on, the collector and emitter of the second switching element 4b are short-circuited.
  • the charging current of the first capacitor 6a passes through the relay circuit 11 having a resistance lower than that of the second switching element 4b, thereby reducing circuit loss.
  • the relay circuit 11 is turned on, it is not necessary to drive the second switching element 4b with an on-duty of 100%.
  • the timing for turning on the relay circuit 11 does not necessarily have to be the stage when the charging and discharging of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b have converged and the state has reached a steady state.
  • the charging may be performed at an arbitrary timing that allows the charging current peak of the first capacitor 6a or the second capacitor 6b that occurs at that time.
  • two relay circuits may be connected in parallel with the first switching element 4a and the second switching element 4b, respectively.
  • the purpose of using the relay circuit 11 is to prepare a low-loss current path instead of the first switching element 4a or the second switching element 4b, and the full-wave rectification shown in FIG. 6(b) or FIG.
  • the relay circuit 11 may be arranged according to the energization pattern in the mode.
  • Embodiment 5 is the same as any of Embodiments 1 to 4.
  • Embodiment 6 relates to a DC power supply, a motor drive having a DC power supply and an inverter, and a refrigeration cycle apparatus having the motor drive and a refrigeration cycle.
  • FIG. 13 is a diagram showing a configuration example of a DC power supply device 106, a motor drive device 200, and a refrigeration cycle application device 300 according to Embodiment 6. As shown in FIG. Any one of the DC power supply devices 101 to 105 according to Embodiments 1 to 5 can be used as the DC power supply device 106 .
  • the load circuit of the DC power supply 106 is the inverter 30.
  • the inverter 30 converts the direct current supplied from the direct current power supply 106 into alternating current.
  • motor driving device 200 has DC power supply 106 and inverter 30 .
  • a refrigerating cycle device 300 has a motor drive device 200 and a refrigerating cycle device 301 .
  • the refrigeration cycle device 301 has a compressor 31, a four-way valve 32, an internal heat exchanger 33, an expansion mechanism 34, a heat exchanger 35, and a refrigerant pipe 36 connecting these.
  • the compressor 31 also has a compression mechanism 37 that compresses the refrigerant and a motor (that is, compressor motor) 38 that operates the compression mechanism 37 .
  • Motor 38 also receives power for driving from inverter 30 connected to DC power supply 106 .
  • the DC power supply device 106 sets the operation mode to a full-wave rectification mode (second 1 full-wave rectification mode) or a full-wave rectification mode (also referred to as a second full-wave rectification mode) of an energization pattern consisting of states A and C shown in FIG.
  • a full-wave rectification mode second 1 full-wave rectification mode
  • a full-wave rectification mode also referred to as a second full-wave rectification mode
  • the second capacitor 6b is charged and discharged in the full-wave rectification mode of the energization pattern shown in FIG. 6(b).
  • the first capacitor 6a is charged and discharged in the full-wave rectification mode of the energization pattern shown.
  • FIG. 14 is a flowchart showing an operation example of switching the energization pattern of the DC power supply device 106 according to the sixth embodiment.
  • control unit 10 determines whether or not there is a request for the full-wave rectification mode (step ST1). (step ST2).
  • the control unit 10 operates the charging circuit 9 according to the energization pattern shown in FIG.
  • the first capacitor 6a is charged and discharged, and the second capacitor 6b is charged (step ST3).
  • the control unit 10 operates the charging circuit 9 according to the energization pattern of FIG. Charge and discharge to charge the first capacitor 6a (step ST4).
  • control unit 10 shifts the operation mode to the boost mode shown in FIG. 3 (step ST5).
  • control unit 10 may use the operation time of the DC power supply 106, the operation time of the compressor 31, or the charge/discharge time of each capacitor as a trigger for switching capacitors to be charged and discharged.
  • the aim of the sixth embodiment is to extend the life of the capacitor as compared to the case where only one of the first capacitor 6a and the second capacitor 6b is continuously used as the capacitor used for charging and discharging in the full-wave rectification mode. be. Therefore, either the first capacitor 6a or the second capacitor 6b may be alternately used as a charging/discharging capacitor by the trigger, or the charging/discharging time of the two capacitors may be set equal to each other. , the charging and discharging time of each capacitor may be adjusted.
  • FIG. 15 shows the input current I 0 [A] to the rectifier circuit 2 and the output voltage V dc [ V], the voltages V pc [V] and V nc [V] detected by the first and second detection units 7a and 7b, the load W L [kW], and the on-duty D a of the first switching element 4a shows an example of the waveform of FIG. 15 shows an example of operation waveforms when the energization pattern of FIG. 6B is switched to the energization pattern of FIG.
  • the energization pattern of FIG. 6( b ) starts at 0.1 seconds, and the on-duty Da of the first switching element 4a gradually (for example, linearly) increases from 0% to 100%. is doing. After that, from the time point of 0.3 seconds, the on-duty Da of the first switching element 4a gradually (for example, linearly) decreases from 100% to 0%. Also, from the time point of 0.3 seconds, the on-duty Db of the second switching element 4b gradually increases from 0% and linearly increases to 100%. As a result, the second capacitor 6b operates as a charge/discharge capacitor until 0.3 seconds, and its voltage value becomes the voltage value obtained by the full-wave rectification of the rectifier circuit 2.
  • FIG. 15 the energization pattern of FIG. 6( b ) starts at 0.1 seconds, and the on-duty Da of the first switching element 4a gradually (for example, linearly) increases from 0% to 100%. is doing. After that, from the time point of 0.3 seconds, the on-duty Da of the
  • the first capacitor 6a operates as a charge/discharge capacitor during the period until the energization pattern in FIG.
  • the value is a voltage value that has been full-wave rectified by the rectifier circuit 2 .
  • both the first switching element 4a and the second switching element 4b are in switching operation, as shown in FIG. Since the operating state is one of the boosting modes a1, a2, and a3, the boosting operation is temporarily performed during this period.
  • the output voltage V dc [V] of the DC power supply when the energization pattern is switched becomes higher than the output voltage V dc [V] before the energization pattern is switched. energization patterns can be switched while the load circuit 8 is being driven.
  • 16 and 17 show the input current I 0 to the rectifier circuit 2 and the output voltage V dc [ V], the voltages V pc [V] and V nc [V] detected by the first and second detection units 7a and 7b, the load W L [kW], and the on-duty D a of the first switching element 4a shows another example of the waveform of If it is desired to suppress the voltage increase due to the boosting operation, as shown in FIG. ), it can be dealt with by increasing the on-duty Db of the second switching element 4b.
  • the on-duty Db of the second switching element 4b is similarly reduced, and then the on-duty Da of the first switching element 4a is reduced. should be increased.
  • the on-duty is changed linearly in the sixth embodiment, it may be changed stepwise or S-curve according to the charging current peak of the capacitor or the voltage level at the time of boosting.
  • the control unit 10 of the DC power supply device 106 maintains the second switching element 4b in the OFF state, and when the DC voltage becomes a steady state, the first A first full-wave rectification mode in which the on-duty of the switching element 4a is set to a value greater than 0% and less than or equal to 100%, and when the first switching element 4a is maintained in an off state and the DC voltage becomes a steady state.
  • a second full-wave rectification mode in which the on-duty of the second switching element 4b is set to a value greater than 0% and less than or equal to 100% can be alternately switched. Therefore, the cumulative charge/discharge time of the first and second capacitors 6a and 6b can be leveled, and the life of the DC power supply 106 can be extended.
  • control unit 10 of DC power supply device 106 gradually increases the on-duty of first switching element 4a in the transitional state of switching from the first full-wave rectification mode to the second full-wave rectification mode. and the period for gradually increasing the on-duty of the second switching element 4b are overlapped or partially overlapped to switch from the second full-wave rectification mode to the first full-wave rectification mode.
  • the period for gradually decreasing the on-duty of the second switching element 4b and the period for gradually increasing the on-duty of the first switching element 4a can be overlapped or partially overlapped. can. Therefore, continuous operation is possible without stopping the refrigeration cycle device 301 .
  • the transient state is such that the on-duty of both the first switching element 4a and the second switching element 4b is greater than 0% and less than or equal to 100%.
  • the output voltage Vdc can be greater than the voltage output from the rectifier circuit 2, including the period of driving individually in the range. Therefore, power shortage at the time of switching can be avoided.
  • the energization pattern can be switched while the motor 38 is being driven, and continuous operation is possible without stopping the refrigerating cycle device 301 .

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Abstract

直流電源装置（１０１）は、整流回路（２）と、整流回路に接続されたリアクトル（３）と、出力端子（６ｄ、６ｅ）間に直列接続された第１のコンデンサ（６ａ）及び第２のコンデンサ（６ｂ）と、オフ状態であるときに第１のコンデンサを充電状態とし、オン状態であるときに第１のコンデンサを非充電状態とする第１のスイッチング素子（４ａ）と、オフ状態であるときに第２のコンデンサを充電状態とし、オン状態であるときに第２のコンデンサを非充電状態とする第２のスイッチング素子（４ｂ）と、第１及び第２のスイッチング素子（４ａ、４ｂ）の各々の切り替え動作を制御する制御部（１０）とを備え、制御部（１０）は、第１及び第２のスイッチング素子（４ａ、４ｂ）の一方のスイッチング素子がオフ状態に維持され、第１及び第２のスイッチング素子（４ａ、４ｂ）の他方のスイッチング素子がＰＷＭ制御される動作モードである全波整流モードを有する。

Description

直流電源装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器
　本開示は、直流電源装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器に関する。
　交流を整流する整流回路と、整流回路に接続されたリアクトルと、出力端子間に直列接続された２つのコンデンサと、各コンデンサの充電又は非充電を切り替える充電回路と、充電回路を制御する制御部とを備えた直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。制御部は、充電回路を制御して直列接続された２つのコンデンサが交互に充電される状態を維持することで出力端子間の出力電圧を昇圧する昇圧モードを実現し、充電回路を制御して直列接続された２つのコンデンサが同時に充電される状態を維持することで全波整流モードを実現する。
国際公開第２０１５／０３３４３７号
　しかしながら、直列接続された２つのコンデンサの静電容量の合計は、１つのコンデンサの静電容量より小さい。例えば、２つのコンデンサの静電容量が互いに同じである場合、直列接続された２つのコンデンサの静電容量の合計は、１つのコンデンサの静電容量の１／２である。このため、上記した従来の直流電源装置では、全波整流モードの期間中、出力端子間の出力電圧のリプルが増加するおそれがある。リプルの増加は、電源高調波の増加及び力率の低下を生じさせ、直流電源装置の効率を低下させるおそれがある。
　本開示は、上記課題を解決するためになされたものであり、出力電圧のリプルの増加を抑制することができる直流電源装置、前記直流電源装置を有するモータ駆動装置、及び前記モータ駆動装置を有する冷凍サイクル適用機器を提供することを目的とする。
　本開示の直流電源装置は、交流を整流する整流回路と、前記整流回路に接続されたリアクトルと、前記整流回路及び前記リアクトルによって生成された直流の出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、オフ状態であるときに前記第１のコンデンサを充電状態とし、オン状態であるときに前記第１のコンデンサを非充電状態とする第１のスイッチング素子と、オフ状態であるときに前記第２のコンデンサを充電状態とし、オン状態であるときに前記第２のコンデンサを非充電状態とする第２のスイッチング素子と、前記第１及び第２のスイッチング素子の各々各々の切り替え動作を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記第１及び第２のスイッチング素子の一方のスイッチング素子がオフ状態に維持され、前記第１及び第２のスイッチング素子の他方のスイッチング素子がＰＷＭ制御される動作モードである全波整流モードを有する。
　本開示によれば、出力電圧のリプルの増加を抑制することができる。
実施の形態１に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 図１に示される直流電源装置の充電回路の第１及び第２のスイッチング素子の状態と電流経路との関係を示す図である。 図１に示される直流電源装置の動作モードの例を示す図である。 図１に示される直流電源装置を、図３の全波整流モード（比較例）で動作させたときおける、整流回路への入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、並びに第１及び第２の検出部によって検出された電圧の波形の例を示す。 図１に示される直流電源装置を、図３の全波整流モード（比較例）で動作させたときおける、整流回路への入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、並びに第１及び第２の検出部によって検出された電圧の波形の他の例を示す。 （ａ）は、実施の形態１に係る直流電源装置の動作モードの例を示す図であり、（ｂ）は、実施の形態２に係る直流電源装置の動作モードの例を示す図である。 実施の形態１に係る直流電源装置を全波整流モードで動作させたときおける、整流回路への入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、第１及び第２の検出部によって検出された電圧、負荷、並びに第１のスイッチング素子のオンデューティの波形の例を示す。 図７に示される入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、並びに第１及び第２の検出部によって検出された電圧の波形を示す。 実施の形態２に係る直流電源装置を全波整流モードで動作させたときおける、整流回路への入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、第１及び第２の検出部によって検出された電圧、負荷、並びに第１のスイッチング素子のオンデューティの波形の例を示す。 実施の形態３に係る直流電源装置の動作モードの例を示す図である。 実施の形態３に係る直流電源装置を全波整流モードで動作させたときおける、整流回路への入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、第１及び第２の検出部によって検出された電圧、負荷、並びに第２のスイッチング素子のオンデューティの波形の例を示す。 実施の形態５に係る直流電源装置の構成例を示す図である。 実施の形態６に係る直流電源装置、モータ駆動装置、及び冷凍サイクル適用機器の構成例を示す図である。 実施の形態６に係る直流電源装置の通電パターンの切り替えの動作例を示すフローチャートである。 実施の形態６に係る直流電源装置の通電パターンの切り替え時における、整流回路への入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、第１及び第２の検出部によって検出された電圧、負荷、並びに第１のスイッチング素子のオンデューティの波形の例を示す。 実施の形態６に係る直流電源装置の通電パターンの切り替え時における、整流回路への入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、第１及び第２の検出部によって検出された電圧、負荷、並びに第１のスイッチング素子のオンデューティの波形の他の例を示す。 実施の形態６に係る直流電源装置の通電パターンの切り替え時における、整流回路への入力電流、第３の検出部によって検出された出力電圧、第１及び第２の検出部によって検出された電圧、負荷、並びに第１のスイッチング素子のオンデューティの波形の他の例を示す。
　以下に、実施の形態に係る直流電源装置、前記直流電源装置を有するモータ駆動装置、及び前記モータ駆動装置を有する冷凍サイクル適用機器を、図面を参照しながら説明する。以下の実施の形態は、例にすぎず、実施の形態を適宜組み合わせること及び各実施の形態を適宜変更することが可能である。なお、図において、同じ又は同様の構成には、同じ符号が付される。
《実施の形態１》
　図１は、実施の形態１に係る直流電源装置１０１の構成例を示す図である。図１に示されるように、直流電源装置１０１は、交流電源１から供給される交流を直流に変換し、出力端子（すなわち、接続点６ｄ、６ｅ）から負荷回路８に直流を供給するように構成されている。負荷回路８は、例えば、冷凍サイクル装置（後述の実施の形態６で説明される冷凍サイクル装置３０１）に用いられる圧縮機モータを駆動するインバータである。冷凍サイクル装置は、空気調和機、ヒートポンプ給湯器、冷蔵庫、又は冷凍機などに用いられる。なお、負荷回路８は、インバータに限定されない。
　直流電源装置１０１は、交流（例えば、図１では３相交流）を整流する整流回路２と、整流回路２に接続されたリアクトル３と、整流回路２及びリアクトル３によって生成された直流の出力端子（すなわち、接続点６ｄ、６ｅ）間に直列接続された第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂとを備えている。また、直流電源装置１０１は、オフ状態であるときに第１のコンデンサ６ａを充電状態とし、オン状態であるときに第１のコンデンサ６ａを非充電状態とする第１のスイッチング素子４ａと、オフ状態であるときに第２のコンデンサ６ｂを充電状態とし、オン状態であるときに第２のコンデンサ６ｂを非充電状態とする第２のスイッチング素子４ｂと、第１及び第２のスイッチング素子４ａ、４ｂの各々の切り替え動作を制御する制御部１０とを備えている。また、直流電源装置１０１は、出力端子（すなわち、接続点６ｄ、６ｅ）間の出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］を検出する電圧検出回路である電圧検出部７を備えている。
　第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂは充電回路９を形成している。また、図１では、リアクトル３が整流回路２の出力側に接続されているが、リアクトル３は、整流回路２の入力側の各相に接続されてもよい。実施の形態１では、制御部１０は、第１及び第２のスイッチング素子４ａ、４ｂの一方がオフ状態に維持され第１及び第２のスイッチング素子４ａ、４ｂの他方がＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御される動作モードである全波整流モードを有している。また、制御部１０は、第１及び第２のスイッチング素子４ａ、４ｂの各々をＰＷＭ制御する動作モードである昇圧モードを有している。
　電圧検出部７は、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐｃ［Ｖ］を検出する第１の検出部７ａと、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎｃ［Ｖ］を検出する第２の検出部７ｂと、第１のコンデンサ６ａの正極と第２のコンデンサ６ｂの負極との間の電圧である出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］を検出する第３の検出部７ｃとを備えている。
　Ｖｄｃ＝Ｖｐｃ＋Ｖｎｃであるため、電圧検出部７は、第１の検出部７ａ、第２の検出部７ｂ、及び第３の検出部７ｃのうちのいずれか２つを備えてもよい。言い換えれば、電圧検出部７は、第１の検出部７ａ、第２の検出部７ｂ、及び第３の検出部７ｃのうちの２つ以上の検出部を備えれば、電圧Ｖｐｃ［Ｖ］、Ｖｎｃ［Ｖ］と出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］とを取得することができる。
　また、充電回路９は、第１のコンデンサ６ａを充電状態又は非充電状態に切り替える第１のスイッチング素子４ａと第２のコンデンサ６ｂを充電状態又は非充電状態に切り替える第２のスイッチング素子４ｂとに加えて、第１のコンデンサ６ａの充電電荷が第１のスイッチング素子４ａへ逆流することを防止する第１の逆流防止素子５ａと、第２のコンデンサ６ｂの充電電荷が第２のスイッチング素子４ｂへ逆流することを防止する第２の逆流防止素子５ｂとを備えている。
　図１に示されるように、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂからなる直列回路の中点４ｃは、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂからなる直列回路の中点６ｃに接続されている。第１のスイッチング素子４ａのコレクタ４ｄと第１のコンデンサ６ａと負荷回路８と接続点６ｄの間には、第１のスイッチング素子４ａのコレクタ４ｄから第１のコンデンサ６ａと負荷回路８との接続点６ｄに向かう方向を順方向とするダイオードである第１の逆流防止素子５ａが接続されている。第２のコンデンサ６ｂと負荷回路８との接続点６ｅと第２のスイッチング素子４ｂのエミッタ４ｅとの間には、第２のコンデンサ６ｂと負荷回路８との接続点６ｅから第２のスイッチング素子４ｂのエミッタ４ｅに向かう方向を順方向とするダイオードである第２の逆流防止素子５ｂが接続されている。
　図１に示される例では、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂとして、互いに同じ静電容量のコンデンサが用いられている。また、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂとしては、例えば、パワートランジスタ、パワーＭＯＳＦＥＴ（Ｐｏｗｅｒ　Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、又はＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などの半導体スイッチング素子が用いられてもよい。第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂを構成する半導体スイッチング素子には、スイッチングによるサージ電圧を抑制する目的で環流ダイオード（図示せず）が、半導体スイッチング素子に並列に接続されてもよい。環流ダイオードは、半導体スイッチング素子の寄生ダイオードであってもよい。半導体スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴである場合は、環流のタイミングで半導体スイッチング素子をオン状態とすることにより、環流ダイオードと同様の機能を実現することが可能である。
　半導体スイッチング素子を構成する材料は、例えば、ケイ素（Ｓｉ）である。ただし、半導体スイッチング素子を構成する材料は、Ｓｉに限定されず、ワイドバンドギャップ半導体の構成材料であってもよい。ワイドバンドギャップ半導体の構成材料は、例えば、炭化ケイ素（ＳｉＣ）、窒化ガリウム（ＧａＮ）、酸化ガリウム（Ｇａ２Ｏ３）、又はダイヤモンドなどである。半導体スイッチング素子をワイドバンドギャップ半導体で構成した場合には、低損失化及び高速スイッチング化を実現できる。
　制御部１０は、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂをオンオフ制御することにより、負荷回路８に供給される直流電圧である出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］を制御する。制御部１０は、アナログ回路又はデジタル回路などの電気回路で構成することができる。また、この電気回路は、メモリに記憶されたソフトウェアであるプログラムを実行するプロセッサであるＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ　Ｕｎｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、又はマイクロコンピュータ（マイコン）などを有する離散システムで構成されてもよい。以下、制御部１０による第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのスイッチング制御について説明する。
　図２は、図１に示される直流電源装置１０１の充電回路９の第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの状態と電流経路との関係（すなわち、スイッチング制御）を示す図である。
　図２の状態Ａは、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの両方がオフ制御されているときの電流経路を示している。状態Ａでは、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの両方の充電が行われる。つまり、状態Ａでは、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの両方が充電状態である。
　図２の状態Ｂは、第１のスイッチング素子４ａがオン制御され、第２のスイッチング素子４ｂがオフ制御されているときの電流経路を示している。状態Ｂでは、第２のコンデンサ６ｂの充電が行われ、第１のコンデンサ６ａの充電は行われない。つまり、状態Ｂでは、第１のコンデンサ６ａは非充電状態であり、第２のコンデンサ６ｂは充電状態である。
　図２の状態Ｃは、第１のスイッチング素子４ａがオフ制御され、第２のスイッチング素子４ｂがオン制御されているときの電流経路を示している。状態Ｃでは、第１のコンデンサ６ａの充電が行われ、第２のコンデンサ６ｂの充電は行われない。つまり、状態Ｃでは、第１のコンデンサ６ａは充電状態であり、第２のコンデンサ６ｂは非充電状態である。
　図２の状態Ｄは、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの両方がオン制御されているとき（すなわち、短絡状態のとき）の電流経路を示している。状態Ｄでは、第１のコンデンサ６ａの充電が行われず、第２のコンデンサ６ｂの充電も行われない。つまり、状態Ｄでは、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの両方が非充電状態である。
　図３は、図１に示される直流電源装置１０１の動作モードの例を示す図である。図３において、全波整流モード（比較例）は、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの両方を、常時、オフ制御した従来の全波整流モードである。実施の形態１に係る直流電源装置１０１は、図３に示される全波整流モード（比較例）に代えて、後述する図６（ａ）の全波整流モードを実行する。また、実施の形態１に係る直流電源装置１０１は、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂを異なるタイミングでオンオフ制御する昇圧モードを実行する。図３には、昇圧モードとして、昇圧モードａ１と、昇圧モードａ２と、昇圧モードａ３とが示されている。
　昇圧モードとしては、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａが５０％であり、第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂが５０％である昇圧モードａ１（倍電圧モード）と、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤａ、Ｄｂの各々が５０％未満である昇圧モードａ２と、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤａ、Ｄｂの各々が５０％より大きい昇圧モードａ３とがある。
　次に、図３に示される各動作モードにおける出力電圧について説明する。図３に示される全波整流モード（比較例）では、図２の状態Ａの電流経路が形成され、整流回路２によって実行された全波整流によって生成された電圧が出力電圧となる。このときに出力電圧は、例えば、後述の図４及び図５に出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］として示される。
　昇圧モードａ１（倍電圧モード）では、第１のスイッチング素子４ａのオンタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオフタイミングとがほぼ同時となり、第１のスイッチング素子４ａのオフタイミングと第２のスイッチング素子４ｂのオンタイミングとがほぼ同時となり、図２の状態Ｂの電流経路と図２の状態Ｃの電流経路とが交互に形成される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧の約２倍である。
　昇圧モードａ２では、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂが共にオフとなる同時オフ期間を設けている。つまり、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤａ、Ｄｂが５０％より小さい。このとき、図２の状態Ｂ、状態Ａ、状態Ｃ、状態Ａの順の状態遷移が周期的に繰り返される。このときの出力電圧は、全波整流モードにおける出力電圧と、昇圧モードａ１（倍電圧モード）における出力電圧との間の範囲となり、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤａ、Ｄｂが５０％に近づくほど、出力電圧は昇圧モードａ１（倍電圧モード）における出力電圧に近づく。
　昇圧モードａ３では、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂが共にオンとなる同時オン期間を設けている。つまり、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤａ、Ｄｂが５０％より大きい。このとき、図２の状態Ｄ、状態Ｃ、状態Ｄ、状態Ｂの順の状態遷移が周期的に繰り返される。第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの同時オン期間（ここでは、状態Ｄの期間）において、リアクトル３にエネルギーが蓄えられる。昇圧モードａ３のときの出力電圧は、昇圧モードａ１（倍電圧モード）における出力電圧以上の電圧となる。
　制御部１０は、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤａ、Ｄｂを変化させることにより、負荷回路８に供給する直流の出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］を制御することが可能である。
　実施の形態１に係る直流電源装置１０１が解決しようとする課題について説明する。第１のコンデンサ６ａの静電容量をＣｐ、第２のコンデンサ６ｂの静電容量をＣｎとし、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂが直列に接続された場合の合成静電容量をＣｐｎとした場合、図２の状態Ａでは、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂが直列接続された状態のときに両方のコンデンサに充電電流が流れるため、Ｃｐｎ＜Ｃｐ、Ｃｐｎ＜Ｃｎとなる。また、静電容量ＣｐとＣｎが同じである場合、合成静電容量Ｃｐｎは静電容量Ｃｐ又はＣｎの１／２となる。特に、図３に示される全波整流モード（比較例）では、状態Ａが継続するため、合成静電容量Ｃｐｎに対して充放電が行われることとなる。
　図４は、直流電源装置１０１を、図３の全波整流モード（比較例）で動作させたときおける、整流回路２への入力電流Ｉ０［Ａ］、第３の検出部７ｃによって検出された出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、第１の検出部７ａによって検出された電圧Ｖｐｃ［Ｖ］、及び第２の検出部７ｂによって検出された電圧Ｖｎｃ［Ｖ］の波形の例を示す。図４は、負荷回路８によって消費される負荷ＷＬ［ｋＷ］が１５ｋＷである場合の波形の例を示す。
　図５は、直流電源装置１０１を、図３の全波整流モード（比較例）で動作させたときおける、整流回路２への入力電流Ｉ０［Ａ］、第３の検出部７ｃによって検出された出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、第１の検出部７ａによって検出された電圧Ｖｐｃ［Ｖ］、及び第２の検出部７ｂによって検出された電圧Ｖｎｃ［Ｖ］の波形の他の例を示す。図５は、負荷回路８によって消費される負荷ＷＬ［ｋＷ］が３０ｋＷである場合の波形の例を示す。
　図４に示されるように、全波整流モード（比較例）において負荷回路８によって消費される電力である負荷ＷＬ［ｋＷ］が小さい場合には、出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］のリプルは小さい。しかし、図５に示されるように、全波整流モード（比較例）において負荷回路８によって消費される電力である負荷ＷＬ［ｋＷ］が大きい場合には、出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］のリプルは大きい。出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］のリプルの増加は、第１及び第２のコンデンサ６ａ、６ｂの寿命劣化を加速させるおそれがあり、電源高調波の増加又は力率の低下を招き、直流電源装置１０１の効率を低下させる。また、このような課題を解決するために、第１及び第２のコンデンサ６ａ、６ｂとして、静電容量の大きいコンデンサを用いると、直流電源装置のコストアップを招く。そこで、実施の形態１に係る直流電源装置１０１では、全波整流モードとして、第２のスイッチング素子４ｂをオフ状態とし、第１のスイッチング素子４ａをＰＷＭ制御する動作モードを実行する。
　図６（ａ）は、実施の形態１に係る直流電源装置１０１の動作モードの例を示す図である。また、図６（ｂ）は、後述の実施の形態２に係る直流電源装置１０２の動作モードの例を示す図である。実施の形態１に係る直流電源装置１０１では、全波整流モードにおいて、図２の状態Ａと状態Ｂとを組み合わせた図６（ａ）に記載の通電パターンによる通電を行う。
　図７は、実施の形態１に係る直流電源装置１０１を全波整流モードで動作させたときおける、整流回路２への入力電流Ｉ０［Ａ］、第３の検出部７ｃによって検出された出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、第１の検出部７ａによって検出された電圧Ｖｐｃ［Ｖ］、及び第２の検出部７ｂによって検出された電圧Ｖｎｃ［Ｖ］の波形の例を示す。図７は、負荷回路８によって消費される負荷ＷＬ［ｋＷ］が１５ｋＷである場合の波形の例を示す。図７は、図１に示される構成において、負荷回路８の負荷ＷＬ［ｋＷ］の大きさと第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａを線形に増加させた場合の動作波形を示す。図８は、図７に示される入力電流Ｉ０［Ａ］、第３の検出部７ｃによって検出された電圧である出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、第１の検出部７ａによって検出された電圧Ｖｐｃ［Ｖ］、及び第２の検出部７ｂによって検出された電圧Ｖｎｃ［Ｖ］の波形を時間軸を拡大して示す。第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａは、ステップ状に増加させてもよい。ただし、第１のコンデンサ６ａへの充電電流のピークが大きくなり過ぎないようにするために（すなわち、ピークを抑制するため）、オンデューティＤａは、線形又はＳ次カーブ的に増加させることが望ましい。
　負荷回路８の負荷ＷＬ［ｋＷ］は、０．１０秒の時点から０．２０秒の時点までの間で０ｋＷから３０ｋＷまで増加し、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａは、０．１０秒の時点から概ね０．１１秒の時点までの間で０％から１０％（＝０．１０）まで増加させられている。第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａが１０％に増加したことで、第２のコンデンサ６ｂが充電され、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎｃ［Ｖ］が徐々に増加する。
　また、第２のスイッチング素子４ｂはオフ状態であるため、負荷回路８の負荷ＷＬ［ｋＷ］の増加に伴い第１のコンデンサ６ａは放電され、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐｃ［Ｖ］は徐々に低下する。
　第１のコンデンサ６ａの放電と第２のコンデンサ６ｂの充電とが収束して定常状態（図７において、おおよそ０．２６秒の時点以降の状態）になった場合、第１のコンデンサ６ａの電圧Ｖｐｃ［Ｖ］は、ほぼ０Ｖとなり、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎｃ［Ｖ］は、整流回路２の全波整流によって生成された電圧と、ほぼ等しくなる。実施の形態１では、図６（ａ）に示される状態Ａと状態Ｂを組み合わせた通電パターンを用いているが、状態Ａにおいても、第２のコンデンサ６ｂの電圧Ｖｎｃ［Ｖ］と整流回路２の全波整流によって生成された電圧とが、ほぼ等しくなることにより、第１のコンデンサ６ａには充電電流が流れず（すなわち、非充電状態となり）、第２のコンデンサ６ｂのみが平滑コンデンサとしての役割を担うことになる。そのため、図３の状態Ａのみを使用した動作モードである全波整流モード（比較例）に比べて、回路の静電容量を大きくすることができ、図８に示されるように、負荷回路８の負荷ＷＬ［ｋＷ］が大きい場合（図８では、ＷＬ＝３０ｋＷ）においても、出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］のリプルの増大を抑制することができる。
　以上に説明したように、実施の形態１に係る直流電源装置１０１よれば、第１のコンデンサ６ａ及び第２のコンデンサ６ｂの静電容量を大きくすることなく、出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］のリプルの増大を抑制できるので、直流電源装置１０１のコストアップを抑制しつつ、電源高調波の低減、高力率化及びコンデンサの長寿命化に寄与することができる。
《実施の形態２》
　実施の形態１では、図６（ａ）に示されるように、全波整流モードにおいて、第２のスイッチング素子４ｂをオフ状態とし、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａが小さい例（Ｄａ＝１０％の例）を説明した。これに対し、実施の形態２では、図６（ｂ）に示されるように、第２のスイッチング素子４ｂをオフ状態とし、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａが大きい例（Ｄａ＝５０％の例）を説明する。実施の形態２に係る直流電源装置１０２の説明では、図１から図３も参照する。
　図９は、実施の形態２に係る直流電源装置１０２を全波整流モードで動作させたときおける、整流回路２への入力電流Ｉ０［Ａ］、第３の検出部７ｃによって検出された出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、第１の検出部７ａによって検出された電圧Ｖｐｃ［Ｖ］、及び第２の検出部７ｂによって検出された電圧Ｖｎｃ［Ｖ］、負荷ＷＬ［ｋＷ］、及び第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａの波形の例を示す。図９は、負荷回路８によって消費される負荷ＷＬ［ｋＷ］が３０ｋＷである場合の波形の例を示す。図９は、図１に示される実施の形態２に係る直流電源装置１０２において、負荷回路８の負荷ＷＬ［ｋＷ］と、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａを線形に増加させた場合の動作波形を示す。負荷ＷＬ［ｋＷ］は、０．１秒の時点で３０ｋＷになるように増加し、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａは、０．１秒の時点から徐々に増加し、５０％まで増加させている。なお、図９における負荷ＷＬ［ｋＷ］及びオンデューティＤａの増加の傾きは、実施の形態１におけるものと同様である。
　第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａを大きくすることは、図６（ｂ）に示されるように、図２の状態Ｂの割合を増やし、図２の状態Ａの割合を減らすことと同義である。実施の形態２に係る直流電源装置１０２では、実施の形態１の場合（すなわち、図７の場合）に比べて状態Ａの割合が減るため、第１のコンデンサ６ａが放電されやすくなり、図９の出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］の波形からわかるように、過渡状態を経て定常状態に到達するまでに要する時間である収束時間が短くなっている。
　また、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティを１００％にした場合、図６の通電パターンの全領域が状態Ｂとなる。この場合、第１のスイッチング素子４ａが常時オン状態となるため、スイッチング損失の発生を抑えることができる。
　以上に説明したように、実施の形態２に係る直流電源装置１０２よれば、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａを大きくすることで、過渡状態を経て定常状態に到達するまでの収束時間を短縮することができるとともに、高効率化に寄与することができる。
　上記以外に関し、実施の形態２は、実施の形態１と同じである。
《実施の形態３》
　上記実施の形態１及び２に係る直流電源装置１０１、１０２では、全波整流モードにおいて、制御部１０は、第２のスイッチング素子４ｂを常時オフ状態にし、第１のスイッチング素子４ａをＰＷＭ制御する。全波整流モードにおけるＰＷＭ制御では、定常状態において、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａを０％より大きく且つ１００％以下の値にしている。これに対し、実施の形態３に係る直流電源装置１０３では、全波整流モードにおいて、第１のスイッチング素子４ａを常時オフ状態にし、第２のスイッチング素子４ｂをＰＷＭ制御する。全波整流モードにおけるＰＷＭ制御では、定常状態において、第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂを０％より大きく且つ１００％以下の値にしている。実施の形態３に係る直流電源装置１０３の説明では、図１から図３も参照する。
　図１０は、実施の形態３に係る直流電源装置１０３の動作モードの例を示す。図１１は、実施の形態３に係る直流電源装置１０３を図１０の全波整流モードで動作させたときおける、整流回路２への入力電流Ｉ０［Ａ］、第３の検出部７ｃによって検出された出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、第１及び第２の検出部７ａ、７ｂによって検出された電圧Ｖｐｃ、Ｖｎｃ［Ｖ］、負荷回路８の負荷ＷＬ［ｋＷ］、並びに第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂの波形の例を示す。図１１は、負荷ＷＬ［ｋＷ］と第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂとを線形に増加させた場合の動作波形である。負荷ＷＬ［ｋＷ］は、０．１秒の時点から増加し始め、概ね０．２０秒の時点で３０ｋＷまで増加し、第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂは、０．１秒の時点から増加し始め概ね０．２０秒の時点で１００％まで増加する。なお、負荷ＷＬ［ｋＷ］の増加の傾きは、実施の形態１及び２の場合におけるものと同様である。第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂは、ステップ状に増加させてもよい。ただし、第２のコンデンサ６ｂへの充電電流のピークが大きくなり過ぎないようにするために（すなわち、ピークを抑制するため）、オンデューティＤｂは、線形又はＳ次カーブ的に増加させることが望ましい。
　図１１の波形から理解できるように、第１のスイッチング素子４ａを常時オフ状態とし、第２のスイッチング素子４ｂをオンオフ制御に用いた場合においても、実施の形態１及び２の場合と同様に、出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］のリプルを抑制できる。
　また、図１に示される構成のように、２つのスイッチング素子を直列接続して使用する上で、上側のスイッチング素子である第１のスイッチング素子４ａのゲートを駆動する場合には、その電源として、下側のスイッチング素子である第２のスイッチング素子４ｂのゲート駆動用の電源回路とは別の電源回路を用意するか、又は、ブートストラップ回路を用意する必要がある。
　実施の形態１及び２に記載のように、第１のスイッチング素子４ａをオンオフ制御に用いる場合、第２のスイッチング素子４ｂは常時オフ状態となるため、第１のスイッチング素子４ａのゲート駆動用の電源にブートストラップ回路を用いることができない。しかし、第２のスイッチング素子４ｂをオンオフ制御に用いる場合、第１のスイッチング素子４ａは常時オフ状態でよいため、そのゲート駆動用に別の電源回路又はブートストラップ回路のいずれを使用してもよい。
　以上に説明したように、実施の形態３に係る直流電源装置１０３によれば、第１のスイッチング素子４ａのゲート駆動用の電源回路構成の設計自由度を向上させることができ、ブートストラップ回路を用いるなど、回路をより低コストにできる。
　上記以外に関し、実施の形態３は、実施の形態１又は２と同じである。
《実施の形態４》
　実施の形態４に係る直流電源装置１０４の説明では、図１から図３も参照する。実施の形態４に係る直流電源装置１０４は、第１の逆流防止素子５ａの導通損失よりも第１のスイッチング素子４ａの導通損失が小さい回路構成を有している。
　図６（ｂ）に示される状態Ａと状態Ｂを用いた全波整流モードでは、状態Ａの期間において、図３に示されるように、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂを通る電流経路上に、第１の逆流防止素子５ａと第２の逆流防止素子５ｂが存在している。したがって、第１の逆流防止素子５ａと第２の逆流防止素子５ｂの両方において導通損失が発生する。
　また、図６（ｂ）に示される状態Ａと状態Ｂを用いた全波整流モードでは、状態Ｂの期間において、図３に示されるように、オン状態となった第１のスイッチング素子４ａと、第２のコンデンサ６ｂと、第２の逆流防止素子５ｂが電流経路上に存在しており、第１のスイッチング素子４ａと第２の逆流防止素子５ｂにおいて導通損失が発生する。
　そこで、実施の形態４に係る直流電源装置１０４では、第１の逆流防止素子５ａにおける導通損失よりも第１のスイッチング素子４ａにおける導通損失が小さい回路構成とし、且つ、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａを１００％にし又は１００％に近づけて、図６（ｂ）に示される状態Ａと状態Ｂを用いた全波整流モードにおける状態Ｂの期間の割合を増加させる。これにより、図３に示される状態Ａのみの全波整流モード（比較例）よりも回路の導通損失を低減することができ、高効率化することができる。オンデューティＤａは、１００％に限定するものではなく、スイッチング損失と導通損失のバランスに基づいて、良好な効率で運転できるように設定すればよい。
　或いは、実施の形態４に係る直流電源装置１０４では、第２の逆流防止素子５ｂにおける導通損失よりも第２のスイッチング素子４ｂにおける導通損失が小さい回路構成とし、且つ、第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂを１００％にし又は１００％に近づけて、図１０に示される状態Ａと状態Ｃを用いた全波整流モードにおける状態Ｃの期間の割合を増加させる。これにより、図３に示される状態Ａのみの全波整流モード（比較例）よりも回路の導通損失を低減することができ、高効率化することができる。オンデューティＤｂは、１００％に限定するものではなく、スイッチング損失と導通損失のバランスに基づいて、良好な効率で運転できるように設定すればよい。
　以上に説明したように、実施の形態４に係る直流電源装置１０４によれば、図６（ｂ）において状態Ｂの期間を増加させた全波整流モード又は図１０において状態Ｃの期間を増加させた全波整流モードにおいて、高効率化を実現することができる。
　上記以外に関し、実施の形態４は、実施の形態１から３のいずれかと同じである。
《実施の形態５》
　図１２は、実施の形態５に係る直流電源装置１０５の構成例を示す図である。図１２に示されるように、実施の形態５に係る直流電源装置１０５は、第１のスイッチング素子４ａと並列に低損失スイッチング回路としてのリレー回路１１を備えた点において、図１に示される直流電源装置１０１と異なる。リレー回路１１は、制御部１０によってオンオフ制御される。この場合、リレー回路１１は、第１のリレー回路とも言う。
　実施の形態５に係る直流電源装置１０５では、図６（ｂ）に示される状態Ａと状態Ｂを組み合わせた全波整流モードを行い、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの充放電が収束し定常状態になった段階でリレー回路１１をオン状態として、第１のスイッチング素子４ａのコレクタとエミッタ間を短絡状態にする。これにより、第２のコンデンサ６ｂの充電電流は、第１のスイッチング素子４ａよりも抵抗の低いリレー回路１１を通るようになり、回路損失を低減することができる。なお、リレー回路１１をオン状態とする場合には、第１のスイッチング素子４ａをオンデューティ１００％で駆動する必要はない。
　また、リレー回路１１は第２のスイッチング素子４ｂと並列に接続してもよい。この場合、リレー回路１１は、第２のリレー回路とも言う。その場合、図１０に示される状態Ａと状態Ｃを組み合わせた全波整流モードを行い、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの充放電が収束し定常状態になった段階でリレー回路１１をオン状態とすることで、第２のスイッチング素子４ｂのコレクタとエミッタ間を短絡状態にする。これにより、第１のコンデンサ６ａの充電電流は、第２のスイッチング素子４ｂよりも抵抗の低いリレー回路１１を通るようになり、回路損失を低減することができる。なお、リレー回路１１をオン状態とする場合には、第２のスイッチング素子４ｂをオンデューティ１００％で駆動する必要はない。
　なお、リレー回路１１をオン状態にするタイミングは、必ずしも第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの充放電が収束し定常状態になった段階である必要はなく、リレー回路１１をオンにした際に発生する第１のコンデンサ６ａ又は第２のコンデンサ６ｂの充電電流ピークを許容できる任意のタイミングで行えばよい。また、２つのリレー回路を第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂとそれぞれ並列に接続してもよい。リレー回路１１を用いる狙いは、第１のスイッチング素子４ａ又は第２のスイッチング素子４ｂの代わりに低損失な電流経路を用意することであり、図６（ｂ）又は図１０に示される全波整流モード時の通電パターンに応じてリレー回路１１を配置すればよい。
　以上に説明したように、実施の形態５に係る直流電源装置１０５によれば、図６（ｂ）又は図１０に示される全波整流モードにおいて、全波整流モードにおいて高効率化を実現することができる。
　上記以外に関し、実施の形態５は、実施の形態１から４のいずれかと同じである。
《実施の形態６》
　実施の形態６は、直流電源装置と、直流電源装置及びインバータを有するモータ駆動装置と、モータ駆動装置及び冷凍サイクル装置を有する冷凍サイクル適用機器に関する。図１３は、実施の形態６に係る直流電源装置１０６、モータ駆動装置２００、及び冷凍サイクル適用機器３００の構成例を示す図である。直流電源装置１０６としては、実施の形態１～５に係る直流電源装置１０１～１０５のいずれかを用いることができる。
　図１３に示される例では、直流電源装置１０６の負荷回路はインバータ３０である。インバータ３０は、直流電源装置１０６から供給される直流を交流に変換する。図１３において、モータ駆動装置２００は、直流電源装置１０６とインバータ３０とを有する。図１３において、冷凍サイクル適用機器３００は、モータ駆動装置２００と、冷凍サイクル装置３０１とを有する。冷凍サイクル装置３０１は、圧縮機３１と、四方弁３２と、内部熱交換器３３と、膨張機構３４と、熱交換器３５と、これらを接続する冷媒配管３６とを有する。また、圧縮機３１は、冷媒を圧縮する圧縮機構３７と、この圧縮機構３７を動作させるモータ（すなわち、圧縮機モータ）３８とを有する。また、モータ３８は、直流電源装置１０６に接続されたインバータ３０から駆動用の電力を受け取る。
　次に、冷凍サイクル装置３０１が空気調和機である場合の動作を説明する。インバータ３０の消費電力が大きい場合（すなわち、負荷ＷＬが大きい場合）には、図３に示される昇圧モードａ１、ａ２、ａ３のいずれかを用いてインバータ３０への出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］を高めることが望ましい。また、インバータ３０の消費電力が小さい場合（すなわち、負荷ＷＬが小さい場合）には、実施の形態１～５で説明した全波整流モードを用いることで、高力率及び高効率で空気調和機を運転することが望ましい。
　また、実施の形態６に係る直流電源装置１０６は、冷凍サイクル装置３０１の運転において、動作モードを、図６（ｂ）に示される状態Ａと状態Ｂからなる通電パターンの全波整流モード（第１の全波整流モードとも言う）又は図１０に示される状態Ａと状態Ｃからなる通電パターンの全波整流モード（第２の全波整流モードとも言う）に切り替えてもよい。例えば、モータ３８の１回目の起動時には、図６（ｂ）に示される通電パターンの全波整流モードにて第２のコンデンサ６ｂを充放電させ、モータ３８の２回目の起動時には、図１０に示される通電パターンの全波整流モードにて第１のコンデンサ６ａを充放電させる。
　図１４は、実施の形態６に係る直流電源装置１０６の通電パターンの切り替えの動作例を示すフローチャートである。図１４に示されるように、制御部１０は、全波整流モードの要求があるかどうかを判断し（ステップＳＴ１）、要求があれば（ステップＳＴ１においてＹＥＳ）、モータ３８の起動回数が奇数回目であるかどうかを判断する（ステップＳＴ２）。ここで、起動回数が奇数回目であると判断された場合には（ステップＳＴ２においてＹＥＳ）、制御部１０は、起動時には図６（ｂ）に示される通電パターンで充電回路９を動作させて、第１のコンデンサ６ａを充放電させ、第２のコンデンサ６ｂを充電させる（ステップＳＴ３）。また、起動回数が偶数回目であると判断された場合には（ステップＳＴ２においてＮＯ）、制御部１０は、起動時には図１０の通電パターンで充電回路９を動作させて、第２のコンデンサ６ｂを充放電させ、第１のコンデンサ６ａを充電させる（ステップＳＴ４）。
　これにより、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの充放電時間を平準化することができ、一方のコンデンサのみを全波整流モード時の充放電コンデンサとして使用する場合に比べ、コンデンサ寿命を延ばすことができる。なお、制御部１０は、ステップＳＴ１において、全波整流モードの要求がなければ（ステップＳＴ１においてＮＯ）、動作モードを、図３に示される昇圧モードへ移行する（ステップＳＴ５）。
　なお、制御部１０は、充放電させるコンデンサを切り替えるためのトリガーとして、直流電源装置１０６の運転時間、又は圧縮機３１の運転時間、又は各コンデンサの充放電時間を用いてもよい。実施の形態６の狙いは、全波整流モード時に充放電用として用いるコンデンサとして、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂの一方のみを使用し続けた場合よりも、コンデンサ寿命を延ばすことである。そのため、前記トリガーにより、第１のコンデンサ６ａと第２のコンデンサ６ｂのいずれを充放電用コンデンサとして用いるかを、交互に切り替えてもよいし、２つのコンデンサの充放電時間が互いに等しくなるように、各コンデンサの充放電時間を調整してもよい。
　また、圧縮機３１を動作させている状態で、通電パターンを、図６（ｂ）の通電パターン又は図１０の通電パターンに切り替える方法について説明する。図１５は、実施の形態６に係る直流電源装置１０６の通電パターンの切り替え時における、整流回路２への入力電流Ｉ０［Ａ］、第３の検出部７ｃによって検出された出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、第１及び第２の検出部７ａ、７ｂによって検出された電圧Ｖｐｃ［Ｖ］、Ｖｎｃ［Ｖ］、負荷ＷＬ［ｋＷ］、並びに第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａの波形の例を示す。図１５は、図６（ｂ）の通電パターンから図１０の通電パターンに切り替えた場合の動作波形の例である。
　図１５では、０．１秒の時点から図６（ｂ）の通電パターンを開始し、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａが０％から１００％まで徐々に（例えば、線形に）増加している。その後、０．３秒の時点から、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａが１００％から０％まで徐々に（例えば、線形に）減少している。また、０．３秒の時点から、第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂが０％から徐々に増加し１００％まで線形に増加している。これにより、０．３秒の時点までは、第２のコンデンサ６ｂが充放電用コンデンサとして動作し、その電圧値は、整流回路２の全波整流で得られた電圧値となる。
　ただし、通電パターンの切り替え後、図１０の通電パターンで定常状態となるまでの期間、つまり、おおよそ０．４秒の時点以降では、第１のコンデンサ６ａが充放電用コンデンサとして動作し、その電圧値は、整流回路２で全波整流された電圧値となる。また、０．３秒の時点から０．４秒の時点までの間は、第１のスイッチング素子４ａ及び第２のスイッチング素子４ｂの両方をスイッチング動作させている状態であり、図３に示される昇圧モードａ１、ａ２、ａ３のいずれかの動作状態となるため、この期間は一時的に昇圧動作となる。これにより、通電パターンを切り替える際の直流電源装置の出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］は、通電パターンを切り替える前の出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］よりも大きくなるため、負荷回路８を駆動する際に電力が不足することなく、負荷回路８を駆動しながら通電パターンを切り替えることができる。
　図１６及び図１７は、実施の形態６に係る直流電源装置１０６の通電パターンの切り替え時における、整流回路２への入力電流Ｉ０、第３の検出部７ｃによって検出された出力電圧Ｖｄｃ［Ｖ］、第１及び第２の検出部７ａ、７ｂによって検出された電圧Ｖｐｃ［Ｖ］、Ｖｎｃ［Ｖ］、負荷ＷＬ［ｋＷ］、並びに第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａの波形の他の例を示す。昇圧動作による電圧上昇を抑えたい場合には、図１６又は図１７に示されるように、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａを予め小さくしておいてから（例えば、０．２０秒の時点から）、第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂを増加させることで対応できる。なお、図１０の通電パターンから図６（ｂ）の通電パターンに切り替える場合も同様に第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティＤｂを減少させてから、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティＤａを増加させればよい。また、実施の形態６ではオンデューティを線形に変化させたが、コンデンサの充電電流ピーク又は昇圧時の電圧レベルに応じて、オンデューティをステップ状又はＳ字カーブ状に変えてもよい。
　以上に説明したように、実施の形態６に係る直流電源装置１０６の制御部１０は、第２のスイッチング素子４ｂをオフ状態に維持し、直流の電圧が定常状態になったときの第１のスイッチング素子４ａのオンデューティを０％より大きく１００％以下の値にする第１の全波整流モードと、第１のスイッチング素子４ａをオフ状態に維持し、直流の電圧が定常状態になったときの第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを０％より大きく１００％以下の値にする第２の全波整流モードとを交互に切り替える制御を行うことができる。したがって、第１及び第２のコンデンサ６ａ、６ｂの累積の充放電時間を平準化でき、直流電源装置１０６の長寿命化に寄与できる。
　また、実施の形態６に係る直流電源装置１０６の制御部１０は、第１の全波整流モードから第２の全波整流モードへ切り替える過渡状態において、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティを徐々に低下させる期間と、第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを徐々に上昇させる期間とを重複させる又は部分的に重複させ、第２の全波整流モードから第１の全波整流モードへ切り替える過渡状態において、第２のスイッチング素子４ｂのオンデューティを徐々に低下させる期間と、第１のスイッチング素子４ａのオンデューティを徐々に上昇させる期間とを重複させる又は部分的に重複させる制御を行うことができる。よって、冷凍サイクル装置３０１を停止させることなく連続的な運転が可能となる。
　また、実施の形態６に係る直流電源装置１０６の制御部１０は、過渡状態が、第１のスイッチング素子４ａと第２のスイッチング素子４ｂの両方をオンデューティが０％より大きく且つ１００％以下の範囲で個別に駆動する期間を含み、出力電圧Ｖｄｃを整流回路２から出力された電圧より大きくすることができる。このため、切り替え時の電力不足を回避することができる。
　また、実施の形態６に係る冷凍サイクル適用機器３００によれば、モータ３８を駆動したまま、通電パターンを切り替えることができ、冷凍サイクル装置３０１を停止させることなく連続的な運転が可能となる。
　１　交流電源、　２　整流回路、　３　リアクトル、　４ａ　第１のスイッチング素子、　４ｂ　第２のスイッチング素子、　５ａ　第１の逆流防止素子、　５ｂ　第２の逆流防止素子、　６ａ　第１のコンデンサ、　６ｂ　第２のコンデンサ、　７　電圧検出部、　７ａ　第１の検出部、　７ｂ　第２の検出部、　７ｃ　第３の検出部、　８　負荷回路、　９　充電回路、　１０　制御部、　１１　リレー回路、　３０　インバータ、　３１　圧縮機、　３２　四方弁、　３３　内部熱交換器、　３４　膨張機構、　３５　熱交換器、　３６　冷媒配管、　３７　圧縮機構、　３８　モータ、　１０１～１０６　直流電源装置、　２００　モータ駆動装置、　３００冷凍サイクル適用機器、　３０１　冷凍サイクル装置。

Claims (13)

  1. 　交流を整流する整流回路と、
    　前記整流回路に接続されたリアクトルと、
    　前記整流回路及び前記リアクトルによって生成された直流の出力端子間に直列接続された第１のコンデンサ及び第２のコンデンサと、
    　オフ状態であるときに前記第１のコンデンサを充電状態とし、オン状態であるときに前記第１のコンデンサを非充電状態とする第１のスイッチング素子と、
    　オフ状態であるときに前記第２のコンデンサを充電状態とし、オン状態であるときに前記第２のコンデンサを非充電状態とする第２のスイッチング素子と、
    　前記第１及び第２のスイッチング素子の各々の切り替え動作を制御する制御部と
    　を備え、
    　前記制御部は、前記第１及び第２のスイッチング素子の一方のスイッチング素子がオフ状態に維持され、前記第１及び第２のスイッチング素子の他方のスイッチング素子がＰＷＭ制御される動作モードである全波整流モードを有する
    　直流電源装置。
  2. 　前記制御部は、前記全波整流モードにおいて、前記直流の電圧が定常状態になったときの前記他方のスイッチング素子のオンデューティを０％より大きく１００％以下の値にする制御を行う
    　請求項１に記載の直流電源装置。
  3. 　前記制御部は、前記全波整流モードにおいて、前記第２のスイッチング素子をオフ状態に維持し、前記直流の電圧が定常状態になったときの前記第１のスイッチング素子のオンデューティを０％より大きく１００％以下の値にする制御を行う
    　請求項１に記載の直流電源装置。
  4. 　前記第１のコンデンサの充電電荷の逆流を防止する第１の逆流防止素子をさらに備え、
    　前記第１のスイッチング素子の導通損失は、前記第１の逆流防止素子の導通損失より小さい
    　請求項３に記載の直流電源装置。
  5. 　前記第１のスイッチング素子に並列接続された第１のリレー回路をさらに備え、
    　前記制御部は、前記第１のスイッチング素子をオンデューティ１００％で駆動する代わりに前記第１のリレー回路をオン状態とする制御を行う
    　請求項３に記載の直流電源装置。
  6. 　前記制御部は、前記全波整流モードにおいて、前記第１のスイッチング素子をオフ状態に維持し、前記直流の電圧が定常状態になったときの前記第２のスイッチング素子のオンデューティを０％より大きく１００％以下の値にする制御を行う
    　請求項１に記載の直流電源装置。
  7. 　前記第２のコンデンサの充電電荷の逆流を防止する第２の逆流防止素子をさらに備え、
    　前記第２のスイッチング素子の導通損失は、前記第２の逆流防止素子の導通損失より小さい
    　請求項６に記載の直流電源装置。
  8. 　前記第２のスイッチング素子に並列接続された第２のリレー回路をさらに備え、
    　前記制御部は、前記第２のスイッチング素子をオンデューティ１００％で駆動する代わりに前記第２のリレー回路をオン状態とする制御を行う
    　請求項６に記載の直流電源装置。
  9. 　前記制御部は、
    　前記第２のスイッチング素子をオフ状態に維持し、前記直流の電圧が定常状態になったときの前記第１のスイッチング素子のオンデューティを０％より大きく１００％以下の値にする第１の全波整流モードと、
    　前記第１のスイッチング素子をオフ状態に維持し、前記直流の電圧が定常状態になったときの前記第２のスイッチング素子のオンデューティを０％より大きく１００％以下の値にする第２の全波整流モードと、
    　を交互に切り替える制御を行う請求項１に記載の直流電源装置。
  10. 　前記制御部は、
    　前記第１の全波整流モードから前記第２の全波整流モードへ切り替える過渡状態において、前記第１のスイッチング素子のオンデューティを徐々に低下させる期間と、前記第２のスイッチング素子のオンデューティを徐々に上昇させる期間とを重複させる又は部分的に重複させ、
    　前記第２の全波整流モードから前記第１の全波整流モードへ切り替える過渡状態において、前記第２のスイッチング素子のオンデューティを徐々に低下させる期間と、前記第１のスイッチング素子のオンデューティを徐々に上昇させる期間とを重複させる又は部分的に重複させる
    　制御を行う請求項９に記載の直流電源装置。
  11. 　前記制御部は、前記過渡状態が、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子の両方をオンデューティが０％より大きく且つ１００％以下の範囲で個別に駆動する期間を含み、出力電圧を前記整流回路から出力された電圧より大きくする
    　ことを特徴とする請求項１０に記載の直流電源装置。
  12. 　請求項１から１１のいずれか１項に記載の直流電源装置と、
    　前記直流を交流に変換してモータに供給するインバータと
    　を備えたモータ駆動装置。
  13. 　請求項１２に記載のモータ駆動装置と、
    　前記モータ駆動装置によって駆動されるモータを有する、冷凍サイクル装置と
    　を備えた冷凍サイクル適用機器。
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