JP2021145517A - 電源装置およびモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源装置およびモータ駆動装置を提供する。【解決手段】平滑回路は、第１コンデンサ、第１ダイオード、第１電流制限素子、第２コンデンサ、第２ダイオード、第３ダイオードを含み、全波整流回路の全波整流電圧を平滑する。この平滑回路における第１電流制限素子と第２コンデンサとの接続間に通電制御用のスイッチ素子を設け、このスイッチ素子に第２電流制限素子を並列接続する。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、交流電源の電圧を全波整流し、この全波整流電圧をバレーフィル回路で平滑して負荷へ供給する電源装置およびこの電源装置を備えたモータ駆動装置に関する。

交流電源の電圧を全波整流し、この全波整流電圧（脈動する直流電圧）を平滑回路である力率改善用のバレーフィル回路で平滑して負荷へ供給する電源装置が知られている。バレーフィル回路は、全波整流電圧を２つのコンデンサに分圧して充電し、この両コンデンサの電圧を全波整流電圧の脈動レベルに応じて放電することにより、全波整流電圧をその脈動レベルの谷間（低レベル期間）を埋めるように平滑するもので、両コンデンサのほかに、交流電源から両コンデンサへの充電路および両コンデンサから負荷への放電路を形成する複数のダイオードを有する。

このようなバレーフィル回路を有する電源装置では、負荷の消費電力が増えると、バレーフィル回路の両コンデンサに流れる電流（充電電流）が増え、それに伴い電源装置への入力電流の波形に歪みが生じ、それが電源装置から交流電源側に流出する高調波電流の増加につながる。対策として、バレーフィル回路の両コンデンサへの充電路に抵抗器などの電流制限素子が配置される。また、バレーフィル回路に電流制限素子を配置した場合、電解コンデンサ初期充電時の電流も制限されるため、突入電流防止回路が不要となる。

ただし、消費電力が大きい例えば空調用の圧縮機モータを負荷とする電源装置の場合、電流制限素子を設けても、バレーフィル回路の両コンデンサに大きな電流（充電電流）が流れる。結局は電源装置への入力電流波形に大きな歪みが生じ、高調波電流の抑制が困難になる。電流制限素子の抵抗を大きくすることも考えられるが、そうすると電流制限素子の発熱量が無視できない状態に増えてしまう。発熱量が増えると、消費電力が増加して電源装置の効率が低下するという課題もある。

この課題への対処として、バレーフィル回路の両コンデンサへの充電路にスイッチ素子を設け、このスイッチ素子のオン,オフにより充電電流を制限する構成の採用が考えられる。

特開2016-072208号公報

しかしながら、スイッチ素子のオン，オフにより充電電流を制限する構成では、電源投入による両コンデンサの初回充電に際し、電圧が下がった状態の両コンデンサに大きな突入電流が流れる。突入電流が流れると、バレーフィル回路の出力電圧（直流電圧）が過上昇（オーバーシュート）する。このため、バレーフィル回路を構成するコンデンサなどの電気部品として定格電圧の高いものを採用する必要がある。これは、コストの上昇につながる。

本発明の実施形態の目的は、平滑回路のコンデンサに流れる電流を制限しながら、出力電圧の過上昇を防ぐことができる電源装置およびモータ駆動装置を提供することである。

請求項１の電源装置は、全波整流回路、平滑回路、スイッチ素子、第２電流制限素子、および制御手段を備える。上記全波整流回路は、交流電源の電圧を全波整流する。上記平滑回路は、上記全波整流回路の正側出力端に一端が接続された第１コンデンサ、この第１コンデンサの他端にアノードが接続された第１ダイオード、この第１ダイオードのカソードに一端が接続された第１電流制限素子、この第１電流制限素子の他端に一端が接続され上記全波整流回路の負側出力端に他端が接続された第２コンデンサ、上記全波整流回路の負側出力端にアノードが接続され上記第１コンデンサの他端にカソードが接続された第２ダイオード、上記第２コンデンサの一端にアノードが接続され上記全波整流回路の正側出力端にカソードが接続された第３ダイオードを含み、上記全波整流回路の全波整流電圧を平滑する。上記スイッチ素子は、上記第１電流制限素子と上記第２コンデンサとの接続間に通電制御用として設けられている。上記第２電流制限素子は、上記スイッチ素子に並列接続されている。

請求項５のモータ駆動装置は、請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電源装置を備えたモータ駆動装置であって、前記電源装置の出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動電力として出力するインバータ、を備える。

第１実施形態の構成を示すブロック図。 第１実施形態の制御を示すフローチャート。 第１実施形態における電源投入時の電圧・電流の波形を示す図。 第１実施形態におけるサグ発生時の電圧・電流の波形をスイッチ素子の動作と共に示す図。 第１実施形態において流れる回生電流の経路を示す図。 第２実施形態の構成を示すブロック図。 第２実施形態の制御を示すフローチャート。 第２実施形態においてスイッチ素子が50％のオン，オフデューティでスイッチングした場合の電流・電圧の波形を示す図。 第２実施形態において電源投入時にスイッチ素子が仮にオン，オフデューティ50％でスイッチングした場合の充電電流の変化を示す図。 第２実施形態において電源投入時にスイッチ素子がオン，オフデューティ10％でスイッチングした場合の充電電流の変化を示す図。 第２実施形態におけるサグ復帰時にスイッチ素子が仮にオン，オフデューティ50％でスイッチングした場合の充電電流の変化を示す図。 第２実施形態におけるサグ復帰時にスイッチ素子がオン，オフデューティ10％でスイッチングした場合の充電電流の変化を示す図。 第２実施形態において回生電流が生じた際の直流電圧の過上昇を示す図。 第２実施形態において回生電流が生じた際の直流電圧の抑制を示す図。

［１］本発明の電源装置の第１実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、電源装置であるコンバータ２が単相の交流電源１に接続されている。コンバータ２は、リアクトル（インダクタ）３、ダイオード４ａ〜４ｂのブリッジ接続により電源電圧を全波整流する全波整流回路４、この全波整流回路４の出力端に接続されたサージ抑制用の小容量のコンデンサ５、全波整流回路４の全波整流電圧（脈動する直流電圧）Ｖｄ１を平滑して直流電圧Ｖｄ２として出力する平滑回路１０を含む。この平滑回路１０から出力される直流電圧Ｖｄ２がコンバータ２の出力として負荷３０に供給される。

負荷３０は、誘導性負荷であって、インバータ３１および三相ＤＣブラシレスモータ３２を含む。３相ＤＣブラシレスモータ３２は、例えば冷凍サイクル装置の圧縮機モータとして使用される。インバータ３１は、コンバータ２から供給される直流電圧Ｖｄ２を後述の制御部６０からの指令に応じた所定周波数の三相交流電圧に変換し出力する。この出力により、三相ＤＣブラシレスモータ３２が可変速駆動される。コンバータ２およびインバータ３１により、三相ブラシレスＤＣモータ３２を駆動するモータ駆動装置が構成される。

平滑回路１０は、全波整流回路４の正側出力端(＋)に一端が接続されたコンデンサ（電解コンデンサ；第１コンデンサ）１１、このコンデンサ１１の他端にアノードが接続されたダイオード（第１ダイオード）１２、このダイオード１２のカソードに一端が接続された電流制限素子（第１電流制限素子）たとえばリアクトル（インダクタ）１３、このリアクトル１３の他端にドレインが接続されたスイッチ素子１４、このスイッチ素子１４のソースに一端が接続され全波整流回路４の負側出力端(−)に他端が接続されたコンデンサ（電解コンデンサ；第２コンデンサ）１５、全波整流回路４の負側出力端(−)にアノードが接続されコンデンサ１１の他端にカソードが接続されたダイオード（第２ダイオード）１６、コンデンサ１５の一端にアノードが接続され全波整流回路４の正側出力端(＋)にカソードが接続されたダイオード（第３ダイオード）１７、スイッチ素子１４に並列接続された電流制限素子（第２電流制限素子）たとえば抵抗器２０を含む。コンデンサ１１，１５は、従来のコンデンサインプット型の平滑回路に用いられるコンデンサよりも容量が大幅に少ないものを使用できる。

コンデンサ１１、ダイオード１２、リアクトル１３、コンデンサ１５、およびダイオード１６，１７がバレーフィル回路の基本的な構成であり、この基本的な構成に通電制御用のスイッチ素子１４および電流制限用の抵抗器２０を加えている。スイッチ素子１４は、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴである。

スイッチ素子１４のオン時、図１に実線矢印で示すように、全波整流回路２の正側出力端(＋)からコンデンサ１１に電流Ｉｂが流れ、そのコンデンサ１１を経た電流Ｉｂがダイオード１２、リアクトル１３、およびスイッチ素子１４を通ってコンデンサ１５に流れ、そのコンデンサ１５を経た電流Ｉｂが全波整流回路２の負側出力端(−)に流れる。スイッチ素子１４のオフ時は、リアクトル１３を経た電流Ｉｂがスイッチ素子１４を迂回して抵抗器２０を通りコンデンサ１５に流れる。この電流（充電電流という）Ｉｂの流れにより、コンデンサ１１，１５が充電される。この充電に際し、全波整流電圧Ｖｄ１がコンデンサ１１とコンデンサ１５とに分圧された状態でそれぞれのコンデンサに印加される。分圧レベルについては、コンデンサ１１の容量（静電容量）とコンデンサ１５の容量との比で決定される。コンデンサ１１，１５の容量は、コンデンサ１１，１５の性能を最大限発揮させ、かつ寿命を長くするために実質的に同一にすることが望ましい。

全波整流電圧Ｖｄ１は、正弦波状に変化する電源電圧Ｖｃの波形に合わせて脈動する。この脈動レベルがコンデンサ１１，１５の合計電圧レベルと同じまたはそれより高くなる期間において、コンデンサ１１，１５が充電されつつ全波整流電圧Ｖｄ１が負荷３０側に供給される。脈動レベルがコンデンサ１１の電圧レベルより低い期間において、図１に破線矢印で示すように、コンデンサ１１の電圧がダイオード１６を通じて負荷３０側に放電される。また、脈動レベルがコンデンサ１５の電圧レベルより低い期間において、図１に破線矢印で示すように、コンデンサ１５の電圧がダイオード１７を通じて負荷３０側に放電される。

こうして、全波整流電圧Ｖｄ１の脈動レベルの谷間（低レベル期間）を埋めるように平滑された波形の直流電圧Ｖｄ２が平滑回路１０から出力され、それが負荷３０に供給される。直流電圧Ｖｄ２は、脈動レベルの谷間と対応する期間で最小レベルとなる。この最小レベルは、コンデンサ１１，１５の容量が互いに同一である場合（容量比が１：１）、脈動する全波整流電圧Ｖｄ１のピーク値の1/2程度の大きさとなる。交流電源１から全波整流回路４への入力電流Ｉａは、直流電圧Ｖｄ２が最小レベルとなる期間つまりコンデンサ１１，１５が放電する期間では流れず、直流電圧Ｖｄ２が電源電圧Ｖｃを下回る期間においてスイッチ素子１４あるいは電流制限用抵抗器２０の制限を受けてパルス状に流れる。これらを除く期間においては、入力電流Ｉａは、電源電圧Ｖｃとほぼ同じ位相で流れる。零レベルの期間を除く期間のことを、入力電流Ｉａの通流角という。

交流電源１に入力電圧検出部４０が接続され、平滑回路１０の出力端に出力電圧検出部５０が接続されている。入力電圧検出部４０は、電源電圧Ｖｃのレベルを検出するとともに、電源電圧Ｖｃの位相を検出する。出力電圧検出部５０は、平滑回路１０から出力される直流電圧Ｖｄ２の値を検出する。この入力電圧検出部４０の検出結果および出力電圧検出部５０の検出結果が制御部（制御手段）６０に供給される。

制御部６０は、インバータ３１による三相ＤＣブラシレスモータ３２の駆動をセンサレス・ベクトル制御しながら、そのセンサレス・ベクトル制御の状態、入力電圧検出部４０の検出結果、出力電圧検出部５０の検出結果などに基づいてコンバータ２のスイッチングを制御するもので、次の第１〜第４制御手段を含む。

第１制御手段は、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電を入力電圧検出部４０の検出結果から検出し、その初回充電に際してスイッチ素子１４をオフする。

第２制御手段は、電源電圧Ｖｃの瞬時的な低下および復帰を出力電圧検出部５０で検出される出力電圧Ｖｄ２の値から検出し、その復帰に際してスイッチ素子１４をオフする。電源電圧Ｖｃの瞬時的な低下はいわゆるサグおよび瞬時停電であり、そのサグおよび瞬時停電の発生および復帰に伴い出力電圧Ｖｄ２の値に変化が生じる。第２制御手段は、入力電圧検出部４０で検出される電源電圧Ｖｃの位相の零クロス点に基づいて電源電圧Ｖｃの半周期を逐次に捕らえながら、その半周期において出力電圧検出部５０で検出される直流電圧Ｖｄ２の瞬時値を閾値と逐次に比較することにより、サグおよび瞬時停電の発生と復帰を検出する。

第３制御手段は、上記センサレス・ベクトル制御と３相ＤＣブラシレスモータ３２の実際の回転とが同期しなくなる脱調などの異常が生じた場合に、インバータ３１のスイッチングを停止するとともに（異常停止という）、この異常停止に伴い、３相ＤＣブラシレスモータ３２側からインバータ３１を通してコンバータ１０に流れる回生電流によるスイッチ素子１４への過電流を抑制するべく、スイッチ素子１４をオフする。

第４制御手段は、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電、サグおよび瞬時停電、およびインバータ３１の異常停止をそれぞれ除く期間において、スイッチ素子１４を所定のオン，オフデューティ（例えば50％）でスイッチング（オン，オフ）する。

制御部６０が実行する制御を図２のフローチャートおよび図３・図４の電流・電圧波形を参照しながら説明する。図２のフローチャート中のステップS1，S2…については単にS1，S2…と略称する。

制御部６０は、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電、サグおよび瞬時停電、インバータ３１の異常停止をそれぞれ監視する（S1〜S3）。交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電でない場合（S1のNO）、かつサグおよび瞬時停電がない場合（S2のNO）、かつインダクタ３１の異常停止がない場合（S3のNO）、制御部６０は、電源電圧Ｖｃの位相の所定期間においてスイッチ素子１４をオン,オフする（S4）。

スイッチ素子１４のオン期間は、電流制限素子であるリアクトル１３およびスイッチ素子１４を通してコンデンサ１１，１５に充電電流Ｉｂが流れる。スイッチ素子１４のオフ期間は、電流制限素子であるリアクトル１３およびもう１つの電流制限素子である抵抗器２０を通してコンデンサ１１，１５に充電電流Ｉｂが流れる。スイッチ素子１４のオン，オフデューティが大きいほど、スイッチ素子１４のオン期間が拡がって逆にオフ期間は縮小し、これに伴い、充電電流Ｉｂがリアクトル１３およびスイッチ素子１４を通して流れる期間が拡がり、充電電流Ｉｂがアクトル１３および抵抗器２０を通して流れる期間は縮小する。

こうして、充電電流Ｉｂがリアクトル１３およびスイッチ素子１４を通して流れる経路とリアクトル１３および抵抗器２０を通して流れる経路とをスイッチ素子１４のオン,オフに伴い交互に形成することにより、コンデンサ１１，１５に流れる充電電流Ｉｂの大きさを適切な状態に制限することができる。充電電流Ｉｂの大きさを適切な状態に制限できるので、コンバータ２への入力電流Ｉａに大きな歪みが生じなくなり、高調波電流の増加を防ぐことができる。抵抗器２０には断続的に充電電流Ｉｂが流れるので、抵抗器２０の発熱量が大きくならず、よって消費電力の増加やそれに伴う効率の低下を防ぐことができ、スイッチ素子を用いないときよりも小さな定格電力とすることがる。

（コンデンサ１１，１５の初回充電）
交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電時（S1のYES）、制御部６０は、交流電源１が遮断しているときから続くスイッチ素子１４のオフ状態を維持する（S5）。そして、制御部６０は、上記S1〜S3の監視に戻る。

交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電に際しては、図３に示すように電源電圧Ｖｃが位相９０°で印加された場合、電源電圧Ｖｃが立ち上がるとともに、コンデンサ１１，１５に充電電流Ｉｂが流れる。この時点のコンデンサ１１，１５の電荷は零なので、コンデンサ１１，１５に大きな充電電流Ｉｂいわゆる突入電流が流れ、その突入電流の流れに伴いコンバータ２への入力電流Ｉａが図３に示すように過上昇する。ただし、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電時はスイッチ素子１４がオフしているので、突入電流はスイッチ素子１４には流れずに抵抗器２０に流れる。突入電流がスイッチ素子１４に流れないので、突入電流によるスイッチ素子１４の破壊を防ぐことができる。また、リアクトル３がある場合、リアクトルの自己誘導起電力により、突入電流が流れた瞬間の直流電圧Ｖｄ２が電源電圧Ｖｃのピーク値以上に増加することがある。ただし、抵抗器２０が突入電流を制限するので、突入電流による直流電圧Ｖｄ２の増加を図３に実線で示すように抑えることができる。したがって、コンデンサ１１，１５やスイッチ素子１４などの電気部品として定格電圧の高いものを採用する必要がなく、よってコストの上昇を回避することができる。

上記S5の後の上記S1〜S3の監視に際しては、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電が終わっているので（S1のNO）、制御部６０は、サグおよび瞬時停電がないことを条件に（S2のNO）、かつインダクタ３１の異常停止がないことを条件に（S3のNO）、スイッチ素子１４をオン,オフする（S4）。

（サグまたは瞬時停電）
サグまたは瞬時停電が発生した場合、図４に示すように、直流電圧Ｖｄ２が下降し、そのサグまたは瞬時停電からの復帰に際して直流電圧Ｖｄ２および入力電流Ｉａが一時的に大きく増加する。仮に、サグまたは瞬時停電からの復帰に際してスイッチ素子１４がオン,オフしていると、図４に破線で示すように充電電流Ｉｂが急上昇し、スイッチ素子１４の破壊に至る可能性がある。

このスイッチ素子１４の破壊を防ぐため、制御部６０は、サグまたは瞬時停電の発生を直流電圧Ｖｄ２の変化に基づいて監視し（S2）、サグまたは瞬時停電の発生を検出した時点で（S2のYES）、スイッチ素子１４をオフする（S6）。続いて、制御部６０は、サグまたは瞬時停電からの復帰を直流電圧Ｖｄ２の変化に基づいて監視し（S7）、サグまたは瞬時停電からの復帰を検出した時点で（S7のYES）、上記S1〜S3の監視に戻る。この時点では、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電が終わっているので（S1のNO）、制御部６０は、新たなサグまたは瞬時停電がなければ（S2のNO）、かつインバータ３１の異常停止がなければ（S3のNO）、スイッチ素子１４をオン,オフする（S4）。

（異常停止）
インバータ３１のスイッチングと３相ＤＣブラシレスモータ３２の実際の回転とが同期しなくなる脱調などの異常が生じた場合、制御部６０は、インバータ３１を異常停止する。このインバータ３１の異常停止に際し（S3のYES）、制御部６０は、スイッチ素子１４をオフする（S8）。そして、制御部６０は、上記S1〜S3の監視に戻る。この時点では、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電が終わっているので（S1のNO）、制御部６０は、サグまたは瞬時停電がなければ（S2のNO）、インバータ３１の異常停止が続く間（S3のYES）、スイッチ素子１４のオフ状態を継続する（S8）。

脱調などによるインバータ３１の異常停止に際しては、３相ＤＣブラシレスモータ３２の慣性による回転が続くことで生じる回生電流Ｉｒが図５に矢印で示すようにインバータ３１を通して平滑回路１０に流れる。この回生電流Ｉｒは、コンデンサ５に流れるとともに、ダイオード１２、リアクトル１３、抵抗器２０を通ってコンデンサ１１，１５に流れる。回生電流Ｉｒがスイッチ素子１４に流れないので、回生電流Ｉｒによるスイッチ素子１４の破壊を防ぐことができる。また、回生電流Ｉｒが抵抗器２０に流れる分の電圧降下により、回生電流Ｉｒによる直流電圧Ｖｄ２の過大な上昇を図３に実線で示すように抑えることができる。したがって、突入電流への対処と同じく、コンデンサ１１，１５やスイッチ素子１４などの電気部品として定格電圧の高いものを採用する必要がない。

［２］第２実施形態について説明する。
図６に示すように、平滑回路１０におけるリアクトル１３とスイッチ素子１４との接続点にサージ抑制クランプ用のダイオード（第４ダイオード）１８のアノードが接続され、そのダイオード１８のカソードがコンデンサ１１の一端（全波整流回路４の正側出力端）に接続されている。

コンデンサ１１、ダイオード１２、リアクトル１３、コンデンサ１５、ダイオード１６，１７、およびダイオード１８からなるバレーフィル回路の基本的な構成に、通電制御用のスイッチ素子１４を加えている。第１実施形態のように抵抗器２０を並列接続する構成はない。

制御部６０は、インバータ３１による三相ＤＣブラシレスモータ３２の駆動をセンサレス・ベクトル制御するとともに、そのセンサレス・ベクトル制御の状態、入力電圧検出部４０の検出結果、出力電圧検出部５０の検出結果などに基づいてコンバータ２のスイッチングを制御するもので、次の第１１〜第１５制御手段を含む。

第１１制御手段は、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電を入力電圧検出部４０の検出結果から検出し、その初回充電に際してスイッチ素子１４を一定時間（長くて数秒程度）Ｔｓ１にわたり所定のオン，オフデューティ（例えば10％）Ｄ１でスイッチング（オン,オフ）する。

第１２制御手段は、サグおよび瞬時停電の発生と復帰を出力電圧検出部５０で検出される出力電圧Ｖｄ２の値から検出し、その復帰に際して一定時間Ｔｓ１にわたりスイッチ素子１４をオン，オフデューティＤ１でスイッチングする。

第１３制御手段は、上記センサレス・ベクトル制御と３相ＤＣブラシレスモータ３２の実際の回転とが同期しなくなる脱調などの異常が生じた際に、インバータ３１のスイッチングを停止するとともに（異常停止という）、この異常停止に際し、３相ＤＣブラシレスモータ３２側からインバータ３１を通してコンバータ１０に流れる回生電流を積極的に流すべく、スイッチ素子１４を一定時間（長くて数秒程度）Ｔｓ２にわたりオン，オフデューティＤ３（例えば80％）でスイッチングする。

第１４制御手段は、負荷３０の変動などにより３相ＤＣブラシレスモータ３２からインバータ３１を通してコンバータ１０に流れる回生電流Ｉｒを抑制するべく、上記センサレス・ベクトル制御で用いる各種要素のうち負荷３０の大きさに対応するトルク電流成分Ｉｑの変化を監視し、トルク電流成分Ｉｑが閾値（例えば“０”）未満に低下した場合にスイッチ素子１４をオン，オフデューティＤ４（例えば100％）でスイッチングする。

第１５制御手段は、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電、サグおよび瞬時停電、インバータ３１の異常停止、トルク電流成分Ｉｑの閾値未満をそれぞれ除く期間において、スイッチ素子１４を所定のオン，オフデューティＤ２（例えば50％）でスイッチングする。
他の構成は第１実施形態と同じである。

制御部６０が実行する制御を図７のフローチャートおよび図８〜図１４の電流・電圧波形を参照しながら説明する。

制御部６０は、交流電源１の投入（コンデンサ１１，１５の初回充電）、サグおよび瞬時停電、インバータ３１の異常停止、トルク電流成分Ｉｑの閾値（=“０”）未満をそれぞれ監視する（S11〜S14）。交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電でない場合（S11のNO）、かつサグおよび瞬時停電がない場合（S12のNO）、かつインダクタ３１の異常停止がない場合（S13のNO）、かつトルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下していない場合（S14のNO）、制御部６０は、電源電圧Ｖｃの位相の所定期間においてスイッチ素子１４を通常運転用のオン,オフデューティＤ２（=50％）でスイッチングする（S15）。

スイッチ素子１４のオン期間は、電流制限素子であるリアクトル１３とスイッチ素子１４の直列回路を通してコンデンサ１１，１５に充電電流Ｉｂが流れる。スイッチ素子１４のオフ期間は、充電電流Ｉｂがコンデンサ１１，１５に流れず、リアクトル１３に蓄えられたエネルギに基づく電流がリアクトル１３からダイオード１８を通ってコンデンサ１１に流れる放電路が形成される。この放電路の形成により、リアクトル１３に蓄えられていたエネルギがコンデンサ１１への充電電圧として回収される。

充電電流Ｉｂが電流制限素子であるリアクトル１３を通り、しかもその充電電流Ｉｂがスイッチ素子１４のオン,オフデューティＤ２（=50％）のスイッチングによって断続されるので、コンデンサ１１，１５に流れる充電電流Ｉｂの大きさを図８に示すように適切な状態に制限することができる。これにより、コンバータ２への入力電流Ｉａに大きな歪みが生じなくなり、高調波電流の増加を防ぐことができる。

（コンデンサ１１，１５の初回充電）
交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電時（S11のYES）、制御部６０は、タイムカウントＴ１を開始し（S16）、スイッチ素子１４を通常運転時より小さいオン，オフデューティＤ１（=10％）でスイッチングする（S17）。そして、制御部６０は、タイムカウントＴ１が一定時間Ｔ１ｓに満たない間（S18のNO）、オン，オフデューティＤ１（=10％）によるスイッチ素子１４のスイッチングを継続する（S17）。タイムカウントＴ１が一定時間Ｔ１ｓに達したとき（S18のYES）、制御部６０は、上記S11〜S14の監視に戻る。この監視に際しては、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電が終わっているので（S11のNO）、制御部６０は、サグおよび瞬時停電がないことを条件に（S12のNO）、かつインダクタ３１の異常停止がないことを条件に（S13のNO）、さらにトルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下していないことを条件に（S14のNO）、上記S15の通常運転時のオン，オフデューティＤ２（=50％）のスイッチングに戻る（S15）。

交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電に際しては、コンデンサ１１，１５の電荷が零なので、仮にスイッチ素子１４が通常運転時のオン，オフデューティＤ２（=50％）のままスイッチングすると、図９に示すようにコンデンサ１１，１５に大きな充電電流Ｉｂいわゆる突入電流が流れる。ただし、本実施形態では、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電に際し、スイッチ素子１４を通常運転時より小さいオン，オフデューティＤ１（=10％）でスイッチングし、スイッチ素子１４のオン期間を縮小するので、図１０に示すように突入電流を抑制することができる。突入電流を抑制できるので、突入電流によるスイッチ素子１４の破壊を防ぐことができるとともに、突入電流による直流電圧Ｖｄ２の過上昇を防ぐことができる。したがって、コンデンサ１１，１５やスイッチ素子１４などの電気部品として定格電圧の高いものを採用する必要がなく、よってコストの上昇を回避することができる。

（サグまたは瞬時停電）
サグまたは瞬時停電が発生した場合、直流電圧Ｖｄ２が下降し、そのサグまたは瞬時停電からの復帰に際して充電電流Ｉｂが一時的に大きく増加する。仮に、サグまたは瞬時停電からの復帰に際してスイッチ素子１４が通常運転時のオン，オフデューティＤ２（=50％）でスイッチングすると、図１１に示すように充電電流Ｉｂが急上昇し、スイッチ素子１４の破壊に至る可能性がある。

このスイッチ素子１４の破壊を防ぐため、制御部６０は、サグまたは瞬時停電の発生を直流電圧Ｖｄ２の変化に基づいて監視し（S12）、サグまたは瞬時停電の発生を検出した時点で（S12のYES）、タイムカウントＴ１を開始し（S16）、スイッチ素子１４を通常運転時より小さいオン，オフデューティＤ１（=10％）でスイッチングする（S17）。そして、制御部６０は、タイムカウントＴ１が一定時間Ｔ１ｓに満たない間（S18のNO）、オン，オフデューティＤ１（=10％）によるスイッチ素子１４のスイッチングを継続する（S17）。タイムカウントＴ１が一定時間Ｔ１ｓに達したとき（S18のYES）、制御部６０は、上記S11〜S14の監視に戻る。この監視に際しては、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電が終わっているので（S11のNO）、制御部６０は、新たなサグおよび瞬時停電がないことを条件に（S12のNO）、かつインダクタ３１の異常停止がないことを条件に（S13のNO）、さらにトルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下していないことを条件に（S14のNO）、上記S15の通常運転時のオン，オフデューティＤ２（=50％）のスイッチングに戻る（S15）。

このように、サグまたは瞬時停電からの復帰に際してスイッチ素子１４が通常運転時より小さいオン，オフデューティＤ１（=10％）でスイッチングすることにより、図１２に示すように充電電流Ｉｂを抑制することができる。充電電流Ｉｂを抑制できるので、充電電流Ｉｂによるスイッチ素子１４の破壊を防ぐことができる。また、充電電流Ｉｂを抑制できるので、充電電流Ｉｂによる直流電圧Ｖｄ２の過上昇を防ぐことができる。したがって、コンデンサ１１，１５やスイッチ素子１４などの電気部品として定格電圧の高いものを採用する必要がない。

（異常停止）
インバータ３１のスイッチングと３相ＤＣブラシレスモータ３２の実際の回転とが同期しなくなる脱調などが生じた場合、制御部６０は、インバータ３１を異常停止する。この異常停止に際し（S13のYES）、制御部６０は、タイムカウントＴ２を開始し（S19）、スイッチ素子１４を通常運転時より大きいオン，オフデューティＤ３（=80％）でスイッチングする（S20）。そして、制御部６０は、タイムカウントＴ２が一定時間Ｔ２ｓに満たない間（S21のNO）、オン，オフデューティＤ３（=80％）によるスイッチ素子１４のスイッチングを継続する（S20）。タイムカウントＴ２が一定時間Ｔ２ｓに達したとき（S21のYES）、制御部６０は、上記S11〜S14の監視に戻る。この監視に際しては、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電が終わっているので（S11のNO）、制御部６０は、サグおよび瞬時停電がないことを条件に（S12のNO）、かつインダクタ３１の異常停止がないことを条件に（S13のNO）、さらにトルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下していないことを条件に（S14のNO）、上記S15の通常運転時のオン，オフデューティＤ２（=50％）のスイッチングに戻る（S15）。

脱調などによるインバータ３１の異常停止に際しては、３相ＤＣブラシレスモータ３２の回転が慣性で続くことにより生じる回生電流Ｉｒが図６に矢印で示すようにインバータ３１を通して平滑回路１０に流れる。この回生電流Ｉｒは、スイッチ素子１４がオフしたときに実線矢印のように小容量のコンデンサ５に流れ、スイッチ素子１４がオンしたときに破線矢印のようにコンデンサ１１、ダイオード１２、リアクトル１３、スイッチ素子１４、コンデンサ１５に流れる。この場合、スイッチ素子１４が通常運転時のオン，オフデューティＤ２（=50％）より大きいオン，オフデューティＤ３（=80％）でスイッチングするので、回生電流Ｉｒがコンデンサ１１，１５に流れる期間が通常運転時よりも長くなり、その分だけコンデンサ１１，１５によるエネルギの回収量が増える。コンデンサ１１，１５によるエネルギの回収量が増えるので、回生電流Ｉｒによる直流電圧Ｖｄ２の過上昇を防ぐことができ、回生電流Ｉｒによるスイッチ素子１４の破壊を防ぐことができる。

回生電流Ｉｒはインバータ３１の異常停止時だけでなく負荷３０の変動によっても生じる。回生電流Ｉｒが生じた際に直流電圧Ｖｄ２が過上昇する様子をスイッチ素子１４の動作およびセンサレス・ベクトル制御におけるトルク電流成分Ｉｑ（指令値・実際値）の変化と共に図１３に示している。制御部６０は、トルク電流成分（実際値）Ｉｑの変化を監視し（S14）、トルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下した際に（S14のYES）、スイッチ素子１４のオン，オフデューティを通常運転時のＤ２（=50％）より大きいＤ４（=100％）に設定する（S22）。オン，オフデューティＤ４（=100％）は、スイッチ素子１４の連続オンに相当する。そして、制御部６０は、トルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下している期間において（S23のNO）、オン，オフデューティＤ４（=100％）の設定を継続する（S22）。トルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）以上に上昇したとき（S23のYES）、制御部６０は、上記S11〜S14の監視に戻る。この監視に際しては、交流電源１の投入によるコンデンサ１１，１５の初回充電が終わっているので（S11のNO）、制御部６０は、サグおよび瞬時停電がないことを条件に（S12のNO）、かつインダクタ３１の異常停止がないことを条件に（S13のNO）、かつトルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）以上であることから（S14のNO）、上記S15の通常運転時のオン，オフデューティＤ２（=50％）のスイッチングに戻る（S15）。

回生電流Ｉｒによる直流電圧Ｖｄ２の過上昇は、図１３に示すように、トルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下している期間に生じる。したがって、図１４に示すようにトルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下している期間において、スイッチ素子１４のオン，オフデューティを通常運転時のＤ２（=50％）より大きいＤ４（=100％）に増やすことにより、回生電流Ｉｒがコンデンサ１１，１５に流れる期間が通常運転時より長くなり、その分だけコンデンサ１１，１５によるエネルギの回収量が増える。コンデンサ１１，１５によるエネルギの回収量が増えるので、直流電圧Ｖｄ２の過上昇を防ぐことができ、回生電流Ｉｒによるスイッチ素子１４の破壊を防ぐことができる。

なお、トルク電流成分Ｉｑが閾値（=“０”）未満に低下した時点から予め定めた一定時間にわたりオン，オフデューティＤ４（=100％）を設定する制御としてもよい。
その他、上記各実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…交流電源、２…コンバータ、４…全波整流回路、１０…平滑回路、１１…コンデンサ、１２…ダイオード、１３…リアクトル（第１電流制限素子）、１４…スイッチ素子、１５…コンデンサ、１６…ダイオード、１７…ダイオード、２２…抵抗器（第２電流制限素子）、３０…負荷、３１…インバータ、３２…三相ＤＣブラシレスモータ、６０…制御部

Claims (5)

1. 交流電源の電圧を全波整流する全波整流回路と、
   前記全波整流回路の正側出力端に一端が接続された第１コンデンサ、この第１コンデンサの他端にアノードが接続された第１ダイオード、この第１ダイオードのカソードに一端が接続された第１電流制限素子、この第１電流制限素子の他端に一端が接続され前記全波整流回路の負側出力端に他端が接続された第２コンデンサ、前記全波整流回路の負側出力端にアノードが接続され前記第１コンデンサの他端にカソードが接続された第２ダイオード、前記第２コンデンサの一端にアノードが接続され前記全波整流回路の正側出力端にカソードが接続された第３ダイオードを含み、前記全波整流回路の全波整流電圧を平滑する平滑回路と、
   前記第１電流制限素子と前記第２コンデンサとの接続間に設けられた通電制御用のスイッチ素子と、
   前記スイッチ素子に並列接続された第２電流制限素子と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記制御手段は、
   前記交流電源の投入に際し前記スイッチ素子をオフし、それ以外の期間において前記スイッチ素子をオン，オフする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記制御手段は、
   前記交流電源の投入に際し前記スイッチ素子をオフし、前記交流電源の電圧の瞬時的な低下からの復帰に際し前記スイッチ素子をオフし、それ以外の期間において前記スイッチ素子をオン，オフする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記制御手段は、前記交流電源の電圧の瞬時的な低下および復帰を前記平滑回路の出力電圧の値から検出する、
   ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電源装置を備えたモータ駆動装置であって、
   前記電源装置の出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動電力として出力するインバータ、
   を備えることを特徴とするモータ駆動装置。

Images