CN116941174A - 直流电源装置、马达驱动装置以及制冷循环应用设备 - Google Patents

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Abstract

直流电源装置(101)具备：整流电路(2)；与整流电路连接的电抗器(3)；在输出端子(6d、6e)间串联连接的第1电容器(6a)及第2电容器(6b)；第1开关元件(4a)，其在断开状态时将第1电容器设为充电状态，在接通状态时将第1电容器设为非充电状态；第2开关元件(4b)，其在断开状态时将第2电容器设为充电状态，在接通状态时将第2电容器设为非充电状态；以及对第1及第2开关元件(4a、4b)各自的切换动作进行控制的控制部(10)，控制部(10)具有全波整流模式，该全波整流模式是将第1及第2开关元件(4a、4b)中的一方的开关元件维持断开状态，并对第1及第2开关元件(4a、4b)中的另一方的开关元件进行PWM控制的动作模式。

Description

直流电源装置、马达驱动装置以及制冷循环应用设备
技术领域
本公开涉及直流电源装置、马达驱动装置以及制冷循环应用设备。
背景技术
提出了如下直流电源装置，该直流电源装置具备：对交流进行整流的整流电路；与整流电路连接的电抗器；在输出端子间串联连接的2个电容器；对各电容器的充电或非充电进行切换的充电电路；以及控制充电电路的控制部(例如，参照专利文献1)。控制部对充电电路进行控制而维持串联连接的2个电容器交替被充电的状态，从而实现对输出端子间的输出电压进行升压的升压模式，对充电电路进行控制而维持串联连接的2个电容器同时被充电的状态，从而实现全波整流模式。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：国际公开第2015/033437号
发明内容
发明要解决的问题
然而，串联连接的2个电容器的静电电容的合计小于1个电容器的静电电容。例如，在2个电容器的静电电容彼此相同的情况下，串联连接的2个电容器的静电电容的合计是1个电容器的静电电容的1/2。因此，在上述现有的直流电源装置中，在全波整流模式的期间中，输出端子间的输出电压的纹波可能增加。纹波的增加可能导致电源高次谐波的增加和功率因数的降低，使直流电源装置的效率降低。
本公开是为了解决上述问题而完成的，其目的在于，提供能够抑制输出电压的纹波的增加的直流电源装置、具有所述直流电源装置的达驱动装置、以及具有所述马达驱动装置的制冷循环应用设备。
用于解决问题的手段
本公开的直流电源装置具备：对交流进行整流的整流电路；与所述整流电路连接的电抗器；第1电容器及第2电容器，它们串联连接在通过所述整流电路及所述电抗器生成的直流的输出端子间；第1开关元件，其在断开状态时将所述第1电容器设为充电状态，在接通状态时将所述第1电容器设为非充电状态；第2开关元件，其在断开状态时将所述第2电容器设为充电状态，在接通状态时将所述第2电容器设为非充电状态；以及控制部，其对所述第1开关元件及所述第2开关元件各自的切换动作进行控制，所述控制部具有全波整流模式，该全波整流模式是将所述第1开关元件及所述第2开关元件中的一方的开关元件维持断开状态、并对所述第1开关元件及所述第2开关元件中的另一方的开关元件进行PWM控制的动作模式。
发明的效果
根据本公开，能够抑制输出电压的纹波的增加。
附图说明
图1是示出实施方式1的直流电源装置的结构例的图。
图2是示出图1所示的直流电源装置的充电电路的第1开关元件及第2开关元件的状态与电流路径之间的关系的图。
图3是示出图1所示的直流电源装置的动作模式的例子的图。
图4示出使图1所示的直流电源装置以图3的全波整流模式(比较例)进行动作时的向整流电路输入的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、以及由第1检测部和第2检测部检测到的电压的波形的例子。
图5示出使图1所示的直流电源装置以图3的全波整流模式(比较例)进行动作时的向整流电路输入的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、以及由第1检测部和第2检测部检测到的电压的波形的其他例子。
图6的(a)是示出实施方式1的直流电源装置的动作模式的例子的图，(b)是示出实施方式2的直流电源装置的动作模式的例子的图。
图7示出使实施方式1的直流电源装置以全波整流模式进行动作时的向整流电路输入的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、由第1检测部和第2检测部检测到的电压、负载、以及第1开关元件的接通占空比的波形的例子。
图8示出图7所示的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、以及由第1检测部和第2检测部检测到的电压的波形。
图9示出使示出实施方式2的直流电源装置以全波整流模式进行动作时的向整流电路输入的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、由第1检测部和第2检测部检测到的电压、负载、以及第1开关元件的接通占空比的波形的例子。
图10是示出实施方式3的直流电源装置的动作模式的例子的图。
图11示出使实施方式3的直流电源装置以全波整流模式进行动作时的向整流电路输入的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、由第1检测部和第2检测部检测到的电压、负载、以及第2开关元件的接通占空比的波形的例子。
图12是示出实施方式5的直流电源装置的结构例的图。
图13是示出实施方式6的直流电源装置、马达驱动装置、以及制冷循环应用设备的结构例的图。
图14是示出实施方式6的直流电源装置的通电模式的切换的动作例的流程图。
图15示出实施方式6的直流电源装置的通电模式的切换时的向整流电路输入的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、由第1检测部和第2检测部检测到的电压、负载、以及第1开关元件的接通占空比的波形的例子。
图16示出实施方式6的直流电源装置的通电模式的切换时的向整流电路输入的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、由第1检测部和第2检测部检测到的电压、负载、以及第1开关元件的接通占空比的波形的其他例子。
图17示出实施方式6的直流电源装置的通电模式的切换时的向整流电路输入的输入电流、由第3检测部检测到的输出电压、由第1检测部和第2检测部检测到的电压、负载、以及第1开关元件的接通占空比的波形的其他例子。
具体实施方式
以下参照附图，对实施方式的直流电源装置、具有所述直流电源装置的马达驱动装置、以及具有所述马达驱动装置的制冷循环应用设备进行说明。以下的实施方式只是例子，能够适当组合实施方式以及适当变更各实施方式。另外，在附图中对相同或同样的结构标注相同的标号。
《实施方式1》
图1是示出实施方式1的直流电源装置101的结构例的图。如图1所示，直流电源装置101构成为，将从交流电源1供给的交流转换为直流，从输出端子(即，连接点6d、6e)向负载电路8供给直流。负载电路8例如是对制冷循环装置(后述的实施方式6中说明的制冷循环装置301)中使用的压缩机马达进行驱动的逆变器。制冷循环装置用于空调机、热泵热水器、冰箱或冷冻机等。另外，负载电路8不限于逆变器。
直流电源装置101具备：对交流(例如，图1中为3相交流)进行整流的整流电路2；与整流电路2连接的电抗器3；串联连接在通过整流电路2及电抗器3生成的直流的输出端子(即，连接点6d、6e)间的第1电容器6a及第2电容器6b。此外，直流电源装置101具备：第1开关元件4a，其在断开状态时将第1电容器6a设为充电状态，在接通状态时将第1电容器6a设为非充电状态；第2开关元件4b，其在断开状态时将第2电容器6b设为充电状态，在接通状态时将第2电容器6b设为非充电状态；以及控制部10，其对第1开关元件4a及第2开关元件4b各自的切换动作进行控制。此外，直流电源装置101具备电压检测部7，该电压检测部7是检测输出端子(即，连接点6d、6e)间的输出电压Vdc[V]的电压检测电路。
第1电容器6a和第2电容器6b形成充电电路9。此外，在图1中，电抗器3与整流电路2的输出侧连接，但是，电抗器3也可以与整流电路2的输入侧的各相连接。在实施方式1，控制部10具有全波整流模式，该全波整流模式是将第1开关元件4a及第2开关元件4b中的一方维持断开状态，并对第1开关元件4a及第2开关元件4b中的另一方进行PWM(Pulse WidthModulation：脉宽调制)控制的动作模式。此外，控制部10具有对第1开关元件4a及第2开关元件4b分别进行PWM控制的动作模式即升压模式。
电压检测部7具备：检测第1电容器6a的电压Vpc[V]的第1检测部7a；检测第2电容器6b的电压Vnc[V]的第2检测部7b；以及检测第1电容器6a的正极与第2电容器6b的负极之间的电压即输出电压Vdc[V]的第3检测部7c。
由于Vdc＝Vpc+Vnc，因此，电压检测部7也可以具备第1检测部7a、第2检测部7b及第3检测部7c中的任意2个。换言之，电压检测部7只要具备第1检测部7a、第2检测部7b及第3检测部7c中的2个以上的检测部，就能够取得电压Vpc[V]、Vnc[V]和输出电压Vdc[V]。
此外，充电电路9除了具备将第1电容器6a切换为充电状态或非充电状态的第1开关元件4a以及将第2电容器6b切换为充电状态或非充电状态的第2开关元件4b以外，还具备：第1防逆流元件5a，其防止第1电容器6a的充电电荷向第1开关元件4a逆流；以及第2防逆流元件5b，其防止第2电容器6b的充电电荷向第2开关元件4b逆流。
如图1所示，由第1开关元件4a及第2开关元件4b构成为的串联电路的中点4c连接于由第1电容器6a及第2电容器6b构成的串联电路的中点6c。在第1电容器6a与负载电路8的连接点6d和第1开关元件4a的集电极4d之间，连接有第1防逆流元件5a，该第1防逆流元件5a是将从第1开关元件4a的集电极4d朝向第1电容器6a与负载电路8的连接点6d的方向作为正向的二极管。在第2电容器6b与负载电路8的连接点6e和第2开关元件4b的发射极4e之间，连接有第2防逆流元件5b，该第2防逆流元件5b是将从第2电容器6b与负载电路8的连接点6e朝向第2开关元件4b的发射极4e的方向作为正向的二极管。
在图1所示的例中，作为第1电容器6a及第2电容器6b，使用具有彼此相同的静电电容的电容器。此外，作为第1开关元件4a及第2开关元件4b，例如，可以使用功率晶体管、功率MOSFET(Power Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：功率金属氧化物半导体场效应晶体管)、或IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)等半导体开关元件。在构成第1开关元件4a及第2开关元件4b的半导体开关元件中，为了抑制开关引起的浪涌电压，也可以将续流二极管(未图示)与半导体开关元件并联连接。续流二极管也可以是半导体开关元件的寄生二极管。在半导体开关元件是MOSFET的情况下，通过在续流的定时将半导体开关元件设为接通状态，能够实现与续流二极管同样的功能。
构成为半导体开关元件的材料例如是硅(Si)。但是，构成半导体开关元件的材料不限于Si，也可以是宽带隙半导体的构成材料。宽带隙半导体的构成材料例如是碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)、氧化镓(Ga2O3)或金刚石等。在由宽带隙半导体构成半导体开关元件的情况下，能够实现低损失及高速开关。
控制部10通过对第1开关元件4a及第2开关元件4b进行接通断开控制，从而控制向负载电路8供给的直流电压即输出电压Vdc[V]。控制部10能够由模拟电路或数字电路等电路构成。此外，该电路也可以由具有CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)、DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)或微计算机(微机)等的离散系统构成为，CPU是执行存储于存储器的软件即程序的处理器。以下，说明控制部10进行的第1开关元件4a及第2开关元件4b的开关控制。
图2是示出图1所示的直流电源装置101的充电电路9的第1开关元件4a及第2开关元件4b的状态与电流路径之间的关系(即，开关控制)的图。
图2的状态A示出第1开关元件4a及第2开关元件4b双方被控制为断开时的电流路径。在状态A中，进行第1电容器6a及第2电容器6b双方的充电。即，在状态A中，第1电容器6a及第2电容器6b的双方是充电状态。
图2的状态B示出第1开关元件4a被控制为接通且第2开关元件4b被控制为断开时的电流路径。在状态B中，进行第2电容器6b的充电，不进行第1电容器6a的充电。即，在状态B中，第1电容器6a是非充电状态，第2电容器6b是充电状态。
图2的状态C示出第1开关元件4a被控制为断开且第2开关元件4b被控制为接通时的电流路径。在状态C中，进行第1电容器6a的充电，不进行第2电容器6b的充电。即，在状态C中，第1电容器6a是充电状态，第2电容器6b是非充电状态。
图2的状态D是示出第1开关元件4a及第2开关元件4b双方被控制为接通时(即，短路状态时)的电流路径。在状态D中，不进行第1电容器6a的充电，也不进行第2电容器6b的充电。即，在状态D中，第1电容器6a及第2电容器6b双方是非充电状态。
图3是示出图1所示的直流电源装置101的动作模式的例子的图。在图3中，全波整流模式(比较例)是将第1开关元件4a及第2开关元件4b双方始终控制为断开的现有的全波整流模式。在实施方式1的直流电源装置101中，代替图3所示的全波整流模式(比较例)，执行后述的图6的(a)的全波整流模式。此外，实施方式1的直流电源装置101执行在不同的定时对第1开关元件4a及第2开关元件4b进行接通断开控制的升压模式。在图3中，作为升压模式而示出升压模式a1、升压模式a2、升压模式a3。
作为升压模式而具有升压模式a1(倍电压模式)、升压模式a2以及升压模式a3，在升压模式a1(倍电压模式)中，第1开关元件4a的接通占空比Da为50％，且第2开关元件4b的接通占空比Db为50％，在升压模式a2中，第1开关元件4a及第2开关元件4b的接通占空比Da、Db分别小于50％，在升压模式a3中，第1开关元件4a及第2开关元件4b的接通占空比Da、Db分大于50％。
接着，对图3所示的各动作模式中的输出电压进行说明。在图3所示的全波整流模式(比较例)中，形成图2的状态A的电流路径，通过由整流电路2执行的全波整流而生成的电压成为输出电压。此时，输出电压例如在后述的图4及图5中作为输出电压Vdc[V]示出。
在升压模式a1(倍电压模式)中，第1开关元件4a的接通定时与第2开关元件4b的断开定时几乎成为同时，第1开关元件4a的断开定时与第2开关元件4b的接通定时几乎成为同时，交替形成图2的状态B的电流路径和图2的状态C的电流路径。此时的输出电压是全波整流模式中的输出电压的大约2倍。
在升压模式a2中，设置有第1开关元件4a及第2开关元件4b一起断开的同时断开期间。即，第1开关元件4a及第2开关元件4b的接通占空比Da、Db小于50％。此时，周期性地重复图2的状态B、状态A、状态C、状态A的顺序的状态转移。此时的输出电压成为全波整流模式中的输出电压与升压模式a1(倍电压模式)中的输出电压之间的范围，第1开关元件4a及第2开关元件4b的接通占空比Da、Db越接近50％，则输出电压越接近升压模式a1(倍电压模式)中的输出电压。
在升压模式a3中，设置有第1开关元件4a及第2开关元件4b一起接通的同时接通期间。即，第1开关元件4a及第2开关元件4b的接通占空比Da、Db大约50％。此时，周期性地重复图2的状态D、状态C、状态D、状态B的顺序的状态转移。在第1开关元件4a及第2开关元件4b的同时接通期间(这里为状态D的期间)中，在电抗器3中蓄积能量。升压模式a3时的输出电压成为升压模式a1(倍电压模式)中输出电压以上的电压。
控制部10通过使第1开关元件4a及第2开关元件4b的接通占空比Da、Db，从而能够控制向负载电路8供给的直流的输出电压Vdc[V]。
对实施方式1的直流电源装置101要解决的问题进行说明。在设第1电容器6a的静电电容为Cp、设第2电容器6b的静电电容为Cn、设第1电容器6a和第2电容器6b串联连接时的合成静电电容为Cpn的情况下，在图2的状态A中，在第1电容器6a及第2电容器6b串联连接的状态时，双方的电容器中流过充电电流，因此，Cpn＜Cp，Cpn＜Cn。此外，在静电电容Cp与Cn相同的情况下，合成静电电容Cpn为静电电容Cp或Cn的1/2。特别是在图3所示的全波整流模式(比较例)中，状态A持续，因此，对合成静电电容Cpn进行充放电。
图4示出使直流电源装置101以图3的全波整流模式(比较例)进行动作时的向整流电路2输入的输入电流I0[A]、由第3检测部7c检测到的输出电压Vdc[V]、由第1检测部7a检测到的电压Vpc[V]、以及由第2检测部7b检测到的电压Vnc[V]的波形的例子。图4示出由负载电路8消耗的负载WL[kW]是15kW的情况下的波形的例子。
图5是示出使直流电源装置101以图3的全波整流模式(比较例)进行动作时的向整流电路2输入的输入电流I0[A]、由第3检测部7c检测到的输出电压Vdc[V]、由第1检测部7a检测到的电压Vpc[V]、以及由第2检测部7b检测到的电压Vnc[V]的波形的另一例。图5示出由负载电路8消耗的负载WL[kW]为30kW的情况下的波形的例子。
如图4所示，在全波整流模式(比较例)中由负载电路8消耗的电力即负载WL[kW]小的情况下，输出电压Vdc[V]的纹波小。但是，如图5所示，在全波整流模式(比较例)中由负载电路8消耗的电力即负载WL[kW]大的情况下，输出电压Vdc[V]的纹波大。输出电压Vdc[V]的纹波的增加可能会加速缩短第1电容器6a及第2电容器6b的寿命，导致电源高次谐波的增加或功率因数的降低，使直流电源装置101的效率降低。此外，如果为了解决这样的课题而使用静电电容大的电容器作为第1电容器6a及第2电容器6b，则会导致直流电源装置的成本上升。于是，在实施方式1的直流电源装置101中，作为全波整流模式，执行将第2开关元件4b设为断开状态并对第1开关元件4a进行PWM控制的动作模式。
图6的(a)是示出实施方式1的直流电源装置101的动作模式的例子的图。此外，图6的(b)是示出后述的实施方式2的直流电源装置102的动作模式的例子的图。在实施方式1的直流电源装置101中，在全波整流模式中，进行组合了图2的状态A和状态B的图6的(a)中记载的通电模式的通电。
图7示出使实施方式1的直流电源装置101以全波整流模式进行动作时的向整流电路2输入的输入电流I0[A]、由第3检测部7c检测到的输出电压Vdc[V]、由第1检测部7a检测到的电压Vpc[V]、以及由第2检测部7b检测到的电压Vnc[V]的波形的例子。图7示出由负载电路8消耗的负载WL[kW]是15kW的情况下的波形的例子。图7示出在图1所示的结构中，使负载电路8的负载WL[kW]的大小和第1开关元件4a的接通占空比Da线性地增加的情况下的动作波形。图8将时间轴放大而示出图7所示的输入电流I0[A]、由第3检测部7c检测到的电压即输出电压Vdc[V]、由第1检测部7a检测到的电压Vpc[V]、以及由第2检测部7b检测到的电压Vnc[V]的波形。也可以使第1开关元件4a的接通占空比Da呈阶梯状增加。但是，为了不使对第1电容器6a的充电电流的峰值过大(即，为了抑制峰值)，期望使接通占空比Da以线性或S曲线的方式增加。
负载电路8的负载WL[kW]在0.10秒的时间点到0.20秒的时间点的期间内从0kW增加至30kW，第1开关元件4a的接通占空比Da在从0.10秒的时间点到大概0.11秒的时间点的期间内从0％增加至10％(＝0.10)。通过使第1开关元件4a的接通占空比Da增加至10％，第2电容器6b被充电，第2电容器6b的电压Vnc[V]逐渐增加。
此外，由于第2开关元件4b是断开状态，因此，第1电容器6a伴随负载电路8的负载WL[kW]的增加而放电，第1电容器6a的电压Vpc[V]逐渐降低。
在第1电容器6a的放电和第2电容器6b的充电收敛而成为稳定状态(在图7中，大约0.26秒的时间点以后的状态)的情况下，第1电容器6a的电压Vpc[V]几乎成为0V，第2电容器6b的电压Vnc[V]几乎与通过整流电路2的全波整流而生成的电压相等。在实施方式1中，使用图6的(a)所示的组合了状态A和状态B的通电模式，但是，在状态A中，第2电容器6b的电压Vnc[V]与通过整流电路2的全波整流生成的电压也几乎相等，由此，在第1电容器6a中不流过充电电流(即，成为非充电状态)，仅第2电容器6b发挥作为平滑电容器的作用。因此，相比于仅使用图3的状态A的动作模式即全波整流模式(比较例)，能够增大电路的静电电容，如图8所示，在负载电路8的负载WL[kW]大的情况下(图8中为WL＝30kW)，也能够抑制输出电压Vdc[V]的纹波的增大。
如以上说明的那样，根据实施方式1的直流电源装置101，不增大第1电容器6a及第2电容器6b的静电电容，就能够抑制输出电压Vdc[V]的纹波的增大，因此，能够抑制直流电源装置101的成本上升，并且有助于降低电源高次谐波、提高功率因数及延长电容器寿命。
《实施方式2》
在实施方式1中，如图6的(a)所示，说明了在全波整流模式中，将第2开关元件4b设为断开状态且第1开关元件4a的接通占空比Da小的例子(Da＝10％的例子)。与此相对，在实施方式2中，如图6的(b)所示，说明将第2开关元件4b设为断开状态且第1开关元件4a的接通占空比Da大的例子(Da＝50％的例子)。在实施方式2的直流电源装置102的说明中，也参照图1至图3。
图9示出使实施方式2的直流电源装置102以全波整流模式进行动作时的向整流电路2输入的输入电流I0[A]、由第3检测部7c检测到的输出电压Vdc[V]、由第1检测部7a检测到的电压Vpc[V]、由第2检测部7b检测到的电压Vnc[V]、负载WL[kW]、以及第1开关元件4a的接通占空比Da的波形的例子。图9示出由负载电路8消耗的负载WL[kW]是30kW的情况下的波形的例子。图9示出在图1所示的实施方式2的直流电源装置102中，使负载电路8的负载WL[kW]和第1开关元件4a的接通占空比Da线性地增加的情况下的动作波形。负载WL[kW]增加使得在0.1秒的时间点成为30kW，第1开关元件4a的接通占空比Da从0.1秒的时间点逐渐增加，增加至50％。另外，图9中的负载WL[kW]及接通占空比Da的增加的斜率与实施方式1中斜率相同。
增大第1开关元件4a的接通占空比Da意味着，如图6的(b)所示，增大图2的状态B的比例且减小图2的状态A的比例。在实施方式2的直流电源装置102中，相比于实施方式1的情况(即，图7的情况)，状态A的比例减小，因此，第1电容器6a容易放电，根据图9的输出电压Vdc[V]的波形可知，经过过渡状态而到达稳定状态所需要的时间即收敛时间变短。
此外，在将第1开关元件4a的接通占空比设为100％的情况下，图6的通电模式的整个区域成为状态B。该情况下，第1开关元件4a始终成为接通状态，因此，能够抑制开关损失的发生。
如以上说明的那样，根据实施方式2的直流电源装置102，通过增大第1开关元件4a的接通占空比Da，能够缩短经过过渡状态而到达稳定状态的收敛时间，并且有助于提高效率。
关于上述以外的内容，实施方式2与实施方式1相同。
《实施方式3》
在上述实施方式1及2的直流电源装置101、102中，在全波整流模式中，控制部10始终将第2开关元件4b设为断开状态，对第1开关元件4a进行PWM控制。在全波整流模式中的PWM控制中，在稳定状态中，将第1开关元件4a的接通占空比Da设为比0％大且100％以下的值。与此相对，在实施方式3的直流电源装置103中，在全波整流模式中，始终将第1开关元件4a设为断开状态，对第2开关元件4b进行PWM控制。在全波整流模式中的PWM控制中，在稳定状态中，将第2开关元件4b的接通占空比Db设为比0％大且100％以下的值。在实施方式3的直流电源装置103的说明中，也参照图1至图3。
图10示出实施方式3的直流电源装置103的动作模式的例子。图11示出使实施方式3的直流电源装置103以图10的全波整流模式进行动作时的向整流电路2输入的输入电流I0[A]、由第3检测部7c检测到的输出电压Vdc[V]、由第1检测部7a和第2检测部7b检测到的电压Vpc、Vnc[V]、负载电路8的负载WL[kW]、以及第2开关元件4b的接通占空比Db的波形的例子。图11是使负载WL[kW]和第2开关元件4b的接通占空比Db线性地增加的情况下的动作波形。负载WL[kW]从0.1秒的时间点开始增加，大约在0.20秒的时间点增加至30kW，第2开关元件4b的接通占空比Db从0.1秒的时间点开始增加，大约在0.20秒的时间点增加至100％。另外，负载WL[kW]的增加的斜率与实施方式1及2中的斜率相同。也可以使第2开关元件4b的接通占空比Db呈阶梯状增加。但是，为了不使针对第2电容器6b的充电电流的峰值过大(即，为了抑制峰值)，期望接通占空比Db以线性或S曲线的方式增加。
根据图11的波形可以理解，在将第1开关元件4a始终设为断开状态且将第2开关元件4b用于接通断开控制的情况下，也与实施方式1及2的情况同样，能够抑制输出电压Vdc[V]的纹波。
此外，如图1所示的结构那样，在将2个开关元件串联连接来使用时，在对上侧的开关元件即第1开关元件4a的栅极进行驱动的情况下，作为其电源，需要准备下侧的开关元件即第2开关元件4b的栅极驱动用的电源电路以外的电源电路，或者准备自举电路。
如实施方式1及2中记载的那样，在将第1开关元件4a用于接通断开控制的情况下，第2开关元件4b始终成为断开状态，因此，无法在第1开关元件4a的栅极驱动用的电源中使用自举电路。但是，在将第2开关元件4b用于接通断开控制的情况下，第1开关元件4a可以始终是断开状态，因此，可以在其栅极驱动中使用其他的电源电路和自举电路中的任意电路。
如以上说明的那样，根据实施方式3的直流电源装置103，能够提高第1开关元件4a的栅极驱动用的电源电路结构的设计自由度，能够使用自举电路等进一步降低电路成本。
关于上述以外的内容，实施方式3与实施方式1或2相同。
《实施方式4》
在实施方式4的直流电源装置104的说明中，也参照图1至图3。实施方式4的直流电源装置104具有第1开关元件4a的导通损失小于第1防逆流元件5a的导通损失的电路结构。
在图6的(b)所示的使用状态A和状态B的全波整流模式中，在状态A的期间中，如图3所示，在通过第1电容器6a和第2电容器6b的电流路径上，存在第1防逆流元件5a和第2防逆流元件5b。因此，在第1防逆流元件5a和第2防逆流元件5b双方发生导通损失。
此外，在图6的(b)所示的使用状态A和状态B的全波整流模式中，在状态B的期间中，如图3所示，成为接通状态的第1开关元件4a、第2电容器6b以及第2防逆流元件5b存在于电流路径上，在第1开关元件4a和第2防逆流元件5b中发生导通损失。
因此，在实施方式4的直流电源装置104中，采用第1开关元件4a的导通损失小于第1防逆流元件5a的导通损失的电路结构，并且，使第1开关元件4a的接通占空比Da成为100％或接近100％，使图6的(b)所示的使用状态A和状态B的全波整流模式中的状态B的期间的比例增加。由此，相比于图3所示的仅状态A的全波整流模式(比较例)能够降低电路的导通损失，能够提高效率。接通占空比Da不限于100％，基于开关损失和导通损失的平衡设定为能够以良好效率进行运转即可。
或者，在实施方式4的直流电源装置104中，采用第2开关元件4b的导通损失小于第2防逆流元件5b的导通损失的电路结构，并且，使第2开关元件4b的接通占空比Db成为100％或接近100％，使图10所示的使用状态A和状态C的全波整流模式中的状态C的期间的比例增加。由此，相比于图3所示的仅状态A的全波整流模式(比较例)，能够降低电路的导通损失，能够提高效率。接通占空比Db不限于100％，基于开关损失和导通损失的平衡设定为能够以良好的效率进行运转即可。
如以上说明的那样，根据实施方式4的直流电源装置104，在图6的(b)中使状态B的期间增加的全波整流模式和图10中使状态C的期间增加的全波整流模式中，能够提高效率。
关于上述以外的内容，实施方式4与实施方式1至3中的任意实施方式相同。
《实施方式5》
图12是示出实施方式5的直流电源装置105的结构例的图。如图12所示，在实施方式5的直流电源装置105中，与第1开关元件4a并联地具有作为低损失开关电路的继电器电路11，这一点与图1所示的直流电源装置101不同。继电器电路11由控制部10控制接通断开。该情况下，继电器电路11也称为第1继电器电路。
在实施方式5的直流电源装置105中，进行图6的(b)所示的组合了状态A和状态B的全波整流模式，在第1电容器6a和第2电容器6b的充放电收敛并成为稳定状态的阶段使继电器电路11成为接通状态，从而使第1开关元件4a的集电极和发射极间成为短路状态。由此，第2电容器6b的充电电流通过电阻比第1开关元件4a低的继电器电路11，能够降低电路损失。另外，在使继电器电路11成为接通状态的情况下，不需要以接通占空比100％对第1开关元件4a进行驱动。
此外，继电器电路11也可以与第2开关元件4b并联连接。该情况下，继电器电路11也称为第2继电器电路。该情况下，进行图10所示的组合了状态A和状态C的全波整流模式，在第1电容器6a和第2电容器6b的充放电收敛并成为稳定状态的阶段使继电器电路11成为接通状态，由此，使第2开关元件4b的集电极与发射极间成为短路状态。由此，第1电容器6a的充电电流通过电阻比第2开关元件4b低的继电器电路11，能够降低电路损失。另外，在使继电器电路11成为接通状态的情况下，不需要以接通占空比100％对第2开关元件4b进行驱动。
另外，使继电器电路11成为接通状态的时机不是必须为第1电容器6a与第2电容器6b的充放电收敛并成为稳定状态的阶段，在能够容许接通继电器电路11时发生的第1电容器6a或第2电容器6b的充电电流峰值的任意时机进行即可。此外，也可以将2个继电器电路分别与第1开关元件4a及第2开关元件4b并联连接。使用继电器电路11的目的在于，代替第1开关元件4a或第2开关元件4b而准备低损失的电流路径，根据图6的(b)或图10所示的全波整流模式时的通电模式来配置继电器电路11即可
如以上说明的那样，根据实施方式5的直流电源装置105，在图6的(b)或图10所示的全波整流模式中，能够在全波整流模式中提高效率。
关于上述以外的内容，实施方式5与实施方式1至4中的任意的实施方式相同。
《实施方式6》
实施方式6涉及直流电源装置、具有直流电源装置及逆变器的马达驱动装置、以及具有马达驱动装置及制冷循环装置的制冷循环应用设备。图13是示出实施方式6的直流电源装置106、马达驱动装置200及制冷循环应用设备300的结构例的图。作为直流电源装置106，能够使用实施方式1～5的直流电源装置101～105中的任意的直流电源装置。
在图13所示的例中，直流电源装置106的负载电路是逆变器30。逆变器30将从直流电源装置106供给的直流转换为交流。在图13中，马达驱动装置200具有直流电源装置106和逆变器30。在图13中，制冷循环应用设备300具有马达驱动装置200和制冷循环装置301。制冷循环装置301具有压缩机31、四通阀32、内部热交换器33、膨胀机构34、热交换器35、以及将它们连接的制冷剂配管36。此外，压缩机31具有对制冷剂进行压缩的压缩机构37、使该压缩机构37进行动作的马达(即，压缩机马达)38。此外，马达38从与直流电源装置106连接的逆变器30接收驱动用的电力。
接着，对制冷循环装置301是空调机时的动作进行说明。在逆变器30的消耗电力大的情况下(即，负载WL大的情况下)，期望使用图3所示的升压模式a1、a2、a3中的任意的升压模式来提高对逆变器30的输出电压Vdc[V]。此外，在逆变器30的消耗电力小的情况下(即，负载WL的情况下)，期望通过使用实施方式1～5中说明的全波整流模式，以高功率因数及高效率使空调机运转。
此外，实施方式6的直流电源装置106也可以在制冷循环装置301的运转中，将动作模式切换为图6的(b)所示的由状态A和状态B构成的通电模式的全波整流模式(称为第1全波整流模式)或图10所示的由状态A和状态C构成的通电模式的全波整流模式(称为第2全波整流模式)。例如，在马达38第1次起动时，通过图6的(b)所示的通电模式的全波整流模式使第2电容器6b充放电，在马达38第2次起动时，通过图10所示的通电模式的全波整流模式使第1电容器6a充放电。
图14是示出实施方式6的直流电源装置106的通电模式的切换的动作例的流程图。如图14所示，控制部10判断是否存在全波整流模式的请求(步骤ST1)，如果存在请求(步骤ST1中为“是”)，则判断马达38的起动次数是否为第奇数次(步骤ST2)。这里，在判断为起动次数是第奇数次的情况下(步骤ST2中为“是”)，控制部10在起动时利用图6的(b)所示的通电模式使充电电路9进行动作，使第1电容器6a充放电，使第2电容器6b充电(步骤ST3)。此外，在判断为起动次数是第偶数次的情况下(步骤ST2中为“否”)，控制部10在起动时利用图10的通电模式使充电电路9进行动作，使第2电容器6b充放电，使第1电容器6a充电(步骤ST4)。
由此，能够使第1电容器6a和第2电容器6b的充放电时间均衡化，相比于仅使用一方的电容器作为全波整流模式时的充放电电容器的情况，能够延长电容器寿命。另外，在步骤ST1中如果不存在全波整流模式的请求(步骤ST1中为“否”)，则控制部10使动作模式向图3所示的升压模式转移(步骤ST5)。
另外，控制部10也可以使用直流电源装置106的运转时间、或压缩机31的运转时间、或各电容器的充放电时间，作为用于对充放电的电容器进行切换的的触发。实施方式6的目的在于，相比于仅持续使用第1电容器6a和第2电容器6b中的一方作为在全波整流模式时用于充放电的电容器的情况，延长电容器寿命。因此，可以通过所述触发来切换将第1电容器6a和第2电容器6b中的哪一方用作充放电用电容器，也可以调整各电容器的充放电时间使得2个电容器的充放电时间彼此相等。
此外，对在使压缩机31进行动作的状态下将通电模式切换为图6的(b)的通电模式或图10的通电模式的方法进行说明。图15示出实施方式6的直流电源装置106的通电模式的切换时的向整流电路2输入的输入电流I0[A]、由第3检测部7c检测到的输出电压Vdc[V]、由第1检测部7a和第2检测部7b检测到的电压Vpc[V]、Vnc[V]、负载WL[kW]以及第1开关元件4a的接通占空比Da的波形的例子。图15是从图6的(b)的通电模式切换为图10的通电模式的情况下的动作波形的例子。
在图15中，从0.1秒的时间点开始图6的(b)的通电模式，第1开关元件4a的接通占空比Da从0％逐渐(例如，线性地)增加至100％。然后，从0.3秒的时间点开始，第1开关元件4a的接通占空比Da从100％逐渐(例如，线性地)减小至0％。此外，从0.3秒的时间点开始，第2开关元件4b的接通占空比Db从0％逐渐增加，线性地增加至100％。由此，在到0.3秒的时间点为止，第2电容器6b作为充放电用电容器进行动作，其电压值成为通过整流电路2的全波整流而得到的电压值。
但是，在通电模式的切换后，在利用图10的通电模式成为稳定状态为止的期间，即，在大约0.4秒的时间点以后，第1电容器6a作为充放电用电容器进行动作，其电压值成为通过整流电路2进行全波整流后的电压值。此外，在从0.3秒的时间点到0.4秒的时间点的期间，是使第1开关元件4a及第2开关元件4b双方进行开关动作的状态，成为图3所示的升压模式a1、a2、a3中的任意升压模式的动作状态，因此，该期间暂时成为升压动作。由此，切换通电模式时的直流电源装置的输出电压Vdc[V]大于切换通电模式之前的输出电压Vdc[V]，因此，能够驱动负载电路8并切换通电模式，而不会在驱动负载电路8时发生电力不足。
图16及图17示出实施方式6的直流电源装置106的通电模式的切换时的向整流电路2输入的输入电流I0、由第3检测部7c检测到的输出电压Vdc[V]、由第1检测部7a和第2检测部检测到的电压Vpc[V]、Vnc[V]、负载WL[kW]以及第1开关元件4a的接通占空比Da的波形的其他例子。在希望抑制升压动作引起的电压上升的情况下，如图16或图17所示，能够通过在预先减小第1开关元件4a的接通占空比Da后(例如，从0.20秒的时间点开始)，使第2开关元件4b的接通占空比Db增加，从而进行应对。另外，在从图10的通电模式向图6的(b)的通电模式切换的情况下也同样地，在减小第2开关元件4b的接通占空比Db后使第1开关元件4a的接通占空比Da增加即可。此外，在实施方式6中，使接通占空比线性地变化，但是，也可以根据电容器的充电电流峰值或升压时的电压电平，将接通占空比改变为阶梯状或S曲线状。
如以上说明的那样，实施方式6的直流电源装置106的控制部10能够进行交替切换第1全波整流模式和第2全波整流模式的控制，在该第1全波整流模式中，将第2开关元件4b维持断开状态，将直流的电压成为稳定状态时的第1开关元件4a的接通占空比设为比0％大且为100％以下的值，在该第2全波整流模式中，将第1开关元件4a维持断开状态，将直流的电压成为稳定状态时的第2开关元件4b的接通占空比设为比0％大且为100％以下的值。因此，能够使第1电容器6a及第2电容器6b的累计的充放电时间均衡化，能够有助于延长直流电源装置106的寿命。
此外，实施方式6的直流电源装置106的控制部10能够进行如下控制：在从第1全波整流模式向第2全波整流模式切换的过渡状态中，使将第1开关元件4a的接通占空比逐渐降低期间与将第2开关元件4b的接通占空比逐渐升高的期间重叠或部分重叠，在从第2全波整流模式向第1全波整流模式切换的过渡状态中，使将第2开关元件4b的接通占空比逐渐降低的期间与将第1开关元件4a的接通占空比逐渐升高的期间重叠或部分重叠。因此，能够进行连续的运转而不使制冷循环装置301停止。
此外，实施方式6的直流电源装置106的控制部10能够使过渡状态包含在接通占空比大于0％且为100％以下的范围内单独地对第1开关元件4a和第2开关元件4b双方进行驱动的期间，并使输出电压Vdc大于从整流电路2输出的电压。因此，能够避免切换时的电力不足。
此外，根据实施方式6的制冷循环应用设备300，能够在维持驱动马达38的状态来切换通电模式，能够进行连续的运转而不使制冷循环装置301停止。
附图标记说明
1交流电源，2整流电路，3电抗器，4a第1开关元件，4b第2开关元件，5a第1防逆流元件，5b第2防逆流元件，6a第1电容器，6b第2电容器，7电压检测部，7a第1检测部，7b第2检测部，7c第3检测部，8负载电路，9充电电路，10控制部，11继电器电路，30逆变器，31压缩机，32四通阀，33内部热交换器，34膨胀机构，35热交换器，36制冷剂配管，37压缩机构，38马达，101～106直流电源装置，200马达驱动装置，300制冷循环应用设备，301制冷循环装置。

Claims (13)

1.一种直流电源装置，其具备：
对交流进行整流的整流电路；
与所述整流电路连接的电抗器；
第1电容器及第2电容器，它们串联连接在通过所述整流电路及所述电抗器生成的直流的输出端子间；
第1开关元件，其在断开状态时将所述第1电容器设为充电状态，在接通状态时将所述第1电容器设为非充电状态；
第2开关元件，其在断开状态时将所述第2电容器设为充电状态，在接通状态时将所述第2电容器设为非充电状态；以及
控制部，其对所述第1开关元件及所述第2开关元件各自的切换动作进行控制，
所述控制部具有全波整流模式，该全波整流模式是将所述第1开关元件及所述第2开关元件中的一方的开关元件维持断开状态、并对所述第1开关元件及所述第2开关元件中的另一方的开关元件进行PWM控制的动作模式。
2.根据权利要求1所述的直流电源装置，其中，
所述控制部在所述全波整流模式中进行如下控制：将所述直流的电压成为稳定状态时的所述另一方的开关元件的接通占空比设为比0％大且为100％以下的值。
3.根据权利要求1所述的直流电源装置，其中，
所述控制部在所述全波整流模式中进行如下控制：将所述第2开关元件维持断开状态，将所述直流的电压成为稳定状态时的所述第1开关元件的接通占空比设为比0％大且为100％以下的值。
4.根据权利要求3所述的直流电源装置，其中，
所述直流电源装置还具备防止所述第1电容器的充电电荷逆流的第1防逆流元件，
所述第1开关元件的导通损失小于所述第1防逆流元件的导通损失。
5.根据权利要求3所述的直流电源装置，其中，
所述直流电源装置还具备与所述第1开关元件并联连接的第1继电器电路，
所述控制部进行如下控制：代替以接通占空比100％对所述第1开关元件进行驱动而将所述第1继电器电路设为接通状态。
6.根据权利要求1所述的直流电源装置，其中，
所述控制部在所述全波整流模式中进行如下控制：将所述第1开关元件维持断开状态，将所述直流的电压成为稳定状态时的所述第2开关元件的接通占空比设为比0％大且为100％以下的值。
7.根据权利要求6所述的直流电源装置，其中，
所述直流电源装置还具备防止所述第2电容器的充电电荷逆流的第2防逆流元件，
所述第2开关元件的导通损失小于所述第2防逆流元件的导通损失。
8.根据权利要求6所述的直流电源装置，其中，
所述直流电源装置还具备与所述第2开关元件并联连接的第2继电器电路，
所述控制部进行如下控制：代替以接通占空比100％对所述第2开关元件进行驱动而将所述第2继电器电路设为接通状态。
9.根据权利要求1所述的直流电源装置，其中，
所述控制部进行交替切换第1全波整流模式和第2全波整流模式的控制，
在所述第1全波整流模式中，将所述第2开关元件维持断开状态，并将所述直流的电压成为稳定状态时的所述第1开关元件的接通占空比设为比0％大且为100％以下的值，
在所述第2全波整流模式中，将所述第1开关元件维持断开状态，并将所述直流的电压成为稳定状态时的所述第2开关元件的接通占空比设为比0％大且为100％以下的值。
10.根据权利要求9所述的直流电源装置，其中，
所述控制部进行如下控制：
在从所述第1全波整流模式向所述第2全波整流模式切换的过渡状态中，使将所述第1开关元件的接通占空比逐渐降低的期间与将所述第2开关元件的接通占空比逐渐升高的期间重叠或部分重叠，
在从所述第2全波整流模式向所述第1全波整流模式切换的过渡状态中，使将所述第2开关元件的接通占空比逐渐降低的期间与将所述第1开关元件的接通占空比逐渐升高的期间重叠或部分重叠。
11.根据权利要求10所述的直流电源装置，其中，
所述控制部使所述过渡状态包含在接通占空比大于0％且为100％以下的范围内单独地对所述第1开关元件和所述第2开关元件双方进行驱动的期间，并使输出电压大于从所述整流电路输出的电压。
12.一种马达驱动装置，其具备：
权利要求1至11中的任意一项所述的直流电源装置；以及
逆变器，其将所述直流转换为交流并供给到马达。
13.一种制冷循环应用设备，其具备：
权利要求12所述的马达驱动装置；以及
制冷循环装置，其具有由所述马达驱动装置驱动的马达。
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