JP7130568B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、冷凍サイクルを有する空気調和機や熱源機等に搭載される電源装置に関する。

交流電源を昇圧する装置として、交流電圧を整流する整流回路とこの整流回路の出力電圧を昇圧する昇圧回路を備えた電源装置がある。冷凍サイクルを有する空気調和機や熱源機等では、このような電源装置を直流電源として使用し、その出力電圧を交流変換して圧縮機を駆動するインバータを備える。

上記昇圧回路は、リアクタ、オン時にこのリアクタを介して前記整流回路の出力端を短絡する第１スイッチ素子、この第１スイッチ素子のオフ時にリアクタから放出されるエネルギにより充電されるコンデンサ(キャパシタ)、このコンデンサからリアクタ側への逆流を防止する逆流防止用ダイオードを含み、第１スイッチ素子のオン，オフにより整流回路の出力電圧を昇圧して出力する。この逆流防止用ダイオードは、順方向に流れる電流に対して小さいながらも電圧降下を有する。この電圧降下は、昇圧回路の電力損失につながり、省エネルギー性の面で無視できない。

そこで、逆流防止用ダイオードよりも導通抵抗の小さい第２スイッチ素子を逆流防止用ダイオードに並列接続し、この第２スイッチ素子を第１スイッチ素子のオン時にオフして第１スイッチ素子のオフ時にオンするように第１スイッチ素子に対して相補的に動作させることにより、つまり第１スイッチ素子のオフ時は第２スイッチ素子をオンして逆流防止用ダイオードへの電流の流れをバイパスすることにより、逆流防止用ダイオードに順方向電流が流れる期間を縮小して逆流防止用ダイオードによる電力損失を低減する制御が採用される。

第１スイッチ素子および第２スイッチ素子として、通常、オン時に双方向に電流を流すことができる双方向性のＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が用いられる。この場合、第１スイッチ素子および第２スイッチ素子が同時にオンすると逆流防止用ダイオードをバイパスする経路で出力側にあるコンデンサから両スイッチ素子を通して短絡電流が流れてしまうため、いずれかのスイッチ素子をオフからオンに変化させる際には両スイッチが共にオフ状態となるいわゆるデッドタイムが確保される。このデッドタイムの期間だけ、リアクタから逆流防止用ダイオードを通る経路でコンデンサに電流が流れる。

ただし、第２スイッチ素子のターンオンに際し、第２スイッチ素子に流入する電流は素子本体を通るだけでなく寄生ダイオードにも分流し、この分流に伴い、寄生ダイオードに電荷（逆回復電荷）が蓄えられる。この状態で第２スイッチ素子がターンオフした後、第１スイッチ素子がターンオンすると、第２スイッチ素子の逆回復電荷による逆回復電流が第２スイッチ素子から第１スイッチ素子を通って流れる。この逆回復電流の発生は、結局は昇圧回路の電力損失を招くとともに、第１スイッチ素子および第２スイッチ素子のスイッチング速度の高速化を阻む大きな要因となる。さらに、逆回復電流が大きくなると各素子の破壊を招く恐れもある。

対策として、導通抵抗の小さい第３スイッチ素子（ＭＯＳＦＥＴ）をリアクタと第２スイッチ素子との間の通電路に挿入し、その第３スイッチ素子と第２スイッチ素子との直列回路に高速還流ダイオードを並列接続する構成の高効率スイッチング回路が採用される。この高効率スイッチング回路により、デッドタイムにおいて、第２スイッチ素子の寄生ダイオードへの通流を防止し、逆回復電流を抑制する。更なる効率向上のため、電圧印加回路を設け、デッドタイム中に第２スイッチ素子に逆電圧を印加して同スイッチ素子における電圧依存性のある容量成分を低減させ、第１スイッチ素子のターンオン時のスイッチング損失を抑制する回路も考えられている。

特開２０１５－１５６７９５号公報

しかしながら、整流回路から昇圧回路に流入する電流が増加したり、温度上昇すると、第２スイッチ素子の寄生ダイオードに電流が流れ易くなる。この場合、第２スイッチ素子のターンオンに際し、第２スイッチ素子の寄生ダイオードに分流する電流によって寄生ダイオードに残る電荷が増えて逆回復電流が発生してしまう。電圧印加回路を設けた場合は、寄生ダイオードの残留電荷の解消に寄与するが、さらに寄生ダイオードに流れる電流が増加すると、電圧印加回路を設けても、容量成分の低減及び寄生ダイオードの残留電荷の解消ができなくなり、最終的に逆回復電流を抑制できなくなる。

本発明の実施形態の目的は、逆回復電流の発生を防止することができる電源装置を提供することである。

請求項１の電源装置は、交流電圧を整流する整流回路と；リアクタ、オン時にこのリアクタを介して前記整流回路の出力端を短絡する第１スイッチ素子、この第１スイッチ素子のオフ時に前記リアクタから放出されるエネルギにより充電されるコンデンサ、このコンデンサへの通電路に設けられた低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴの直列回路、この直列回路に並列接続されたダイオードを含み、前記第１スイッチ素子のスイッチングとそのスイッチングとは逆位相の前記低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより前記整流回路の出力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と；この昇圧回路の出力電圧を交流変換して負荷へ供給するインバータと；前記リアクタに流れる電流のピーク値が閾値以上の場合に、前記昇圧回路の出力が供給される負荷の消費電力を低減する制御手段と；を備える。前記閾値は、前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに逆回復電流が流れない値に設定した。

第１実施形態の構成を示すブロック図。 第１実施形態の通常時のリアクタ電流の波形を示す図。 各実施形態の高効率スイッチング回路オン時の電流の流れを示す図。 各実施形態のデッドタイムにおける電流の流れを示す図。 各実施形態のプリチャージ時の電流の流れを示す図。 各実施形態の短絡用のＭＯＳＦＥＴオン時の電流の流れを示す図。 第１実施形態におけるリアクタ電流のピーク値の上昇を示す図。 図７のリアクタ電流により生じる逆回復電流を示す図。 第１実施形態の制御を示すフローチャート。 第１実施形態におけるリアクタ電流と出力周波数Ｆとの関係を示す図。 第２実施形態の要部の構成を示すブロック図。 第２実施形態の高耐圧ＭＯＳＦＥＴの通常温度域における逆方向通流特性を示す図。 第２実施形態の高耐圧ＭＯＳＦＥＴの高温度域における逆方向通流特性を示す図。 第４実施形態の要部の構成を示すブロック図。

［１］第１実施形態
冷凍サイクルを有する空気調和機に搭載される電源装置を例に説明する。
図１に示すように、３相交流電源１にダイオードブリッジの全波整流回路２が接続され、その全波整流回路２の出力端に昇圧回路１０が接続されている。

昇圧回路１０は、全波整流回路２の正側出力端(＋)に一端が接続されたリアクタ１１、このリアクタ１１の他端と全波整流回路２の負側出力端(－)との間に接続された短絡用の第１スイッチたとえばＭＯＳＦＥＴ１２、このＭＯＳＦＥＴ１２のオフ時にリアクタ１１から放出されるエネルギにより充電される電解コンデンサ（キャパシタ）１８、この電解コンデンサ１８への通電路に設けられた低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の直列回路、この直列回路に並列接続された高速還流ダイオード（還流ダイオード）１６を含み、ＭＯＳＦＥＴ１２のスイッチングとそのスイッチングとは逆位相の低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５のスイッチングにより、全波整流回路２の出力電圧を昇圧して出力する（昇圧モード）。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ１２が、オン時にはリアクタを介して整流回路の出力端を短絡する。その後、ＭＯＳＦＥＴ１２のオフ時にリアクタ１１から放出されるエネルギによりコンデンサ１８が充電され、昇圧される。この際の昇圧電圧は、ＭＯＳＦＥＴ１２のオン,オフデューティーで調整される。

なお、昇圧回路１０は、後述するように、すべてのＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１５をオフして、全波整流回路２の出力電圧を昇圧せずに出力する非昇圧モードも備えている。なお、この非昇圧モードにおいて、ＭＯＳＦＥＴ１２はオフさせるが、ＭＯＳＦＥＴ１４,１５をオンさせて、できるだけダイオード１６に流れる電流を減らし、効率を向上させてもよい。

ＭＯＳＦＥＴ１２は、オン時にドレイン・ソース間の双方向に電流が流れる素子本体とこの素子本体に逆並列接続された寄生ダイオード（ボディーダイオードともいう）１２ｄを含むスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴであり、制御部３０から供給される駆動信号Ｓ１によってオン，オフ駆動される。

低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４は、オン時にドレイン・ソース間の双方向に電流が流れる素子本体とこの素子本体に逆並列接続された寄生ダイオード１４ｄを含み、制御部３０から供給される駆動信号Ｓ２によってオン，オフ駆動される。高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５は、オン時にドレイン・ソース間の双方向に電流が流れる素子本体とこの素子本体に逆並列接続された寄生ダイオード１５ｄを含み、制御部３０から供給される上記駆動信号Ｓ２により低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４と同期してオン，オフ駆動される。高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の本体素子の導通抵抗は、寄生ダイオード１５ｄの順方向の導通抵抗よりも小さい。

低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の直列回路は、低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５をそれぞれの極性が互いに逆向きとなる状態に直列接続したものである。低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５のオン時の導通抵抗は、高速還流ダイオード１６の順方向の導通抵抗より小さい。

低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５、および高速還流ダイオード１６により、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄの残留電荷による逆回復電流を抑制する高効率スイッチング回路１３が構成される。この低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５は同期してオン，オフされるものである。そして、高効率スイッチング回路１３において、低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４と並列にプリチャージ回路（電荷注入手段）１７が接続されている。プリチャージ回路１７は、直流電源１７ａ、半導体スイッチ１７ｓ、および逆流防止用ダイオード１７ｄの直列接続により構成され、すべてのＭＯＳＦＥＴ１２、１４、１５が共にオフとなるデッドタイムにおいて半導体スイッチ１７ｓが一時的にオンすることで、直流電源１７ａから半導体スイッチ１７ｓ、逆流防止用ダイオード１７ｄ、および高速還流ダイオード１６を通して高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５に逆電圧を印加し、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の容量成分を低減させる。これにより、ＭＯＳＦＥＴ１２がオンする際のターンオン損失を低下させる。

以上のような昇圧回路１０の出力端である電解コンデンサ１８の両端にインバータ２０が接続されている。インバータ２０は、昇圧回路１０の出力電圧をスイッチングにより所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧を負荷である圧縮機モータ２１の駆動電力として出力する。圧縮機モータ２１は、圧縮機２２を駆動するブラシレスＤＣモータである。

圧縮機２２は、冷媒を吸込んで圧縮し吐出する。この圧縮機２２の冷媒吐出口に四方弁２３を介して室外熱交換器２４の一端が接続され、その室外熱交換器２４の他端が膨張弁２５を介して室内熱交換器２６の一端に接続される。室内熱交換器２６の他端は、四方弁２３を介して圧縮機２２の冷媒吸込口に接続される。これら圧縮機２２、四方弁２３、室外熱交換器２４、膨張弁２５、室内熱交換器２６により、空気調和機のヒートポンプ式冷凍サイクルが構成されている。冷房時は、図示矢印の方向に冷媒が流れ、室外熱交換器２４が凝縮器として機能し室内熱交換器２６が蒸発器として機能する。暖房時は、四方弁２３の流路が切換わることにより冷房時と逆の方向に冷媒が流れ、室内熱交換器２６が凝縮器として機能し室外熱交換器２４が蒸発器として機能する。

昇圧回路１０におけるリアクタ１１と高効率スイッチング回路１３との間の通電路に流れる電流、すなわちリアクタ１１に流れる電流（リアクタ電流ともいう）Ｉｒを検知する電流センサ１９が配置されている。また、インバータ２０と圧縮機モータ２１との間の通電路に、圧縮機モータ２１に流れる電流（相巻線電流）を検知する電流センサ２７が配置されている。これら電流センサ１９，２７の検知結果が制御部３０に通知されるとともに、昇圧回路１０の出力電圧（電解コンデンサ１８の電圧）が制御部３０で検出される。

制御部３０は、マイクロコンピュータおよびその周辺回路からなり、主要な機能として次の第１～第３制御手段を有する。

第１制御手段は、昇圧回路１０の出力電圧が目標値となるように昇圧回路１０のスイッチングをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する。とくに、第１制御手段は、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフからオンに切換わる前にＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオンからオフに切換わるように、つまりＭＯＳＦＥＴ１２がオフからオンに切換わるタイミングとＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオンからオフに切換わるタイミングとの間にＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１５が共にオフ状態となるデッドタイムが確保されるように、かつＭＯＳＦＥＴ１２がオンからオフに切換わった後でＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオフからオンに切換わるように、つまりＭＯＳＦＥＴ１２がオンからオフに切換わるタイミングとＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオフからオンに切換わるタイミングとの間にＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１５が共にオフ状態となるデッドタイムが確保されるように、駆動信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

第２制御手段は、電流センサ２７の検知電流（モータ電流）から圧縮機モータ２１の速度（回転速度）を推定し、その推定速度が空調負荷の大きさに対応する目標速度となるように、インバータ２０の出力周波数Ｆを制御するとともに昇圧回路１０の昇圧モードと非昇圧モードを切換える。具体的には、インバータ２０の出力周波数Ｆが低い場合、すなわち圧縮機モータ２１の速度が低い場合には、非昇圧モードで運転することで昇圧回路１０中のすべてのＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１５をオフしてこれらの素子のスイッチングに伴う損失を低減する。この場合、昇圧回路１０は動作せず、全波整流された直流電圧がコンデンサ１８に供給される。一方、インバータ２０の出力周波数Ｆが高い場合、すなわち圧縮機モータ２１の速度が高い場合には、昇圧回路１０を昇圧モードとして、直流電圧を昇圧することで、圧縮機モータ２１であるＤＣブラシレスモータの誘起電圧に打ち勝って圧縮機モータ２１を高速回転させることを可能とする。昇圧モード中の昇圧回路１０の出力電圧の目標値は、インバータ２０の出力電流または出力周波数Ｆの目標値等に基づき決定され、通常、インバータ２０の出力が大きくなれば、昇圧電圧が高くなるように設定される。

第３制御手段は、昇圧回路１０の昇圧モードにおいてリアクタ電流Ｉｒのピーク値が閾値Ｉｒｓ以上の場合に、昇圧回路１０の出力が供給される負荷の消費電力を低減する。負荷の消費電力の低減は、上記第２制御手段により制御されるインバータ２０の出力周波数Ｆを所定値ΔＦだけ一定時間ｔ１にわたり強制的に低下させることで実現する。ここで、閾値Ｉｒｓは、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄに逆回復電流が流れない値に設定している。

上記全波整流回路２、昇圧回路１０、高効率スイッチング回路１３、プリチャージ回路１７、電流センサ１９、インバータ２０、電流センサ２７、制御部３０などにより、本実施形態の電源装置が構成されている。

つぎに、上記のように構成された電源装置の動作について説明する。
リアクタ電流Ｉｒは、３相交流電源１の各相電圧に歪や不平衡がない通常時、図２に示すように、各相電圧の変化に合わせて脈動しながら、ＭＯＳＦＥＴ１２のオン，オフに伴い細かく振動する波形となる。

昇圧回路１０の昇圧モードの動作を図３～図６を参照しながら説明する。
［ＭＯＳＦＥＴ１４，１５オン］
ＭＯＳＦＥＴ１２がオンからオフへの変化に続いて設けられる後述のデッドタイムの経過後にＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオンする時、図３に示すように、リアクタ１１に蓄えられたエネルギによるリアクタ電流Ｉｒがリアクタ１１から低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４の本体素子および高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の本体素子を通って電解コンデンサ１８に流れ、その電解コンデンサ１８を経た電流が全波整流回路２の負側出力端(－)に向かって流れる。これにより、電解コンデンサ１８が充電される。高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の本体素子の導通抵抗は寄生ダイオード１５ｄの順方向の導通抵抗よりも小さいので、通常の状態においては高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５に流入する電流は、すべて高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の本体素子を通って流れる。

［デッドタイム］
続いて、ＭＯＳＦＥＴ１２がオフしたままＭＯＳＦＥＴ１４，１５がターンオフすると、つまりＭＯＳＦＥＴ１４，１５オン時からデッドタイムに移ると、図４に示すように、リアクタ１１に蓄えられたエネルギに基づくリアクタ電流ＩｒがＭＯＳＦＥＴ１４，１５を通る経路から高速還流ダイオード１６を順方向に通る経路に変化する。

［プリチャージ］
デッドタイム中の所定のタイミングで、図５に示すようにプリチャージ回路１７の半導体スイッチ１７ｓがオンする。半導体スイッチ１７ｓがオンすると、直流電源１７ａから半導体スイッチ１７ｓ、逆流防止用ダイオード１７ｄ、および高速還流ダイオード１６を介して高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５に逆電圧が印加される。この電圧印加により、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の容量成分を低下させる。半導体スイッチ１７ｓは、デッドタイム中に一時的にオンするだけで、デッドタイムが終了する前にオフする。

［ＭＯＳＦＥＴ１２オン］
デッドタイムが終了し、ＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオフしたままＭＯＳＦＥＴ１２がターンオンすると、図６に示すように、全波整流回路２の正側出力端(＋)からリアクタ１１に電流が流れ、そのリアクタ１１を経た電流がＭＯＳＦＥＴ１２の本体素子を通って全波整流回路２の負側出力端(－)に流れる。リアクタ１１にエネルギが蓄えられる。

［デッドタイム］
続いて、ＭＯＳＦＥＴ１２がターンオフすると、各素子の短絡を防止するためにＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオンする前に一時的にすべてのＭＯＳＦＥＴ１２，１４，１５がオフの状態となるデッドタイムに移り、このデッドタイム終了後にＭＯＳＦＥＴ１４，１５がオンに変化する。こちらのデッドタイムでは、プリチャージ回路１７の半導体スイッチ１７ｓは動作せず、オフ状態のままである。

［リアクタ電流Ｉｒの上昇］
３相交流電源１の各相電圧に歪や不平衡が生じると、図７に示すように、リアクタ電流Ｉｒ(瞬時値)のピーク値が大きく上昇することがある。また、圧縮機モータ２１の負荷が極端に重くなると、リアクタ電流Ｉｒのピーク値が通常よりも大きくなる。このようにリアクタ電流Ｉｒが大きく増加すると、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５に流入する電流の一部が寄生ダイオード１５ｄにも分流して流れるようになり、寄生ダイオード１５ｄに電荷が蓄えられる。この場合、デッドタイム中に高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５に逆電圧を印加するプリチャージ回路１７が、寄生ダイオード１５ｄの電荷を解消する電荷注入手段としても機能することになる。すなわち、寄生ダイオード１５ｄに蓄えられた電荷が少なければ、プリチャージ回路１７による逆電圧印加によって寄生ダイオード１５ｄの電荷を解消して、逆回復電流の発生を防止できる。

しかしながら、寄生ダイオード１５ｄに蓄えられた電荷が多い場合には、プリチャージ回路１７からの電荷の注入が不足し、寄生ダイオード１５ｄに残る電荷を打ち消すことができないままデッドタイムが終わってＭＯＳＦＥＴ１２がオンに移ることになる。この場合には、図８に示すように、全波整流回路２の正側出力端(＋)からリアクタ１１に電流が流れ、そのリアクタ１１を経た電流がＭＯＳＦＥＴ１２の本体素子を通って全波整流回路２の負側出力端(－)に流れる。これと同時に、寄生ダイオード１５ｄに残る電荷に基づく逆回復電流が寄生ダイオード１５ｄから低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４の寄生ダイオード１４ｄを順方向に通り、さらにＭＯＳＦＥＴ１２の本体素子に流れる。このような逆回復電流が流れている間、寄生ダイオード１５ｄの本来の逆流防止機能が働かないため、電解コンデンサ１８の正側端子から寄生ダイオード１５ｄ、寄生ダイオード１４ｄ、ＭＯＳＦＥＴ１２を通って電解コンデンサ１８の負側端子へと大きな短絡電流が流れる。

このような逆回復電流の発生は、電力損失を招くとともに、大きな短絡電流が発生したり、短絡電流の発生が繰り返されたりすると、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５、低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４、ＭＯＳＦＥＴ１２が破壊されてしまうこともある。通常は高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５が一番初めに破壊される。

［制御部３０の制御］
制御部３０は、このような逆回復電流および短絡電流を防ぐため、図９のフローチャートに示す制御を実行する。フローチャート中のステップＳ１，Ｓ２…については、単にＳ１，Ｓ２…と略称する。

圧縮機２２の運転中、制御部３０は、電流センサ２７により検知されるモータ電流から圧縮機モータ２１の速度（回転速度）を推定し、その推定速度が空調負荷の大きさに対応する目標速度となるように、インバータ２０の出力周波数Ｆを制御するとともに昇圧回路１０の昇圧モードと非昇圧モードを切換える（Ｓ１）。

昇圧回路１０が昇圧モードの場合、制御部３０は、電流センサ１９により検知されるリアクタ電流Ｉｒのピーク値が閾値Ｉｒｓ以上であるか否かを判定する（Ｓ２）。リアクタ電流Ｉｒのピーク値が閾値Ｉｒｓ未満の場合（Ｓ２のＮＯ）、制御部３０は、上記Ｓ１の処理を繰り返す。

３相交流電源１の各相電圧に歪や不平衡が生じるなどして、図１０に示すようにリアクタ電流Ｉｒのピーク値が閾値Ｉｒｓ以上に上昇した場合（Ｓ２のＹＥＳ）、制御部３０は、インバータ２０の出力周波数Ｆを所定値ΔＦだけ強制的に低下させる（Ｓ４）。この出力周波数Ｆの低下により、圧縮機モータ２１の速度が低下して圧縮機モータ２１の消費電力が低減し、この消費電力の低減に伴い全波整流回路２から昇圧回路１０への入力電流が低下する。この入力電流の低下に伴い、リアクタ電流Ｉｒが低下する。

出力周波数Ｆの低下に伴い、制御部３０は、タイムカウントｔを開始し（Ｓ５）、そのタイムカウントｔが一定時間ｔ１に達したかどうかを監視する（Ｓ６）。タイムカウントｔが一定時間ｔ１に満たない場合（Ｓ６のＮＯ）、制御部３０は、上記Ｓ５に戻ってタイムカウントｔを継続する。タイムカウントｔが一定時間ｔ１に達した場合（Ｓ６のＹＥＳ）、制御部３０は、インバータ２０の出力周波数Ｆを空調負荷に応じて制御する上記Ｓ１の処理に戻る。

このように、リアクタ電流Ｉｒのピーク値が閾値Ｉｒｓ以上に上昇した場合はインバータ２０の出力周波数Ｆを低下させ、これにより圧縮機モータの消費電力を低減することにより、リアクタ電流Ｉｒのピーク値を抑えて高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄへ分流する電流をなくす、もしくはその量を減らすことができる。リアクタ電流Ｉｒのピーク値を低くして寄生ダイオード１５ｄへ分流する電流をなくせば、逆回復電流の発生は防止できる。また、寄生ダイオード１５ｄへ分流する電流の量を低い範囲に抑えれば、寄生ダイオード１５ｄに蓄えられる電荷の量をプリチャージ回路１７による逆電圧印加によって解消できる電荷量と同じまたはそれより少ない状態に抑制することができ、これにより寄生ダイオード１５ｄに残る電荷をデッドタイム中の電荷の注入によって十分に打ち消すことができる。この打ち消しにより、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄから低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４の寄生ダイオード１４ｄを通ってＭＯＳＦＥＴ１２の本体素子へと流れる逆回復電流の発生を回避できる。逆回復電流が発生しないので、電解コンデンサ１８の正側端子から高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５、低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４、ＭＯＳＦＥＴ１２を通って電解コンデンサ１８の負側端子へと流れる大きな短絡電流の発生を回避できる。この回避により、ＭＯＳＦＥＴ１２、１４、１５の破壊を防ぐことができる。

［２］第２実施形態
第２実施形態では、図１１に示すように、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の温度Ｔを検知する温度センサ３１が高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の近傍に配置され、その温度センサ３１の検知温度Ｔが制御部３０に通知される。

制御部３０の第１～第３制御手段のうち、第３制御手段のみが第１実施形態と異なる。
すなわち、第３制御手段は、温度センサ３１の検知温度Ｔが設定値Ｔｓ以上の場合に、昇圧回路１０の出力が供給される負荷の消費電力を低減する。負荷の消費電力の低減は、第２制御手段により制御されるインバータ２０の出力周波数Ｆを所定値ΔＦだけ一定時間ｔ１にわたり強制的に低下させることで実現する。設定値Ｔｓは、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄに逆回復電流が流れない値に設定している。

ＭＯＳＦＥＴ１４、１５オン時にＭＯＳＦＥＴ１５に流れる電流ＩｓとＭＯＳＦＥＴ１５のソース・ドレイン間に生じる電圧Ｖｓｄとの関係いわゆる逆方向通流特性を図１２および図１３に示す。図１２は高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の温度Ｔが所定値（例えば４５℃）未満の通常温度域にあるときの逆方向通流特性、図１３はＭＯＳＦＥＴ１５の温度Ｔが所定値以上の高温度域にあるときの逆方向通流特性である。

通常温度域では、電流Ｉｓが所定値Ｉｓ２未満の領域において電流Ｉｓのすべてが高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の素子本体に流れ、電流Ｉｓが所定値Ｉｓ２以上の領域において電流Ｉｓが素子本体に流れる電流Ｉmosと寄生ダイオード１５ｄに流れる電流Ｉｄとに分かれる。

高温度域では、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の素子本体の導通抵抗が増加し、ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄの順方向の導通抵抗が減少するため、電流Ｉｓが上記所定値Ｉｓ２より低い所定値Ｉｓ１（＜Ｉｓ２）未満の領域において電流Ｉｓのすべてが高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の素子本体に流れ、電流Ｉｓが所定値Ｉｓ１以上の領域において電流Ｉｓが素子本体に流れる電流Ｉmosと寄生ダイオード１５ｄに流れる電流Ｉｄとに分かれる。つまり、高温度域では、ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄに電流が流れ易くなり、逆回復電流が発生し易くなる。そこで、制御部３０は、温度センサ３１の検知温度Ｔが設定値Ｔｓ以上の場合に、インバータ２０の出力周波数Ｆを所定値ΔＦだけ一定時間ｔ１にわたり強制的に低下させる。

インバータ２０の出力周波数Ｆを低下させ、これにより圧縮機モータの消費電力を低減することにより、リアクタ電流Ｉｒが低下する。リアクタ電流Ｉｒが低下するので、寄生ダイオード１５ｄへ分流する電流を減らすことができる。寄生ダイオード１５ｄへ分流する電流が減るので、寄生ダイオード１５ｄに蓄えられる電荷の量をプレチャージ回路１７による電荷の注入量と同じまたはそれより少ない状態に抑制することができる。この抑制により、寄生ダイオード１５ｄに残る電荷をデッドタイム中の電荷の注入によって打ち消すことができる。よって、逆回復電流の発生を回避できる。
他の構成および効果は第１実施形態と同じである。よって、その説明は省略する。

［３］第３実施形態。
第３実施形態では、制御部３０の第１～第３制御手段のうち、第３制御手段のみが第１実施形態と異なる。
すなわち、第３制御手段は、昇圧回路１０の昇圧モードにおいてリアクタ電流Ｉｒのピーク値が閾値Ｉｒｓ以上でかつ温度センサ３１の検知温度Ｔが設定値Ｔｓ以上の場合に、昇圧回路１０の出力が供給される負荷の消費電力を低減する。負荷の消費電力の低減は、インバータ２０の出力周波数Ｆを所定値ΔＦだけ一定時間ｔ１にわたり強制的に低下させることで実現する。

リアクタ電流Ｉｒのピーク値が閾値Ｉｒｓ以上となる現象、および温度センサ３１の検知温度Ｔが設定値Ｔｓ以上となる現象のうち、一方の現象が生じただけでは高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５、低耐圧ＭＯＳＦＥＴ１４、ＭＯＳＦＥＴ１２の破壊に直ちにつながるわけではないので、両方の現象が共に生じた場合のみ出力周波数Ｆを低下させるようにしている。これにより、空調能力の低下を最小限に留めることができる。
他の構成および効果は第１および第２実施形態と同じである。よって、その説明は省略する。

［４］第４実施形態
第４実施形態では、図１４に示すように、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の両端に電圧センサ３２が接続され、その電圧センサ３２の検知電圧Ｖが制御部３０に通知される。さらに、制御部３０の第１～第３制御手段のうち、第３制御手段のみが第１実施形態と異なる。
すなわち、第３制御手段は、電圧センサ３２の検知電圧Ｖが所定値Ｖｓ以上の場合に、昇圧回路１０の出力が供給される負荷の消費電力を低減する。負荷の消費電力の低減は、インバータ２０の出力周波数Ｆを所定値ΔＦだけ一定時間ｔ１にわたり強制的に低下させることで実現する。

寄生ダイオード１５ｄに電荷が残っていると、逆回復電流が流れる。このとき、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の両端に大きな電圧いわゆる逆回復サージ電圧が生じ、電圧センサ３２の検知電圧Ｖが所定値Ｖｓ以上となる。
電圧センサ３２の検知電圧Ｖが所定値Ｖｓ以上に上昇した場合、制御部３０は、インバータ２０の出力周波数Ｆを所定値ΔＦだけ一定時間ｔ１にわたり強制的に低下させる。

インバータ２０の出力周波数Ｆを低下させ、これにより圧縮機モータの消費電力を低減することにより、リアクタ電流Ｉｒが低下する。このリアクタ電流Ｉｒの低下により、寄生ダイオード１５ｄへ分流する電流の量が減少し、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄに蓄えられる電荷の量が電荷注入回路１７による電荷の注入量と同じまたはそれより少ない状態に抑制される。したがって、一回は逆回復電流が流れても、それ以降の逆回復電流の発生を回避できる。

高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード１５ｄは本体チップ内に形成されるため、寄生ダイオード１５ｄへの電流の流れ具合を直接的に検知することはできないが、高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の両端電圧Ｖから逆回復現象の発生を検出することができる。
他の構成および効果は第１実施形態と同じである。よって、その説明は省略する。

［５］変形例
以上の実施形態においては、プリチャージ回路１７を備えた昇圧回路１０を用いて説明したが、プリチャージ回路１７を備えない昇圧回路においても同様に適用することができる。なお、プリチャージ回路１７を備える場合には、この回路が寄生ダイオード１５ｄに蓄積される電荷を低減する電荷注入手段としても機能するため、逆回復電流の発生を少し抑制する効果がある。このため、プリチャージ回路１７を備えない昇圧回路においては、第１実施形態～第３実施形態においては、より低いリアクタ電流や高耐圧ＭＯＳＦＥＴ１５の温度においてリアクタ電流の抑制動作を開始する必要がある。具体的には、リアクタ電流の閾値Ｉｒｓや温度の設定値Ｔｓを低めに設定することになる。実際には、リアクタ電流の閾値Ｉｒｓや温度の設定値Ｔｓは、昇圧回路１０において、逆回復電流が発生しない範囲においてできるだけ大きい値を選定することが望ましい。

上記各実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…３相交流電源、２…全波整流回路、１０…昇圧回路、１１…リアクタ、１２…ＭＯＳＦＥＴ（第１スイッチ素子）、１３…高効率スイッチング回路、１４…低耐圧ＭＯＳＦＥＴ、１４ｄ…ＭＯＳＦＥＴ１４の寄生ダイオード、１５…高耐圧ＭＯＳＦＥＴ、１５ｄ…ＭＯＳＦＥＴ１５の寄生ダイオード、１６…高速還流ダイオード（還流ダイオード）、１７…プリチャージ回路（電荷注入手段）、１７ａ…直流電源、１７ｓ…半導体スイッチ、１７ｄ…逆流防止用ダイオード、１８…電解コンデンサ（コンデンサ）、１９…電流センサ、２０…制御部、３１…温度センサ、３２…電圧センサ

Claims (7)

1. 交流電圧を整流する整流回路と、
   リアクタ、オン時にこのリアクタを介して前記整流回路の出力端を短絡する第１スイッチ素子、この第１スイッチ素子のオフ時に前記リアクタから放出されるエネルギにより充電されるコンデンサ、このコンデンサへの通電路に設けられた低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴの直列回路、この直列回路に並列接続されたダイオードを含み、前記第１スイッチ素子のスイッチングとそのスイッチングとは逆位相の前記低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより前記整流回路の出力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
   前記リアクタに流れる電流のピーク値が閾値以上の場合に、前記昇圧回路の出力が供給される負荷の消費電力を低減する制御手段と、
   を備え、
   前記閾値は、前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに逆回復電流が流れない値に設定した
   ことを特徴とする電源装置。
2. 交流電圧を整流する整流回路と、
   リアクタ、オン時にこのリアクタを介して前記整流回路の出力端を短絡する第１スイッチ素子、この第１スイッチ素子のオフ時に前記リアクタから放出されるエネルギにより充電されるコンデンサ、このコンデンサへの通電路に設けられた低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴの直列回路、この直列回路に並列接続されたダイオードを含み、前記第１スイッチ素子のスイッチングとそのスイッチングとは逆位相の前記低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより前記整流回路の出力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
   前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴの温度が設定値以上の場合に、前記昇圧回路の出力が供給される負荷の消費電力を低減する制御手段と、
   を備え、
   前記設定値は、前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに逆回復電流が流れない値に設定した
   ことを特徴とする電源装置。
3. 交流電圧を整流する整流回路と、
   リアクタ、オン時にこのリアクタを介して前記整流回路の出力端を短絡する第１スイッチ素子、この第１スイッチ素子のオフ時に前記リアクタから放出されるエネルギにより充電されるコンデンサ、このコンデンサへの通電路に設けられた低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴの直列回路、この直列回路に並列接続されたダイオードを含み、前記第１スイッチ素子のスイッチングとそのスイッチングとは逆位相の前記低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより前記整流回路の出力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
   前記リアクタに流れる電流のピーク値が閾値以上でかつ前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴの温度が設定値以上の場合に、前記昇圧回路の出力が供給される負荷の消費電力を低減する制御手段と、
   を備え、
   前記閾値は、前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに逆回復電流が流れない値に設定し、
   前記設定値は、前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに逆回復電流が流れない値に設定した
   ことを特徴とする電源装置。
4. 交流電圧を整流する整流回路と、
   リアクタ、オン時にこのリアクタを介して前記整流回路の出力端を短絡する第１スイッチ素子、この第１スイッチ素子のオフ時に前記リアクタから放出されるエネルギにより充電されるコンデンサ、このコンデンサへの通電路に設けられた低耐圧スイッチ素子及び高耐圧スイッチ素子の直列回路、この直列回路に並列接続されたダイオードを含み、前記第１スイッチ素子のスイッチングとそのスイッチングとは逆位相の前記低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴのスイッチングにより前記整流回路の出力電圧を昇圧して出力する昇圧回路と、
   前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴの両端電圧が所定値以上の場合に、前記昇圧回路の出力が供給される負荷の消費電力を低減する制御手段と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
5. 前記直列回路は、前記低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴをそれぞれの極性が互いに逆向きとなる状態に直列接続したもので、その低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び高耐圧ＭＯＳＦＥＴのオン時の導通抵抗が前記還流ダイオードの順方向の導通抵抗より小さい、
   ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電源装置。
6. 前記第１スイッチ素子のスイッチングおよび前記低耐圧ＭＯＳＦＥＴ及び前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴのスイッチングが共にオフとなるデッドタイムにおいて、前記高耐圧ＭＯＳＦＥＴに逆電圧を印加するプリチャージ手段を備えたことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電源装置。
7. 前記負荷は、前記昇圧回路の出力電圧を交流変換するインバータに接続され、
   前記制御手段は、前記インバータの出力を低下させることで前記負荷の消費電力を低減する
   ことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の電源装置。

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