JP6950495B2

JP6950495B2 - 電力変換器

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Publication number: JP6950495B2
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Authority: JP
Inventors: 健志郎桂; 山口　浩二; 浩二山口
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Current assignee: IHI Corp
Priority date: 2017-11-28
Filing date: 2017-11-28
Publication date: 2021-10-13
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Description

本発明は、電力変換器に関する。

従来、インバータやコンバータ等の電力変換器は、上アーム用のスイッチング素子及び下アーム用のスイッチング素子が直列接続されたスイッチングレグと、そのスイッチングレグを駆動するゲート駆動回路とで構成されている。このゲート駆動回路は、上記スイッチングレグの各スイッチング素子のオン，オフを制御することで直流電力を交流電力に変換することができる。

ところで、特許文献１には、下アーム用のスイッチング素子を駆動する駆動電圧を、昇圧チョッパ回路を用いて昇圧し、その昇圧した電圧を上アーム用のスイッチング素子を駆動する駆動電圧とするゲート駆動回路が開示されている。この昇圧チョッパ回路は、インダクタ及びＭＯＳＦＥＴを備え、このＭＯＳＦＥＴのオン，オフによりインダクタの蓄積エネルギーを放出することで、上記昇圧を行う。

特開２００３−１８８２１号公報

しかしながら、電力変換器に、特許文献１に記載のゲート駆動回路を用いると、直流電力を交流電力に変換するスイッチングレグのスイッチング素子の他に、昇圧チョッパ回路用のスイッチング素子（ＭＯＳＦＥＴ）が必要になり、高コストとなる。

本発明は、このような事情に鑑みてなされたもので、その目的は、昇圧用のスイッチング素子を削減可能な電力変換器を提供することである。

本発明の一態様は、少なくとも一のスイッチング素子を備え、当該スイッチング素子のスイッチング動作により主電源からの電力を変換する電力変換器であって、前記スイッチング動作により昇圧する昇圧回路と、前記昇圧された電圧により充電される第１のコンデンサと、前記スイッチング動作により充電状態の前記第１のコンデンサから放電された電荷を充電することで負電圧を生成する第２のコンデンサと、前記昇圧された電圧を前記スイッチング素子の制御端子に印加することにより前記スイッチング素子を導通状態に制御する導通用駆動回路と、充電状態の前記第２のコンデンサを放電させることにより前記スイッチング素子の制御端子に前記負電圧を印加して前記スイッチング素子を遮断状態に制御する遮断用駆動回路と、を備えることを特徴とする電力変換器である。

本発明の一態様は、上述の電力変換器であって、前記昇圧回路は、インダクタと、前記インダクタの一端に接続された第３のコンデンサと、前記インダクタの他端に接続された第４のコンデンサと、前記スイッチング素子が導通状態から遮断状態になることで前記インダクタに発生した起電圧と、前記第３のコンデンサが充電した電圧と、により前記第４のコンデンサを充電させる第１の充電回路と、をさらに備える。

本発明の一態様は、上述の電力変換器であって、前記第１のコンデンサは、一端が前記インダクタの他端に接続され、他端が第２のコンデンサの一端に接続され、前記導通用駆動回路は、前記スイッチング素子を導通状態に制御することにより、充電状態の前記第１のコンデンサの一端と前記第２のコンデンサの他端とを電気的に接続して前記第２のコンデンサを充電させる第２の充電回路を形成する。

本発明の一態様は、上述の電力変換器であって、前記導通用駆動回路は、前記第４のコンデンサと前記スイッチング素子の制御端子とを接続することにより、前記第４のコンデンサに充電された電圧を前記制御端子に印加し、前記遮断用駆動回路は、前記第２のコンデンサの一端と前記制御端子とを接続することにより前記負電圧を前記制御端子に印加する。

本発明の一態様は、上述の電力変換器であって、前記昇圧回路は、前記第３のコンデンサから放電された電荷を、導通状態の前記スイッチング素子を経由する経路で前記インダクタに供給することにより、前記インダクタにエネルギーを蓄積させるエネルギー蓄積回路をさらに備える。

本発明の一態様は、上述の電力変換器であって、前記スイッチング素子は、上アーム用の半導体スイッチング素子と下アーム用の半導体スイッチング素子とが直列接続されたスイッチングレグを備え、前記スイッチング素子は、前記上アーム用の半導体スイッチング素子である。

以上説明したように、本発明によれば、昇圧用のスイッチング素子を削減することができる。

本発明の一実施形態に係る電力変換器１の回路図である。本発明の一実施形態に係る動作モード１における上アーム用駆動回路６ａの動作の流れを示す説明図である。本発明の一実施形態に係る動作モード２における上アーム用駆動回路６ａの動作の流れを示す説明図である。本発明の一実施形態に係る動作モード３における上アーム用駆動回路６ａの動作の流れを示す説明図である。

以下に、本発明の一実施形態に係る電力変換器１について、説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る電力変換器１の回路図である。例えば、電力変換器１は、インバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ又はモータドライブ回路である。

図１に示すように、電力変換器１は、スイッチング素子２，３（半導体スイッチング素子）、負荷駆動用電源４、半導体スイッチング素子駆動回路６、及び制御信号発生部７を備える。

スイッチング素子２は、負荷駆動用電源４とグランドとの間に接続された上アーム用の半導体スイッチング素子である。例えば、スイッチング素子２は、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＳｉＣ（炭化珪素）やＧａＮ（窒化ガリウム）等のワイドギャップ半導体のスイッチング素子等である。本実施形態では、スイッチング素子２は、ｎ型のＭＯＳＦＥＴである場合について、説明する。

スイッチング素子３は、負荷駆動用電源４とグランドとの間に接続された下アーム用の半導体スイッチング素子である。例えば、スイッチング素子３は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＳｉＣやＧａＮ等のワイドギャップ半導体のスイッチング素子等である。本実施形態では、スイッチング素子３は、ｎ型のＭＯＳＦＥＴである場合について、説明する。このような一対のスイッチング素子２、３は、互いに直列接続されており、スイッチングレグを構成している。

スイッチング素子２のドレイン端子（入力端子）は、負荷駆動用電源４に接続されている。スイッチング素子２のソース端子（出力端子）は、スイッチング素子３のドレイン端子に接続されている。スイッチング素子３のソース端子は、グランドに接続されている。
スイッチング素子２，３のそれぞれのゲート端子（制御端子）は、半導体スイッチング素子駆動回路６に接続されている。
スイッチング素子２，３は、半導体スイッチング素子駆動回路６から供給されるゲート電圧に基づいてオン又オフする。これにより、スイッチング素子２，３は、負荷駆動用電源４から供給される入力電圧Ｖｉｎを交流電圧に変換して負荷に出力する。すなわち、電力変換器１は、スイッチング素子２,３のスイッチング動作により主電源である負荷駆動用電源４からの電力を変換して負荷に出力する。

負荷駆動用電源４は、電力変換器１から負荷に供給される電力の供給源である。負荷駆動用電源４の出力端子は、スイッチング素子２のドレイン端子に接続されている。したがって、負荷駆動用電源４から供給される入力電圧Ｖｉｎは、スイッチング素子２のドレイン端子に供給されることになる。

制御用電源５は、正極性の制御用電源である。例えば、制御用電源５は、スイッチング素子２，３を駆動するための電源であってもよいし、不図示の他の装置を駆動するための電源であってもよい。例えば、制御用電源５は、マイコン用の電源であって、低電圧である。なお、制御用電源５の電圧は、電圧ＶＤＤである。

半導体スイッチング素子駆動回路６は、片電源である制御用電源５からの電圧ＶＤＤを昇圧し、その昇圧した電圧をゲート電圧としてスイッチング素子２，３のそれぞれのゲート端子に出力する。これにより、半導体スイッチング素子駆動回路６は、スイッチング素子２，３のそれぞれをオン（導通状態）に制御することができる。
また、半導体スイッチング素子駆動回路６は、昇圧した電圧から負電源を生成し、その生成した負電源をゲート電圧としてスイッチング素子２，３のそれぞれのゲート端子に出力する。これにより、半導体スイッチング素子駆動回路６は、スイッチング素子２，３のそれぞれをオフ（遮断状態）に制御することができる。

半導体スイッチング素子駆動回路６は、上アーム用駆動回路６ａ及び下アーム用駆動回路６ｂを備える。

上アーム用駆動回路６ａは、制御用電源５からの電圧ＶＤＤに基づいて、上アームであるスイッチング素子２のオン又はオフを制御する。具体的には、上アーム用駆動回路６ａは、上アームのスイッチング素子２を十分にオンさせるために、電圧ＶＤＤを昇圧し、その昇圧した電圧をスイッチング素子２のゲート端子に印加する。
また、上アーム用駆動回路６ａは、上アームであるスイッチング素子２を十分にオフさせるために、昇圧した電圧から負電圧を生成し、その生成した負電圧をスイッチング素子２のゲート端子に印加する。

下アーム用駆動回路６ｂは、制御用電源５からの電圧ＶＤＤに基づいて、下アームであるスイッチング素子３のオン又はオフを制御する。具体的には、下アーム用駆動回路６ｂは、下アームであるスイッチング素子３を十分にオンさせるために、電圧ＶＤＤを昇圧し、その昇圧した電圧をスイッチング素子３のゲート端子に印加する。
また、下アーム用駆動回路６ｂは、下アームであるスイッチング素子３を十分にオフさせるために、昇圧した電圧から負電圧を生成し、その生成した負電圧をスイッチング素子３のゲート端子に印加する。

制御信号発生部７は、上アーム用駆動回路６ａ及び下アーム用駆動回路６ｂのそれぞれに接続されている。制御信号発生部７は、上アーム用駆動回路６ａ及び下アーム用駆動回路６ｂのそれぞれに、上記ゲート電圧の生成を指示する制御信号を出力する。この制御信号とは、例えば、ＰＷＭ（pulse width modulation）信号である。

以下に、本発明の一実施形態に係る上アーム用駆動回路６ａ、下アーム用駆動回路６ｂの構成について、具体的に説明する。

上アーム用駆動回路６ａは、逆流防止用ダイオード８、昇圧用コンデンサ９（第３のコンデンサ）、インダクタ１０、逆流防止用ダイオード１１、逆流防止用ダイオード１２、負電源バッファ用コンデンサ１３（第１のコンデンサ）、平滑用コンデンサ１４（第４のコンデンサ）、充放電制御部１５、整流用ダイオード１６、逆流防止用ダイオード１７、及び負電源用コンデンサ１８（第２のコンデンサ）を備える。そして、昇圧用コンデンサ９、インダクタ１０、逆流防止用ダイオード１２、平滑用コンデンサ１４、及びスイッチング素子２は昇圧回路を構成する。

逆流防止用ダイオード８は、アノードが制御用電源５の正極端子に接続され、カソードが昇圧用コンデンサ９の一端に接続されている。

昇圧用コンデンサ９は、一端がインダクタの一端に接続され、他端がスイッチング素子２のソース端子に接続されている。

インダクタ１０は、一端が逆流防止用ダイオード８のカソードに接続され、他端が負電源バッファ用コンデンサ１３の一端に接続される。

逆流防止用ダイオード１１は、アノードがインダクタ１０の他端に接続され、カソードがスイッチング素子２のドレイン端子に接続されている。

逆流防止用ダイオード１２は、アノードがインダクタ１０の他端に接続され、カソードが平滑用コンデンサ１４の一端に接続されている。

負電源バッファ用コンデンサ１３の一端は、インダクタ１０の他端及び逆流防止用ダイオード１１，１２のカソードに接続されている。また、負電源バッファ用コンデンサ１３の他端は、整流用ダイオード１６のカソード及び逆流防止用ダイオード１７のアノードに接続されている。

平滑用コンデンサ１４は、一端が充放電制御部１５に接続され、他端がスイッチング素子２のソース端子に接続されている。

充放電制御部１５は、制御信号発生部７から出力される制御信号に基づいて、昇圧用コンデンサ９、負電源バッファ用コンデンサ１３、平滑用コンデンサ１４、及び負電源用コンデンサ１８の充放電を制御する。以下に、充放電制御部１５の構成について、具体的に説明する。

充放電制御部１５は、スイッチング素子１５１（導通用駆動回路）及びスイッチング素子１５２（遮断用駆動回路）を備える。

スイッチング素子１５１は、スイッチング素子２のゲート端子に導通用駆動信号を供給する。導通用駆動信号とは、スイッチング素子１５１をオンさせる信号であり、例えば、昇圧回路で昇圧された電圧（ゲート電圧）である。例えば、スイッチング素子１５１は、ＮＰＮ型のＩＧＢＴである。

スイッチング素子１５２は、スイッチング素子２のゲート端子に遮断用駆動信号を供給する。遮断用駆動信号とは、スイッチング素子１５１をオフさせる信号であり、例えば、負電圧（ゲート電圧）である。例えば、スイッチング素子１５２は、ＰＮＰ型のＩＧＢＴである。

スイッチング素子１５１のコレクタ端子は、平滑用コンデンサの一端及び逆流防止用ダイオード１２のカソードに接続されている。スイッチング素子１５１のエミッタ端子は、スイッチング素子１５２のエミッタ端子に接続されている。スイッチング素子１５１のベース端子とスイッチング素子１５２のベース端子とは制御信号発生部７に接続されている。スイッチング素子１５１のエミッタ端子とスイッチング素子１５２のエミッタ端子との接続点は、スイッチング素子２のゲート端子に接続されている。スイッチング素子１５２のコレクタ端子は、負電源用コンデンサ１８の一端に接続されている。

なお、本実施形態では、充放電制御部１５は、スイッチング素子１５１及びスイッチング素子１５２を用いたプッシュプル回路であるが、これに限定されず、スイッチング素子２のオン又はオフを制御する制御回路であれば特に限定されない。

整流用ダイオード１６は、アノードがスイッチング素子１５２のコレクタ端子に接続され、カソードが負電源バッファ用コンデンサ１３の他端に接続されている。

逆流防止用ダイオード１７は、アノードが負電源バッファ用コンデンサ１３の他端に接続され、カソードがスイッチング素子２のソース端子に接続されている。

負電源用コンデンサ１８の一端は、整流用ダイオード１６のアノード及びスイッチング素子１５２のコレクタ端子に接続されている。負電源用コンデンサ１８の他端は、昇圧用コンデンサ９の他端、スイッチング素子２のソース端子、及びスイッチング素子３のドレイン端子に接続されている。

下アーム用駆動回路６ｂは、上アーム用駆動回路６ａと同様の構成を備える。なお、説明の便宜上、上アーム用駆動回路６ａの構成（逆流防止用ダイオード８、昇圧用コンデンサ９、インダクタ１０、逆流防止用ダイオード１１、逆流防止用ダイオード１２、負電源バッファ用コンデンサ１３、平滑用コンデンサ１４、充放電制御部１５、整流用ダイオード１６、逆流防止用ダイオード１７、及び負電源用コンデンサ１８）のそれぞれの符号の末尾にａを付し、下アーム用駆動回路６ｂの構成のそれぞれの末尾にｂを付す。

次に、本発明の一本実施形態における上アーム用駆動回路６ａの動作の流れについて、図２〜図４を用いて説明する。本実施形態では、上アーム用駆動回路６ａの動作モードとして、３つの動作モードを備え、上アーム用駆動回路６ａは、動作モード１→動作モード２→動作モード３→動作モード２→動作モード１の順に動作モードを切り替えることで、スイッチング素子２をオン又はオフに制御する。なお、図２〜図４において、破線で示したスイッチング素子２，３，１５１，１５２はオフであることを示し、実線で示したスイッチング素子２，３，１５１，１５２はオンであることを示す。なお、下アーム用駆動回路６ｂの動作については、上アーム用駆動回路６ａの動作と同様であるため、説明を省略する。

＜動作モード１＞
図２は、本発明の一実施形態に係る動作モード１における上アーム用駆動回路６ａの動作の流れを示す説明図である。図２に示すように、動作モード１は、スイッチング素子１５１ａがオフであり、スイッチング素子１５２ａがオンである。また、スイッチング素子１５１ｂがオンであり、スイッチング素子１５２ｂがオフである。なお、説明の便宜上、初期条件として、負電源用コンデンサ１８ａに電荷が充電されているとする。

図２に示すように、スイッチング素子３がオンである。そのため、制御用電源５からの電流は、逆流防止用ダイオード８ａ、昇圧用コンデンサ９ａ、スイッチング素子３及びグランドを経由する経路Ｗ１を通る。したがって、昇圧用コンデンサ９ａは、下アームのスイッチング素子３がオンである場合には、経路Ｗ１を通る電流により充電される。

また、制御用電源５からの電流は、逆流防止用ダイオード８ａ、インダクタ１０ａ、負電源バッファ用コンデンサ１３ａ、逆流防止用ダイオード１７ａ、スイッチング素子３及びグランドを経由する経路Ｗ２を通る。したがって、負電源バッファ用コンデンサ１３ａは、下アームのスイッチング素子３がオンである場合に、経路Ｗ２を通る電流により充電される。

更に、制御用電源５からの電流は、逆流防止用ダイオード８ａ、インダクタ１０ａ、逆流防止用ダイオード１２ａ、平滑用コンデンサ１４ａ、スイッチング素子３及びグランドを経由する経路Ｗ３を通る。したがって、平滑用コンデンサ１４ａは、下アームのスイッチング素子３がオンである場合に、経路Ｗ３を通る電流により充電される。
なお、このとき、インダクタ１０は、経路Ｗ２，３を通る電流により充電される。

動作モード１において、スイッチング素子１５２ａがオンされているため、充放電制御部１５ａは、負電源用コンデンサ１８ａの一端とスイッチング素子２のゲート端子とを導通させる。これにより、負電源用コンデンサ１８ａに充電されていた電荷は、スイッチング素子２の入力容量２０、スイッチング素子１５２ａを通り、負電源用コンデンサ１８ａに戻る経路Ｗ４を通る。この場合には、入力容量２０に充電されていた電荷が放電されるので、スイッチング素子２がオンからオフに移行する。換言すれば、負電源用コンデンサ１８ａに充電されていた負電荷は、スイッチング素子１５２ａ、入力容量２０を通り、負電源用コンデンサ１８ａの他端に戻る。したがって、スイッチング素子２のゲート端子に負電圧のゲート電圧が印加される。これにより、スイッチング素子２がオフになる。

＜動作モード２＞
図３は、本発明の一実施形態に係る動作モード２における上アーム用駆動回路６ａの動作の流れを示す説明図である。図３に示すように、動作モード２では、制御信号発生部７からの制御信号により、スイッチング素子１５１ｂがオフされ、スイッチング素子１５２ｂがオンされる。これにより、スイッチング素子３はオフとなる。

図３に示すように、スイッチング素子３がオフからオンになると、インダクタ１０に流れる電流Ｉ_Ｌが減少するため、インダクタ１０ａに起電圧ΔＶが発生する。そして、この起電圧ΔＶ及び昇圧用コンデンサ９ａの電圧Ｖ１により、平滑用コンデンサ１４ａに対して経路Ｗ５を通って電荷が充電される。換言すれば、スイッチング素子３が導通状態から遮断状態になることでインダクタ１０ａに発生した起電圧と、昇圧用コンデンサ９ａが充電した電圧Ｖ１と、により平滑用コンデンサ１４ａを充電させる第１の充電回路が形成される。ここで、電圧Ｖ１は電圧ＶＤＤと略同一である。したがって、平滑用コンデンサ１４ａは、電圧ＶＤＤから起電圧ΔＶだけ昇圧された電圧Ｖ２で充電されることになる。また、この場合において、負電源バッファ用コンデンサ１３ａも平滑用コンデンサ１４ａと同様に電圧Ｖ２まで昇圧される。

なお、動作モード２では、動作モード１と同様にスイッチング素子１５２ａがオンされている。そのため、スイッチング素子２のゲート端子に負電圧のゲート電圧が印加されており、スイッチング素子２がオフに維持されている。

＜動作モード３＞
図４は、本発明の一実施形態に係る動作モード３における上アーム用駆動回路６ａの動作の流れを示す説明図である。図４に示すように、動作モード３では、制御信号発生部７からの制御信号により、スイッチング素子１５１ａがオンされ、スイッチング素子１５２ａがオフされる。

図４に示すように、スイッチング素子１５１ａがオンされ、スイッチング素子１５２ａがオフされると、平滑用コンデンサ１４に充電されていた電荷は、スイッチング素子１５１、スイッチング素子２の入力容量２０を経由し、平滑用コンデンサ１４の他端に戻る経路Ｗ６を通る。したがって、入力容量２０は、平滑用コンデンサ１４から放電された電荷により充電が開始される。そして、動作モード３において入力容量２０が十分に充電されるとスイッチング素子２がオンする。

スイッチング素子２がオンすると、負電源バッファ用コンデンサ１３ａに充電された電荷が放電される。したがって、負電源バッファ用コンデンサ１３ａに充電されていた電荷は、逆流防止用ダイオード１１ａ、スイッチング素子２、負電源用コンデンサ１８ａ、整流用ダイオード１６ａを経由し、負電源バッファ用コンデンサ１３ａの他端に戻る経路Ｗ７を通る。したがって、負電源用コンデンサ１８ａは、負電源バッファ用コンデンサ１３ａから放電された電荷により充電される。すなわち、負電源用コンデンサ１８ａの他端には正電荷が充電され、負電源用コンデンサ１８ａの一端には負電荷が充電される。

換言すれば、動作モード３では、スイッチング素子３がオンされることで、充電状態の負電源バッファ用コンデンサ１３ａの一端と負電源用コンデンサ１８ａの他端とを電気的に接続して負電源用コンデンサ１８ａを充電させる第２の充電回路が形成される。この第２の充電回路は、オンされたスイッチング素子２を経由して負電源用コンデンサ１８ａを充電させる。本実施形態では、第２の充電回路は、負電源バッファ用コンデンサ１３ａ、逆流防止用ダイオード１１ａ、スイッチング素子２、負電源用コンデンサ１８ａ、及び整流用ダイオード１６ａを備える。

また、スイッチング素子２がオンすると、昇圧用コンデンサ９に充電された電荷は、インダクタ１０ａ、逆流防止用ダイオード１１ａ、スイッチング素子２及びグランドを経由する経路Ｗ８を通る。すなわち、昇圧用コンデンサ９に充電された電荷は、スイッチング素子２を経由する経路Ｗ８を通って放電されるため、インダクタ１０ａに電流Ｉ_Ｌが流れる。これにより、インダクタ１０ａにエネルギーが蓄積される。換言すれば、スイッチング素子２がオン状態に移行した場合には、昇圧用コンデンサ９に充電された電荷によりインダクタ１０ａにエネルギーを蓄積するエネルギー蓄積回路が形成される。

エネルギー蓄積回路は、少なくとも昇圧用コンデンサ９、インダクタ１０ａ及びスイッチング素子２を備える。本実施形態のエネルギー蓄積回路は、昇圧用コンデンサ９、インダクタ１０ａ、逆流防止用ダイオード１１ａ、及びスイッチング素子２を備える。

これにより、動作モード３から動作モード２に移行した場合には、負電源用コンデンサ１８ａは、動作モード２で充電された電荷を放電することになるため、スイッチング素子２のゲート端子に負電圧が印加される。これにより、スイッチング素子２はオフする。そして、スイッチング素子２がオフすると、昇圧用コンデンサ９の放電が停止されるため、インダクタ１０に流れる電流Ｉ_Ｌが減少する。その結果、インダクタ１０ａに起電圧ΔＶが発生して、電圧ＶＤＤが昇圧されることになる。

上述したように、本実施形態に係る電力変換器１は、スイッチング素子２を昇圧回路のスイッチング素子として用いる。具体的には、電力変換器１は、制御対象であるスイッチング素子２のスイッチングを制御することでインダクタ１０に起電圧を発生させる。そして、電力変換器１は、その起電圧を用いてスイッチング素子２を駆動するゲート電圧を所定の電圧に昇圧する。これにより、制御用電源５の電圧ＶＤＤよりも高い電圧をスイッチング素子２のゲート電圧に印加する場合に、新たなスイッチを設ける必要がない。したがって、電力変換器１は、従来と比較して、昇圧用のスイッチング素子を削減可能となる。そのため、低コストで上アーム用の駆動電圧を昇圧することができる。また、電力変換器１は、昇圧用のスイッチング素子のスイッチングを制御する制御装置を備える必要がない。したがって、電力変換器１の大型化を抑制し、且つ低コスト化を実現することができる。

また、本実施形態に係る電力変換器１は、昇圧された電圧により充電される負電源バッファ用コンデンサ１３と、スイッチング素子２のスイッチング動作により充電状態の負電源バッファ用コンデンサ１３から放電された電荷を充電することで負電圧を生成する負電源用コンデンサ１８とを備える。これにより、上アームのスイッチング素子２を確実にオフさせる場合に、新たな電源を追加することなく、負電圧を生成することができる。すなわち、電力変換器１は、片電源のみでスイッチング素子２の両電源駆動が可能となる。したがって、負電圧を印加する必要があるデバイス（例えば、ＧａＮデバイスやＳｉＣデバイス等）や負電圧を印加する事で高速駆動が可能となるデバイスをスイッチング素子２として採用する場合に、本実施形態における上アーム用駆動回路６ａを適用することで、新たな電源を追加することがない。そのため、実装部品のコストの削減や信頼性向上、及び実装面積低減が図れる。

上述の実施形態において、電力変換器１は、平滑用コンデンサ１４に充電される電荷が、入力容量２０を充電するために必要な電荷量よりも多ければ、電圧ＶＤＤを昇圧することができる。

なお、上述の実施形態において、電力変換器１は、動作モード１から動作モード２に移行した場合にも昇圧したが、負電源バッファ用コンデンサ１３や平滑用コンデンサ１４が既に充電されている場合には、動作モード１から動作モード２に移行しても昇圧されない。したがって、電力変換器１の動作が定常的になった場合には、負電源バッファ用コンデンサ１３や平滑用コンデンサ１４に電荷が充電されているため、電力変換器１は、動作モード２から動作モード３に移行した場合にのみ電圧ＶＤＤを昇圧することになる。

以上、この発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も含まれる。

上述の実施形態において、負電源用コンデンサ１８の両端の電圧を所定の電圧に制限する電圧制限部を備えてもよい。この所定の電圧は、スイッチング素子２のゲート端子に印加する負電圧のゲート電圧に相当する。したがって、この所定の電圧は、スイッチング素子２がオフされる場合のゲート電圧やスイッチング素子２のゲート端子の耐圧に基づいて設定される。例えば、電圧制限部は、ツェナーダイオードであって、ツェナーダイオードの降伏電圧が上記所定の電圧に相当する。

１電力変換器
２，３スイッチング素子
４負荷駆動用電源
６半導体スイッチング素子駆動回路
７制御信号発生部
８逆流防止用ダイオード
９昇圧用コンデンサ（第３のコンデンサ）
１０インダクタ
１１逆流防止用ダイオード
１２逆流防止用ダイオード
１３負電源バッファ用コンデンサ（第１のコンデンサ）
１４平滑用コンデンサ（第４のコンデンサ）
１５充放電制御部
１６整流用ダイオード
１７逆流防止用ダイオード
１８負電源用コンデンサ（第２のコンデンサ）

Claims

少なくとも一のスイッチング素子を備え、当該スイッチング素子のスイッチング動作により主電源からの電力を変換する電力変換器であって、
前記スイッチング動作により昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧された電圧により充電される第１のコンデンサと、
前記スイッチング動作により充電状態の前記第１のコンデンサから放電された電荷を充電することで負電圧を生成する第２のコンデンサと、
前記昇圧された電圧を前記スイッチング素子の制御端子に印加することにより前記スイッチング素子を導通状態に制御する導通用駆動回路と、
充電状態の前記第２のコンデンサを放電させることにより前記スイッチング素子の制御端子に前記負電圧を印加して前記スイッチング素子を遮断状態に制御する遮断用駆動回路と、を備え、
前記昇圧回路は、
インダクタと、
前記インダクタの一端に接続された第３のコンデンサと、
前記インダクタの他端に接続された第４のコンデンサと、
前記スイッチング素子が導通状態から遮断状態になることで前記インダクタに発生した起電圧と、前記第３のコンデンサが充電した電圧と、により前記第４のコンデンサを充電させる第１の充電回路と、
をさらに備えることを特徴とする電力変換器。
前記第１のコンデンサは、一端が前記インダクタの他端に接続され、他端が第２のコンデンサの一端に接続され、
前記導通用駆動回路は、前記スイッチング素子を導通状態に制御することにより、充電状態の前記第１のコンデンサの一端と前記第２のコンデンサの他端とを電気的に接続して前記第２のコンデンサを充電させる第２の充電回路を形成する
ことを特徴とする、請求項１に記載の電力変換器。
前記導通用駆動回路は、前記第４のコンデンサと前記スイッチング素子の制御端子とを接続することにより、前記第４のコンデンサに充電された電圧を前記制御端子に印加し、
前記遮断用駆動回路は、前記第２のコンデンサの一端と前記制御端子とを接続することにより前記負電圧を前記制御端子に印加する、
ことを特徴とする、請求項１に記載の電力変換器。
前記昇圧回路は、前記第３のコンデンサから放電された電荷を、導通状態の前記スイッチング素子を経由する経路で前記インダクタに供給することにより、前記インダクタにエネルギーを蓄積させるエネルギー蓄積回路をさらに備えることを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれか一項に記載の電力変換器。
前記スイッチング素子は、上アーム用の半導体スイッチング素子と下アーム用の半導体スイッチング素子とが直列接続されたスイッチングレグを備え、
前記スイッチング素子は、前記上アーム用の半導体スイッチング素子であることを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換器。