JP2015186436A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電圧の脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化する。【解決手段】直流電圧Ｖｄｃの波形は位相領域Ｔ０１よりも位相領域Ｔ０２において緩慢であり、その変化が小さい。よって位相領域Ｔ０２において採用されるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ２を、位相領域Ｔ０１において採用されるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ１よりも小さくしても、スイッチング制御の追従性を大きく損なうことはない。このようにスイッチング用キャリアの周波数を制御することにより、電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。【選択図】図３

Description

本発明は、電力変換装置に関し、特に交流電圧を整流して、一旦は直流電圧を得てから他の交流電圧に変換する技術に関する。

当該技術は例えば、交流回転機を加減速駆動する電力変換装置に適用することができる。直流電圧を保持するコンデンサが小さく、直流電圧が電源周波数に依存して脈動する場合に好適である。

従来、入力された交流電力を整流して、一旦は直流電力を得た後、更にスイッチングによって可変電圧、可変周波数の交流電力を得てこれを出力する技術が知られている。出力された交流電力は、例えば交流回転機の可変速制御に採用される。

このような技術に採用される電力変換装置の一例は、商用電源から供給を受けた交流電圧を全波整流して直流電圧に変換するダイオードブリッジと、その直流電圧をスイッチングして他の交流電圧に変換して負荷である交流回転機に供給する電力変換器とで構成される。電力変換器は、電力変換器を構成する各スイッチング素子を制御して、指定された周波数の交流電圧を交流回転機に出力する。

この電力変換装置において、ダイオードブリッジから出力される直流電圧を保持するコンデンサが採用される。交流回転機の駆動性能の向上を図るべく、当該コンデンサにおいて直流電圧を十分に平滑化させるには、その静電容量が大きなことが要求される。リップル電流耐量を高めるためである。

静電容量が大きなコンデンサとしては電解コンデンサが採用される。しかし、電解コンデンサは、他の種類のコンデンサと比較してサイズが大きく、また価格が高い。よって電力変換装置が大きくなることや製造コストを増大させる課題があった。

かかる課題の対策の一例として、電解コンデンサレスインバータ装置が開発された（例えば、下掲の特許文献１、非特許文献１）。例えば特許文献１の電解コンデンサレスインバータ装置では、三相交流電圧を電源とし、コンデンサとして小容量のフィルムコンデンサを使用する。

コンデンサの容量が小さいと、インバータの主回路に供給される直流電圧は脈動を含む。この脈動を考慮することなく直流電圧を、例えばその平均値を基にインバータでスイッチングすると、交流回転機には脈動を含む交流電圧が印加されることになる。脈動を含む交流電圧で駆動されることで、交流回転機は脈動するトルクを出力したり、交流回転機に流れる電流が脈動したりするなどの課題がある。

かかる課題に対し、脈動を含む直流電圧の値を基にして、インバータ（電力変換器）を構成するスイッチング素子に与える、パルス幅変調のためのタイミング信号に補正を加える技術が提案されている（例えば特許文献２）。このような補正により、交流回転機に脈動の影響を与えない、振幅が一定の三相交流電圧が出力される。

なお、例えば特許文献３のように、ダイオードブリッジではなく、ＰＷＭ（パルス幅変調）方式で動作するコンバータで交流電圧を整流する技術も提案される。このような技術ではダイオードブリッジで整流する技術とは異なり、そもそも直流電圧に脈動が生じないようにコンバータのスイッチングを行うことが検討される。

特開２００９−１７６７３号公報 特公昭６１−０４８３５６号公報 特開平９−５６１６２号公報

高橋勲、伊東洋一、「コンデンサレスインバータの制御法」、昭和６３年電気学会全国大会、Ｎｏ．５２７、ｐｐ６２４−６２６

他方、ダイオードブリッジから得られる直流電圧は、コンバータから得られる直流電圧とは異なり、コンデンサの容量が小さいと脈動してしまう。かかる直流電圧をパルス幅変調に使用するためは、脈動成分を正確にサンプリングする必要がある。一般に直流電圧は、パルス幅変調に使用するキャリアのトップ及び／又はボトムでサンプリングされるので、直流電圧の脈動成分を正確にサンプリングするためにはキャリア周波数が高くなる。

また、直流電圧の脈動に対してシステムの安定性を確保することから制御応答を高く保つためにも、キャリア周波数を高くすることが望ましい。よって特許文献２に示された構成では、キャリア周波数を高く設定しなければならない課題があった。但し、特許文献２では直流電圧の脈動成分と、サンプリング周波数についての明確な検討はない。

このように、電解コンデンサレスインバータ装置では、直流電圧の脈動、当該脈動を補正するための直流電圧のサンプリング精度向上、当該精度向上のためのキャリア周波数の上昇、という課題が連鎖し、ひいてはキャリア周波数の上昇による電力変換装置の損失の増大、当該損失を低減するための冷却装置の大型化、という課題が連鎖して発生する。

よって本発明の目的は、直流電圧の脈動に対する電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化することに資する技術を提供することにある。

この発明にかかる電力変換装置の第１の態様は、交流電圧（Ｖｓ）（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）をダイオードブリッジで整流して直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（５１）（５３Ａ）（５３Ｂ）と、前記直流電圧を両端に受けるコンデンサ（３）と、前記直流電圧をスイッチングすることによって他の交流電圧に変換する電力変換器（２）と、前記電力変換器を制御する制御部（４）とを備える。

前記制御部は、スイッチング用キャリア（Ｃ１，Ｃ２）と前記他の交流電圧の指令値（Ｖ＊）とに基づいて前記電力変換器のスイッチングを制御する信号（Ｇ）を生成して前記電力変換器に与える変調信号生成部（１３）を有する。

前記交流電圧の位相（θ）で区分される位相領域に応じて前記スイッチング用キャリアの周波数（Ｆｃ）が可変である。

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、その第１の態様であって、前記交流電圧の位相（θ）に基づいて前記周波数の値を設定する周波数設定部（１９Ａ）（１９Ｂ）を更に備える。

前記変調信号生成部において採用される前記スイッチング用キャリア（Ｃ１，Ｃ２）は、前記周波数設定部で設定された前記周波数を有する。

この発明にかかる電力変換装置の第３の態様は、その第１又は第２の態様であって、前記交流電圧は単相交流電圧（Ｖｓ）である。前記整流回路（５１）は全波整流を行う。

前記交流電圧の変化率の絶対値が最も大きい位相（１８０度、３６０度）を含む第１の位相領域（Ｔ０１）において前記周波数は第１値（Ｆｃ１）を採る。前記交流電圧の変化率の絶対値が最も小さい位相（９０度、２７０度）を含む第２の位相領域（Ｔ０２）において前記周波数は第２値（Ｆｃ２）を採る。望ましくは前記第１値は前記第２値よりも大きい。

この発明にかかる電力変換装置の第４の態様は、その第１又は第２の態様であって、前記交流電圧は三相交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）である。前記整流回路（５３Ａ）は半波整流を行う。

前記交流電圧のうちの二相が同じ正の値を採る第１位相（θｒｓ，θｓｔ，θｔｒ）を含む第１の位相領域（Ｔ１）において前記周波数は第１値（Ｆｃ１）を採る。前記第１位相よりも６０度遅相の第２位相（θｒｓ＋６０°，θｓｔ＋６０°，θｔｒ＋６０°）を含んで前記第１の位相領域とは異なる第２の位相領域（Ｔ２）において前記周波数は第２値（Ｆｃ２）を採る。望ましくは前記第１値は前記第２値よりも大きい。

この発明にかかる電力変換装置の第５の態様は、その第１又は第２の態様であって、前記交流電圧は三相交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）である。前記整流回路（５３Ｂ）は全波整流を行う。

前記交流電圧のうちの二相が同じ値を採る第１位相（θｒｓ，θｓｔ，θｔｒ，θｓｒ，θｔｓ，θｒｔ）を含む第１の位相領域（Ｔ１）において前記周波数は第１値（Ｆｃ１）を採る。前記第１位相よりも３０度遅相の第２位相（θｒｓ＋３０°，θｓｔ＋３０°，θｔｒ＋３０°，θｓｒ＋３０°，θｔｓ＋３０°，θｒｔ＋３０°）を含んで前記第１の位相領域とは異なる第２の位相領域（Ｔ２）において前記周波数は第２値（Ｆｃ２）を採る。望ましくは前記第１値は前記第２値よりも大きい。

この発明にかかる電力変換装置の第６の態様は、その第３乃至第５の態様のいずれかであって、前記第１の位相領域及び前記第２の位相領域のいずれとも異なる第３の位相領域（Ｔ０３；Ｔ３）が存在する。前記周波数は前記第３の位相領域において第３値（Ｆｃ３）を採る。望ましくは前記第３値は前記第１値よりも小さく前記第２値よりも大きい。

この発明にかかる電力変換装置の第７の態様は、その第１又は第２の態様であって、前記交流電圧は単相交流電圧（Ｖｓ）である。前記整流回路（５１）は全波整流を行う。

前記交流電圧の変化率の絶対値が最も小さい位相（９０度、２７０度）を含む第１の位相領域（Ｔ０２；Ｔ０２’；Ｔ０４）において前記周波数は第１値（Ｆｃ２；Ｆｃ２’；Ｆｃ４）を採る。前記第１の位相領域を挟んで隣接する一対の第２の位相領域（Ｔ０１；Ｔ０３；Ｔ０５）において前記周波数は第２値（Ｆｃ１；Ｆｃ３；Ｆｃ５）を採る。望ましくは前記第２値は前記第１値よりも大きい。

この発明にかかる電力変換装置の第８の態様は、その第７の態様であって、前記第１の位相領域及び前記第２の位相領域のいずれとも異なる第３の位相領域（Ｔ０６；Ｔ６）が存在する。前記周波数は前記第３の位相領域において第３値（Ｆｃ６）を採る。望ましくは前記第３値は前記第２値よりも小さい。

この発明にかかる電力変換装置の第９の態様は、その第８の態様であって、前記第１値（Ｆｃ４）は前記第３値（Ｆｃ６）より小さい。

ダイオードブリッジで交流電圧から整流された直流電圧は、当該交流電圧と同期して脈動する。この発明にかかる電力変換装置の第１の態様では、交流電圧の位相に応じてスイッチング用キャリアの周波数を変更することにより、直流電圧の大きさやこれに基づいて変動するトルクに応じた周波数に応じた信号で電力変換器がスイッチングする。これにより、直流電圧の脈動やトルクの変動に対する電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化することに資する。

この発明にかかる電力変換装置の第２の態様は、第１の態様の実現に資する。

この発明にかかる電力変換装置の第３乃至第６の態様によれば、直流電圧の脈動それ自体に対する電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失が抑制される。

この発明にかかる電力変換装置の第７乃至第９の態様によれば、直流電圧の脈動に起因したトルクの変動に対する電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失が抑制される。

第１の実施の形態及び第２の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。 第１の実施の形態における位相領域を示すグラフである。 第１の実施の形態の動作を説明するグラフである。 第１の実施の形態において採用される周波数設定部の構成を例示する回路図である。 第１の実施の形態において採用される周波数設定部の動作を示すタイミングチャートである。 第２及び第４の実施の形態における位相領域を示すグラフである。 第２の実施の形態の動作を説明するグラフである。 第２の実施の形態において採用される周波数設定部の構成を例示する回路図である。 第２の実施の形態において採用される周波数設定部の動作を示すタイミングチャートである。 第２の実施の形態の効果を説明するグラフである。 第３及び第４の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。 第３の実施の形態における位相領域を示すグラフである。 第３の実施の形態の動作を説明するグラフである。 第４の実施の形態の動作を説明するグラフである。 第５の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。 第５の実施の形態における位相領域を示すグラフである。 第６の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。 第６の実施の形態における位相領域を示すグラフである。 スイッチング用キャリアの選定を説明するグラフである。

第１の実施の形態．
図１は第１の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、整流回路５１と、コンデンサ３と、電力変換器２と、制御部４とを備える。

整流回路５１はダイオードブリッジで構成され、単相電源６１から供給される交流電圧Ｖｓを整流して直流電圧Ｖｄｃを出力する。

コンデンサ３は直流電圧Ｖｄｃをその両端に受けるものの、ここでは必ずしも平滑機能が要求されるものではない。第１の実施の形態によれば、平滑機能が小さくて直流電圧Ｖｄｃの脈動が大きくても、これに追従した制御を行うことができる。

電力変換器２は直流電圧Ｖｄｃをスイッチングすることによって、他の交流電圧に変換してこれを出力する。電力変換器２は、より具体的には当該スイッチングは、制御部４によって制御される。ここでは電力変換器２は、三相の交流回転機１を駆動させるための三相交流電圧を出力する場合が例示されている。もちろん、出力する交流電圧が単相であってもよい。

電力変換器２のスイッチングは通常、スイッチング用キャリアの一周期毎にスイッチングを制御する信号（以下「スイッチング制御信号」とも称す）が決定される。よってスイッチング損失はスイッチング用キャリアの周波数（キャリア周波数）に依存する。より具体的にはキャリア周波数が低いほどスイッチング損失が低減する。

他方、キャリア周波数が高いほど、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する制御の追従性を高めることができる。

図２は第１の実施の形態における位相領域を示すグラフである。具体的には交流電圧Ｖｓの波形と、これを全波整流して得られる直流電圧Ｖｄｃの波形とを示している。図２から明白なように、直流電圧Ｖｄｃは交流電圧Ｖｓの周波数、即ち電源周波数の２倍で脈動する。

直流電圧Ｖｄｃの波形は正弦波に基づいているので、その値が小さい領域ほど変化が大きい。具体的には交流電圧Ｖｓの電源位相θを、交流電圧Ｖｓの変化率が最も大きい位相を基準（０度）に採用すると、以下のように位相領域を把握することができる。但し、位相については３６０度と０度とは同様に扱う。

交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も大きい位相（θ＝１８０度、あるいは３６０度）を含む位相領域Ｔ０１：
交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も小さい位相（θ＝９０度、あるいはθ＝２７０度）を含む位相領域Ｔ０２。

以上のように位相領域を区分すると、位相領域Ｔ０１における直流電圧Ｖｄｃの脈動は、位相領域Ｔ０２における直流電圧Ｖｄｃの脈動よりも顕著である、と言える。

よって位相領域Ｔ０２においては、位相領域Ｔ０１よりも、直流電圧Ｖｄｃのサンプリング周期を長くしても、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する電力変換器２の制御の追従性を損ないにくいと言える。しかも、直流電圧Ｖｄｃの値が大きいときには電力変換器２に供給される電圧も大きいのであるから、位相領域Ｔ０２における電力変換器２を制御する頻度を低減することは、スイッチング損失の低減をも招来する。

上述のように、直流電圧Ｖｄｃは、パルス幅変調に使用するスイッチング用キャリアのトップ及び／又はボトムでサンプリングされる。よって直流電圧Ｖｄｃのサンプリング周期を長くすることはキャリア周波数を低減することに相当する。

よって、位相領域Ｔ０２におけるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ２と、位相領域Ｔ０１におけるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ１とを導入して、Ｆｃ１＞Ｆｃ２の関係を成立させることにより、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する電力変換器２の制御の追従性を確保しつつ、電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。

図３は第１の実施の形態の動作を説明するグラフであり、電源位相θが０〜１８０度を採るときの、直流電圧Ｖｄｃの波形と、キャリア周波数ｆｃの波形を示している。直流電圧Ｖｄｃの電源位相θに対する対称性から、電源位相θが１８０〜３６０度を採るときの直流電圧Ｖｄｃの波形は図２に示されるように図３と同様に現れる。同様にして、電源位相θが１８０〜３６０度を採るときのキャリア周波数ｆｃの波形も図３と同様に現れる。

図３において位相領域Ｔ０１は電源位相θが０度から値θ１（図３においてほぼ７５度）の範囲及び値θ２（図３においてほぼ１０５度）から１８０度の範囲として把握される。上述のように、直流電圧Ｖｄｃの波形は１８０°を周期として繰り返されるので、位相領域Ｔ０１を示す矢印について、電源位相θが０°、１８０°の位置には矢頭を付記していない。

位相領域Ｔ０２は電源位相θが値θ１〜θ２の範囲として把握される。電源位相θが値θ１、値θ２のいずれかを採る場合、当該電源位相θは、位相領域Ｔ０１，Ｔ０２の境界にあるので、位相領域Ｔ０１，Ｔ０２のいずれにあると把握しても差し支えない。

図３においてキャリア周波数ｆｃは位相領域Ｔ０１，Ｔ０２においてそれぞれ６ｋＨｚ，３ｋＨｚを採っている。つまり図３ではＦｃ１＝６ｋＨｚ、Ｆｃ２＝３ｋＨｚの場合が例示されている。

図１に戻り、制御部４は、第１のキャリア周波数生成手段９、第２のキャリア周波数生成手段１０、切替手段１８、出力電圧指令演算手段１２、ＰＷＭ手段１３を有している。

位相検出手段１７は、交流電圧Ｖｓの電源位相θを検出する。かかる検出技術については公知であるので、詳細な説明は省略する。但し、例えばゼロクロス検出回路を用いて交流電圧Ｖｓに同期した信号を得て、電源位相θを算出する構成を採用することができる。つまり、位相検出手段１７は電源位相θを直接に検出する手段に限定されず、電源位相θを算出、検出、推定できる機能を有していればよい。

第１のキャリア周波数生成手段９、第２のキャリア周波数生成手段１０は、それぞれ周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２を出力する。ここで上述のように、Ｆｃ１＞Ｆｃ２の関係がある。切替手段１８は、下記のように動作するので、第１のキャリア周波数生成手段９及び第２のキャリア周波数生成手段１０と相まって、電源位相θに基づいてキャリア周波数ｆｃの値を設定する周波数設定部１９Ａを構成する。

図４は切替手段１８として採用される切替手段１８Ａの構成を例示するブロック図である。切替手段１８Ａは、選択部１８１、比較器１８２ａ，１８２ｂ，１８２ｃ，１８２ｄ、ＡＮＤ（論理積）ゲート１８３ａ，１８３ｂ，１８６、ＯＲ（論理和）ゲート１８４、スイッチングコントローラ１８５を有している。

比較器１８２ａ，１８２ｂ，１８２ｃ，１８２ｄ、ＡＮＤゲート１８３ａ，１８３ｂ、ＯＲゲート１８４は、電源位相θが位相領域Ｔ０１，Ｔ０２のいずれにあるのかを判別し、その判別結果をＡＮＤゲート１８６に入力する。ここでは電源位相θが位相領域Ｔ０１，Ｔ０２にあることに対応して、ＯＲゲート１８４からＡＮＤゲート１８６に入力する判別結果信号Ｄがそれぞれ論理“Ｌ”，“Ｈ”を採る場合が例示されている。以下、より詳細に説明する。

比較器１８２ａは電源位相θと値θ１とを入力し、θ≧θ１であるか否かに応じて、それぞれ論理“Ｈ”，“Ｌ”を出力する。比較器１８２ｂは電源位相θと値θ２とを入力し、θ≦θ２であるか否かに応じて、それぞれ論理“Ｈ”，“Ｌ”を出力する。ＡＮＤゲート１８３ａは比較器１８２ａ，１８２ｂのそれぞれが出力する論理の論理積を採って出力する。つまり、ＡＮＤゲート１８３ａはθ１≦θ≦θ２であるか否かに応じてそれぞれ論理“Ｈ”、“Ｌ”を出力する。

これにより、電源位相θが図３に現れた位相領域Ｔ０１にある場合にはＡＮＤゲート１８３ａは論理“Ｌ”を出力し、図３に現れた位相領域Ｔ０２にある場合にはＡＮＤゲート１８３ａは論理“Ｈ”を出力する。

比較器１８２ｃは電源位相θと値θ１＋１８０°とを入力し、θ≧θ１＋１８０°であるか否かに応じて、それぞれ論理“Ｈ”，“Ｌ”を出力する。比較器１８２ｄは電源位相θと値θ２＋１８０°とを入力し、θ≦θ２＋１８０°であるか否かに応じて、それぞれ論理“Ｈ”，“Ｌ”を出力する。ＡＮＤゲート１８３ｂは比較器１８２ｃ，１８２ｄのそれぞれが出力する論理の論理積を採って出力する。つまりＡＮＤゲート１８３ｂは、θ１＋１８０°≦θ≦θ２＋１８０°であるか否かに応じてそれぞれ論理“Ｈ”、“Ｌ”を出力する。

これにより、電源位相θが図３に現れない位相領域Ｔ０１にある場合にはＡＮＤゲート１８３ｂは論理“Ｌ”を出力し、図３に現れない位相領域Ｔ０２にある場合にはＡＮＤゲート１８３ｂは論理“Ｈ”を出力する。

ＯＲゲート１８４はＡＮＤゲート１８３ａ，１８３ｂのそれぞれの出力の論理和を採って判別結果信号Ｄを出力する。これにより、上述の通り、電源位相θが位相領域Ｔ０１，Ｔ０２にあることに対応して、判別結果信号Ｄがそれぞれ論理“Ｌ”，“Ｈ”を採る。

選択部１８１は、第１のキャリア周波数Ｆｃ１（ここでは端子Ａに入力）と第２のキャリア周波数Ｆｃ２（ここでは端子Ｂに入力）のいずれかを選択して、スイッチング用キャリアの周波数ｆｃとして選択して出力する（ここでは端子Ｃから出力）。

スイッチングコントローラ１８５は選択部１８１における選択動作の可否を決定する選択許可信号Ｅを出力する。ＡＮＤゲート１８６は判別結果信号Ｄと選択許可信号Ｅとの論理積を採って選択部１８１に出力する。

選択許可信号Ｅが論理“Ｈ”をとるとき、選択部１８１は、判別結果信号Ｄが“Ｈ”であれば（電源位相θは位相領域Ｔ０２にあって直流電圧Ｖｄｃの変動が緩やかであるので）端子Ｂを端子Ｃに接続し、周波数ｆｃとして周波数Ｆｃ２を採用する。また判別結果信号Ｄが“Ｌ”であれば（電源位相θは位相領域Ｔ０１にあって直流電圧Ｖｄｃの変動が急なので）端子Ａを端子Ｃに接続する。

スイッチングコントローラ１８５の動作及び選択許可信号Ｅが“Ｌ”となる場合については後に説明をおこなうが、それまでは選択許可信号Ｅが“Ｈ”を採る場合について説明する。

図５は電源位相θと、比較器１８２ａ，１８２ｂ，１８２ｃ，１８２ｄ、ＡＮＤゲート１８３ａ，１８３ｂ、ＯＲゲート１８４の動作を示すタイミングチャートである。図５において選択部１８１の動作は端子Ｃと接続される相手の端子に付記された記号（Ａ），（Ｂ）を用いて示した。

出力電圧指令演算手段１２は、電力変換器２から出力される（「他の」）交流電圧についての指令値たる電圧指令Ｖ＊を生成する。電圧指令Ｖ＊を求める方法については、一般的なＶ／ｆ制御や交流回転機の制御方式であるベクトル制御などを採用することができる。かかる技術は公知であるので、詳細な説明は省略する。

ＰＷＭ手段１３は、パルス幅変調（Pulse Width Modulation）に基づいてスイッチング制御信号Ｇを、電力変換器２に与える変調信号生成部として機能する。具体的には、ＰＷＭ手段１３では、周波数Ｆｃ１を有するスイッチング用キャリアＣ１（図１９参照）と、周波数Ｆｃ２を有するスイッチング用キャリアＣ２とを同期して生成している（図１９のキャリアＣ２−１，Ｃ２−２，Ｃ２−３のいずれかとして図示される：これらの区別は後述する）。

そして切替手段１８から出力された周波数ｆｃが周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２のいずれであるかに対応して、それぞれスイッチング用キャリアＣ１、Ｃ２をスイッチング用キャリアＣとして採用して、スイッチング制御信号Ｇを生成する。

なお、後述する実施の形態においては、周波数Ｆｃ３を有するスイッチング用キャリアが、ＰＷＭ手段１３において採用される場合もある。

電力変換器２が有するスイッチング素子（図示省略）は、スイッチング制御信号Ｇに基づいてスイッチングし、交流回転機１に三相交流電圧を出力する。電力変換器２の構造自体は公知であるので、その詳細な説明は割愛する。

スイッチング制御信号Ｇは、スイッチング用キャリアと、出力電圧指令演算手段１２から得られる電圧指令Ｖ＊との比較により生成される。かかる生成自体は公知の技術であるので、詳細な説明は割愛する。

以上のようにして、電力変換器２のスイッチングは、図３に例示されたように位相領域Ｔ０１．Ｔ０２によって相違するキャリア周波数を有するスイッチング用キャリアに基づいて行われ、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。

より具体的には、直流電圧Ｖｄｃのサンプリングにも用いられるスイッチング用キャリアの周波数を切り替えてすることにより、制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存した電力変換器２のスイッチング損失を抑制することができる。

第２の実施の形態．
電圧指令Ｖ＊を求めるに際し、交流回転機１において所望のトルクを得るためのトルク制御を採用することもできる。

但しこの場合、発生されるトルクには、直流電圧Ｖｄｃの脈動に起因した脈動が存在する。直流電圧Ｖｄｃが小さいときには出力されるトルクも小さいので、電力変換装置のトルク制御について、直流電圧Ｖｄｃの変化に対する制御の追従性は重視される必要はない。

他方、直流電圧Ｖｄｃが大きいときには出力されるトルクも大きいが、直流電圧Ｖｄｃの変化は（第１の実施の形態から理解されるように）小さいため、トルクの変化も小さく、やはり制御の追従性は重視される必要はない。

むしろ、直流電圧Ｖｄｃが小さい位相領域から直流電圧Ｖｄｃが大きい位相領域へ、あるいはその逆方向へ、それぞれ遷移する位相領域においてはトルクの変動が大きく、電力変換装置のトルク制御について追従性が重視される。また直流電圧Ｖｄｃが大きいときにはスイッチング損失も大きくなるので、トルク制御の制御周期は長いことが望ましい。

第２の実施の形態においても電力変換装置は第１の実施の形態と同じ構成（図１参照）を用いることができる。但し、切替手段１８としては実施の形態１の切替手段１８Ａではなく、後述するように切替手段１８Ｂを採用する。

図６は、第２の実施の形態における位相領域を示すグラフであり、第１の実施の形態の図２と対応している。図６は交流電圧Ｖｓの波形と、これを全波整流して得られる直流電圧Ｖｄｃの波形とを示している。

また、図７は第２の実施の形態の動作を説明するグラフであり、第１の実施の形態の図３と対応している。図７では電源位相θが０〜１８０度を採るときの、直流電圧Ｖｄｃの波形と、キャリア周波数ｆｃの波形と、想定されるトルクＴの波形とを示している。

第２の実施の形態では、位相領域を下記のように区分する。

交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も小さい位相（θ＝９０度、あるいは２７０度）を含む位相領域Ｔ０４（θ３≦θ≦θ４の位相領域）：
位相領域Ｔ０４を挟んで隣接する一対の位相領域Ｔ０５（θ１≦θ≦θ３の位相領域と、θ４≦θ≦θ２の位相領域の両方）：
交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も大きい位相を含み、位相領域Ｔ０４，Ｔ０５のいずれとも異なる位相領域Ｔ０６（０°≦θ≦θ１の位相領域と、θ２≦θ≦１８０°の位相領域の両方）：
値θ１，θ２は必ずしも第１の実施の形態における値θ１，θ２と同じ値を採る必要はないが、ここでは値θ１，θ２はいずれも第１の実施の形態と同じ値を採る場合が例示されている（θ１≒１５°、θ２≒１６５°）。また値θ３，θ４としてそれぞれ約７５度、約１０５度が採用される場合が例示されている。

電源位相θが相互に隣接する一対の位相領域の境界にある場合、電源位相θは当該一対の位相領域のいずれにあると把握しても差し支えない。

以上のように位相領域を区分すると、位相領域Ｔ０５におけるトルクＴの波形は、位相領域Ｔ０４におけるトルクＴの波形よりも変動が顕著である、と言える。また、更に、位相領域Ｔ０５におけるトルクＴの波形は、位相領域Ｔ０６におけるトルクＴの波形よりも変動が顕著である、とも言える。

よって位相領域Ｔ０４あるいは更に位相領域Ｔ０６においては、位相領域Ｔ０５よりも、トルク制御の制御周期を長くしても、トルクＴについて、電力変換器２の制御の追従性を損ないにくいと言える。通常、トルク制御の制御は、キャリア一周期を単位として行われるので、トルク制御の制御周期を長くすることはキャリア周波数を低減することに相当する。

よって位相領域Ｔ０４におけるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ４、位相領域Ｔ０５におけるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ５、を導入して、Ｆｃ４＜Ｆｃ５の関係を成立させることにより、想定されるトルクＴの変動に対する電力変換器２の制御の追従性を確保しつつ、電力変換装置のキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げることができる。これはスイッチング素子の冷却装置などを簡素化でき、引いては電力変換装置を小型化することに資する。

また、位相領域Ｔ０６におけるスイッチング用キャリアの周波数Ｆｃ６を導入し、これと周波数Ｆｃ５との間に、Ｆｃ６＜Ｆｃ５の関係を成立させることにより、上記効果を高めることができる。

図７では、キャリア周波数ｆｃは位相領域Ｔ０４，Ｔ０５，Ｔ０６においてそれぞれ３ｋＨｚ，６ｋＨｚ，３ｋＨｚを採っている。つまり図３ではＦｃ４＝Ｆｃ６＝３ｋＨｚ、Ｆｃ５＝６ｋＨｚの場合が例示されている。

図８は図１における切替手段１８として第２の実施の形態で採用される切替手段１８Ｂの構成を例示するブロック図である。切替手段１８Ｂは切替手段１８Ａと同様に、第１のキャリア周波数生成手段９及び第２のキャリア周波数生成手段１０と相まって、電源位相θに基づいてキャリア周波数ｆｃの値を設定する周波数設定部として把握される。切替手段１８ＢはＦｃ３＝Ｆｃ１との前提の下で設計されている。

切替手段１８Ｂは、選択部１８１、比較器１８２ａ，１８２ｂ，１８２ｃ，１８２ｄ，１８２ｅ，１８２ｆ，１８２ｇ，１８２ｈ、ＡＮＤゲート１８３ａ，１８３ｂ，１８３ｅ，１８３ｆ，１８６、ＮＡＮＤ（論理積の反転）ゲート１８３ｃ，１８３ｄ、ＯＲゲート１８４、スイッチングコントローラ１８５を有している。

比較器１８２ａ，１８２ｂ，１８２ｃ，１８２ｄ、ＡＮＤゲート１８３ａ，１８３ｂへの入力は第１の実施の形態と同様である。よってＡＮＤゲート１８３ａはθ１≦θ≦θ２であるか否かに応じてそれぞれ論理“Ｈ”“Ｌ”を出力し、ＡＮＤゲート１８３ｂはθ１＋１８０°≦θ≦θ２＋１８０°であるか否かに応じてそれぞれ論理“Ｈ”“Ｌ”を出力する。つまり、ＡＮＤゲート１８３ａ，１８３ｂのいずれかが“Ｈ”であれば、電源位相θは位相領域Ｔ０５，Ｔ０６のいずれかに有って、位相領域Ｔ０４にはない。

比較器１８２ｅは電源位相θと値θ３とを入力し、θ≧θ３であるか否かに応じて、それぞれ論理“Ｈ”，“Ｌ”を出力する。比較器１８２ｆは電源位相θと値θ４とを入力し、θ≦θ４であるか否かに応じて、それぞれ論理“Ｈ”，“Ｌ”を出力する。ＮＡＮＤゲート１８３ｃは比較器１８２ｅ，１８２ｆのそれぞれが出力する論理の論理積の反転を採って出力する。つまり、ＮＡＮＤゲート１８３ｃはθ３≦θ≦θ４であるか否かに応じてそれぞれ論理“Ｌ”、“Ｈ”を出力する。

ＡＮＤゲート１８３ｅはＡＮＤゲート１８３ａの出力と、ＮＡＮＤゲート１８３ｃの出力との論理積を採って出力する。これにより、電源位相θが図７に現れた位相領域Ｔ０５にある場合にはＡＮＤゲート１８３ｅは論理“Ｈ”を出力し、図７に現れた位相領域Ｔ０４，Ｔ０６にある場合にはＡＮＤゲート１８３ｅは論理“Ｌ”を出力する。

比較器１８２ｇは電源位相θと値θ３＋１８０°とを入力し、θ≧θ３＋１８０°であるか否かに応じて、それぞれ論理“Ｈ”，“Ｌ”を出力する。比較器１８２ｈは電源位相θと値θ４＋１８０°とを入力し、θ≦θ４＋１８０°であるか否かに応じて、それぞれ論理“Ｈ”，“Ｌ”を出力する。ＮＡＮＤゲート１８３ｄは比較器１８２ｇ，１８２ｇのそれぞれが出力する論理の論理積の反転を採って出力する。ＮＡＮＤゲート１８３ｄは、θ３＋１８０°≦θ≦θ４＋１８０°であるか否かに応じてそれぞれ論理“Ｌ”、“Ｈ”を出力する。

ＡＮＤゲート１８３ｆはＡＮＤゲート１８３ｂの出力と、ＮＡＮＤゲート１８３ｄの出力との論理積を採って出力する。これにより、電源位相θが図７に現れない位相領域Ｔ０５にある場合にはＡＮＤゲート１８３ｆは論理“Ｈ”を出力し、図７に現れない位相領域Ｔ０４，Ｔ０６にある場合にはＡＮＤゲート１８３ｆは論理“Ｌ”を出力する。

ＯＲゲート１８４はＡＮＤゲート１８３ｅ，１８３ｆのそれぞれの出力の論理和を採って判断結果信号ＪとしてＡＮＤゲート１８６へ出力する。上述の動作により判断結果信号Ｊは、電源位相θが位相領域Ｔ０４，Ｔ０６にある場合には論理“Ｌ”を、位相領域Ｔ０５にある場合には論理“Ｈ”を、それぞれ採る。

選択部１８１の端子Ａにはキャリア周波数Ｆｃ４（ここではキャリア周波数Ｆｃ６と等しい）が入力し、端子Ｂにはキャリア周波数Ｆｃ５が入力する。そして選択許可信号Ｅが論理“Ｈ”をとるとき、選択部１８１は、判断結果信号Ｊが“Ｈ”であれば（電源位相θは位相領域Ｔ０４，Ｔ０６にあってトルクＴの変動が緩やかであるので）端子Ｂを端子Ｃに接続し、周波数ｆｃとして周波数Ｆｃ４を採用する。また判断結果信号Ｊが“Ｌ”であれば（電源位相θは位相領域Ｔ０５にあってトルクＴの変動が急なので）端子Ａを端子Ｃに接続する。

図９は電源位相θと、比較器１８２ａ，１８２ｂ、１８２ｅ、１８２ｆ、ＡＮＤゲート１８３ａ、ＮＡＮＤゲート１８３ｃ、ＡＮＤゲート１８３ｅの動作を示すタイミングチャートである。図９において選択部１８１の動作は端子Ｃと接続される相手の端子に付記された記号（Ａ），（Ｂ）を用いて示した。

図１０は第２の実施の形態の効果を説明するグラフであり、直流電圧Ｖｄｃ、スイッチング用キャリアＣ、想定されるトルクＴ及び出力トルクＴｏ、電力変換器２から交流回転機１へ出力される電流ｉｄ，ｉｑの波形を示す。但し、電流ｉｄ，ｉｑはそれぞれいわゆるｄ軸電流及びｑ軸電流であり、交流回転機１に流れる電流の、交流回転機１の界磁に対する同相成分及び直交成分である。

キャリアは位相領域Ｔ０４，Ｔ０６においてキャリア周波数３ｋＨｚを、位相領域Ｔ０５においてキャリア周波数６ｋＨｚを、それぞれ採用している。

出力トルクＴｏは交流回転機１において実際に発生したトルクであって、想定されるトルクＴに対し、立ち上がりが遅くかつ緩慢になっていることが判る。しかしながら出力トルクＴｏの変化が大きな領域は、想定されるトルクＴの変化が大きい位相領域Ｔ０５にある。よって図１０は、位相領域Ｔ０５においてスイッチング用キャリアＣの周波数が高められるという望ましい結果を示している。

なお、位相領域Ｔ０５と隣接する位相領域Ｔ０４，Ｔ０６と、位相領域Ｔ０５との境界において、スイッチング用キャリアＣはその周波数が変化する。これはスイッチング用キャリアの不連続を招来する可能性がある。図１０ではかかる不連続が生じない場合を例示しているが、相互に隣接する位相領域同士の境界でのスイッチング用キャリアの波形の連続性については後の＜変形例２＞において詳細に説明する。

第３の実施の形態．
図１１は第３の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、第１の実施の形態及び第２の実施の形態で採用された制御部４に対し、周波数設定部１９Ａを周波数設定部１９Ｂに置換した構成を有している。

周波数設定部１９Ｂは切替テーブル手段１９１を含む。切替テーブル手段１９１は、位相領域毎にキャリア周波数を対応づけて記憶しており、入力された電源位相θに応じてキャリア周波数ｆｃを出力する。

このような切替テーブル手段１９１を採用することにより、第１の実施の形態、第２の実施の形態で示されたような位相領域毎に対応したキャリア周波数ｆｃの設定が実現されることは明白である。またより複雑な対応についても実現することが容易となる。例えばキャリア周波数を３種採用することも容易に実現できる。

図１２は、第３の実施の形態における位相領域を示すグラフであり、第１の実施の形態の図２と対応している。図１２は交流電圧Ｖｓの波形と、これを全波整流して得られる直流電圧Ｖｄｃの波形とを示している。

また、図１３は第３の実施の形態の動作を説明するグラフであり、第１の実施の形態の図３と対応している。図１３では電源位相θが０〜１８０度を採るときの、直流電圧Ｖｄｃの波形と、キャリア周波数ｆｃの波形と、想定されるトルクＴの波形とを示している。

第３の実施の形態では、第１の実施の形態に対して、位相領域Ｔ０２を、値θ５，θ６を境界として、位相領域Ｔ０２’，Ｔ０３に区分している。もちろん、位相領域Ｔ０２’，Ｔ０３を合体させた位相領域が第１の実施の形態の位相領域Ｔ０２と必ずしも一致する必要はない。換言すれば、第１の実施の形態と第３の実施の形態との間で、値θ１，θ２が異なっていてもよい。

よって、第１の実施の形態と類似して、位相領域を下記のように区分して把握することができる。

交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も大きい位相（θ＝１８０度、あるいは３６０度）を含む位相領域Ｔ０１（０°≦θ≦θ１の位相領域と、θ２≦θ≦１８０°の位相領域の両方）：
交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も小さい位相（θ＝９０度、あるいはθ＝２７０度）を含む位相領域Ｔ０２’（θ５≦θ≦θ６の位相領域）：
位相領域Ｔ０１，Ｔ０２’のいずれとも異なる位相領域Ｔ０３（θ１≦θ≦θ５の位相領域と、θ６≦θ≦θ２の位相領域の両方）。

第３の実施の形態では位相領域Ｔ０２’，Ｔ０３においてそれぞれキャリア周波数ｆｃとして採用されるべき周波数Ｆｃ２’，Ｆｃ３を導入して、Ｆｃ２’＜Ｆｃ３＜Ｆｃ１の関係を設定する。例えばＦｃ２’＝３ｋＨｚ、Ｆｃ３＝４ｋＨｚ、Ｆｃ１＝６ｋＨｚに設定されている場合が図１３に図示されている。

位相領域Ｔ０２’，Ｔ０３，Ｔ０１はこの順に、直流電圧Ｖｄｃの脈動が顕著となって行くので、上述の関係を設定することにより、第１の実施の形態の効果を高めることができる。

あるいは、第３の実施の形態における位相領域を第２の実施の形態と類似して、下記のように区分して把握することもできる。

交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も小さい位相（θ＝９０度、あるいは２７０度）を含む位相領域Ｔ０２’（θ５≦θ≦θ６の位相領域）：
位相領域Ｔ０２’を挟んで隣接する一対の位相領域Ｔ０３（θ１≦θ≦θ５の位相領域と、θ６≦θ≦θ２の位相領域の両方）：
交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も大きい位相を含み、位相領域Ｔ０２’，Ｔ０３のいずれとも異なる位相領域Ｔ０１（０°≦θ≦θ１の位相領域と、θ２≦θ≦１８０°の位相領域の両方）。

よって位相領域の並び方から見れば、第３の実施の形態の位相領域Ｔ０２’，Ｔ０３，Ｔ０１は第２の実施の形態のＴ０４，Ｔ０５，Ｔ０６にそれぞれ対応する。しかしキャリア周波数ｆｃとして採用される周波数の大小関係（Ｆｃ２’＜Ｆｃ３＜Ｆｃ１）は第２の実施の形態のそれ（Ｔ０４＜Ｔ０５，Ｔ０５＞Ｔ０６）とは異なっている。

なお、θ１＝θ５、θ２＝θ６であれば実質的に位相領域Ｔ０３は無くなり、位相領域Ｔ０２’は第１の実施の形態の位相領域Ｔ０２と同様に扱うことができる。つまり第１の実施の形態については下記のように把握することもできる。

即ち、交流電圧Ｖｓの変化率の絶対値が最も小さい位相を含む位相領域Ｔ０２においてキャリア周波数ｆｃは周波数Ｆｃ２を採り、位相領域Ｔ０２を挟んで隣接する一対の位相領域Ｔ０１においてキャリア周波数ｆｃは周波数Ｆｃ１を採り、周波数Ｆｃ１は周波数Ｆｃ２よりも大きい。

第４の実施の形態．
第４の実施の形態においても電力変換装置は第３の実施の形態と同じ構成（図１１参照）を用いることができる。また、第２の実施の形態と同じ位相領域（図６参照）が採用される。

図１４は第４の実施の形態の動作を説明するグラフであり、第２の実施の形態の図７と対応している。

第４の実施の形態では第２の実施の形態とは異なり、位相領域Ｔ０４においてキャリア周波数ｆｃとして採用される周波数Ｆｃ４が周波数Ｆｃ５のみならず周波数Ｆｃ６よりも小さく設定される（Ｆｃ４＜Ｆｃ６＜Ｆｃ５）。例えば図１４ではＦｃ６＝３ｋＨｚ、Ｆ５＝６ｋＨｚ、Ｆｃ４＝２ｋＨｚに設定されている場合が示されている。

このように、想定されるトルクＴの波形が平坦であってトルク制御の制御周期を短くする必要が無く、かつ直流電圧Ｖｄｃの値が大きくてスイッチング損失が大きくなりがちな位相領域Ｔ０４におけるキャリア周波数Ｆｃ４を低下させることは、第２の実施の形態の効果を高める。

第５の実施の形態．
整流された電圧の脈動は、単相交流電圧を整流する場合に限らず、三相交流電圧を整流した場合にも発生する。これはコンデンサの容量が小さいことで、より顕著となる。ここでは三相交流電圧を半波整流した場合における実施の形態について説明する。

図１５は第５の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、第３の実施の形態で示された構成（図１１参照）に対し、単相電源６１及び整流回路５１をそれぞれ三相電源６３Ａ及び整流回路５３Ａに置換した構成を有している。

三相電源６３Ａは三相の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔと中性点電圧Ｖｎとを出力し、いわゆる三相四線式の配電を実現する。整流回路５３Ａは相電圧を半波整流するダイオードブリッジであり、中性点電圧Ｖｎを基準として交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを半波整流する。

ここでは周波数設定部１９Ｂを用いることによって説明を簡単にするが、適宜に回路設計を行って周波数設定部１９Ａと同様の構成を採用することもできる。

図１６は第５の実施の形態における位相領域を示すグラフであり、第１の実施の形態の図２と対応している。図１６は交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの波形と、これを半波整流して得られる直流電圧Ｖｄｃの波形とを示している。

交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔは、周知のように、その位相が相互に１２０°ずつずれており、ここでは電圧Ｖｒよりも電圧Ｖｓが、電圧Ｖｓよりも電圧Ｖｔが、それぞれ遅相である場合を例示している。

直流電圧Ｖｄｃの波形は交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔのうちの最大値の波形をとり、電源電圧Ｖｓの位相に換算して１２０°周期で脈動する。具体的には直流電圧Ｖｄｃは、三相交流電圧の内のいずれか二つが同じ正の電圧値を採る時点で最小となり、三相交流電圧の内のいずれか二つが同じ負の電圧値を採る時点で最大となる。

よって例えば第１の実施の形態のように、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する制御の追従性を確保しつつキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げるために、位相領域Ｔ１，Ｔ２を選定し、それぞれの位相領域において採用されるキャリア周波数を設定することができる。

この場合、直流電圧Ｖｄｃの波形についての上述の観点から交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの波形同士の交点を採って位相領域を下記のように選定することができる。

二つの交流電圧が同じ正の電圧値を採る第１位相（図１６では位相θｒｓ，θｓｔ，θｔｒとして例示）を含む位相領域Ｔ１：
二つの交流電圧が同じ負の電圧値を採る第２位相（これは第１位相よりも６０°遅相である）を含む位相領域Ｔ２。

以上のように位相領域を区分すると、位相領域Ｔ１における直流電圧Ｖｄｃの脈動は、位相領域Ｔ２における直流電圧Ｖｄｃの脈動よりも顕著である、と言える。

よって位相領域Ｔ２においては、位相領域Ｔ１よりも、直流電圧Ｖｄｃのサンプリング周期を長くしても、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する電力変換器２の制御の追従性を損ないにくいと言える。しかも、直流電圧Ｖｄｃの値が大きいときには電力変換器２に供給される電圧も大きいのであるから、位相領域Ｔ２における電力変換器２を制御する頻度を低減することは、スイッチング損失の低減をも招来する。

更に、位相領域Ｔ１，Ｔ２のいずれとも異なる位相領域Ｔ３を選定してもよい。位相領域Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３においてそれぞれスイッチング用キャリアが周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２．Ｆｃ３を採用するとして、Ｆｃ２＜Ｆｃ３＜Ｆｃ１の関係を採用することによって、第３の実施の形態と同様に、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する制御の追従性を確保しつつキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げる効果を高めることができる。

第６の実施の形態．
ここでは三相交流電圧を全波整流した場合における実施の形態について説明する。図１７は第６の実施の形態にかかる電力変換装置の構成を例示する回路図である。当該電力変換装置は、第５の実施の形態で示された構成（図１５参照）に対し、三相電源６３Ａ及び整流回路５３Ａをそれぞれ三相電源６３Ｂ及び整流回路５３Ｂに置換した構成を有している。

三相電源６３Ｂは三相の交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔを出力し、いわゆる三相三線式の配電を実現する。整流回路５３Ｂは線間電圧を全波整流するダイオードブリッジである。ここでは線間電圧としてＶｔｒ＝Ｖｔ−Ｖｒ，Ｖｒｓ＝Ｖｒ−Ｖｓ，Ｖｓｔ＝Ｖｓ−Ｖｔを採用している。

第６の実施の形態でも第５の実施の形態と同様にして周波数設定部１９Ｂを用いることによって説明を簡単にするが、適宜に回路設計を行って周波数設定部１９Ａと同様の構成を採用することもできる。

図１８は第６の実施の形態における位相領域を示すグラフであり、第１の実施の形態の図２と対応している。図１８は交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの波形と、線間電圧Ｖｔｒ，Ｖｒｓ，Ｖｓｔの波形と、これらの線間電圧を全波整流して得られる直流電圧Ｖｄｃの波形とを示している。

線間電圧Ｖｔｒ，Ｖｒｓ，Ｖｓｔは、周知のように、その位相が相互に１２０°ずつずれている。直流電圧Ｖｄｃの波形は線間電圧Ｖｔｒ，Ｖｒｓ，Ｖｓｔの絶対値のうちの最大値の波形をとり、電源電圧Ｖｓの位相に換算して６０°周期で脈動する。具体的には直流電圧Ｖｄｃは、三相交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの内のいずれか二つが（正負を問わず）同じ電圧値を採る時点で最小となり、線間電圧Ｖｔｒ，Ｖｒｓ，Ｖｓｔの内のいずれか二つが（正負を問わず）同じ電圧値を採る時点で最大となる。

よって例えば第１の実施の形態のように、直流電圧Ｖｄｃの脈動に対する制御の追従性を確保しつつキャリア周波数に依存するスイッチング損失を下げるために、位相領域Ｔ１，Ｔ２を選定し、それぞれの位相領域において採用されるキャリア周波数を設定することができる。

この場合、直流電圧Ｖｄｃの波形についての上述の観点から交流電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔの波形同士の交点を採って位相領域を下記のように選定することができる。

二つの交流電圧が同じ電圧値を採る第１位相（図１６では同じ正の電圧値を採る位相θｒｓ，θｓｔ，θｔｒ、同じ負の電圧値を採る位相θｓｒ，θｔｓ，θｒｔとして例示）を含む位相領域Ｔ１：
二つの線間電圧が同じ電圧値を採る第２位相（これは第１位相よりも３０°遅相である）を含む位相領域Ｔ２。

以上のように位相領域を区分すると、位相領域Ｔ１における直流電圧Ｖｄｃの脈動は、位相領域Ｔ２における直流電圧Ｖｄｃの脈動よりも顕著である、と言える。よって位相領域Ｔ１，Ｔ２においてそれぞれスイッチング用キャリアが周波数Ｆｃ１，Ｆｃ２を採用するとして、Ｆｃ２＜Ｆｃ１の関係を採用することによって第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

更に、位相領域Ｔ１，Ｔ２のいずれとも異なる位相領域Ｔ３を選定してもよい。位相領域Ｔ３においてスイッチング用キャリアが周波数Ｆｃ３を採用するとして、Ｆｃ２＜Ｆｃ３＜Ｆｃ１の関係を採用することによって、第３の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

＜実施の形態の総括的説明＞
直流電圧Ｖｄｃの脈動それ自身を軽減する場合（例えば第１の実施の形態）と、直流電圧Ｖｄｃの脈動に起因する想定されるトルクＴの脈動を軽減する場合（例えば第２の実施の形態）とでは、各位相領域におけるキャリア周波数の大小関係が異なる場合がある（特に直流電圧Ｖｄｃが零近傍の値を採る位相領域Ｔ０１，Ｔ０６と、このそれぞれを挟んで隣接する位相領域Ｔ０２，Ｔ０５との間での、キャリア周波数の大小関係）。

しかしながら、電源位相θで区分される位相領域に応じてスイッチング用キャリアの周波数ｆｃを可変とし、上記の場合に応じて適宜に周波数ｆｃを設定することにより、それぞれの場合に応じて電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制することができる。

これは、ダイオードブリッジで交流電圧から整流された直流電圧が、交流電圧と同期して脈動することを利用している。交流電圧の位相に応じてスイッチング用キャリアの周波数を変更することにより、直流電圧の大きさやこれに基づいて変動するトルクに応じた周波数に応じた信号で電力変換器がスイッチングする。これにより、直流電圧の脈動やトルクの変動に対する電力変換器の制御の追従性を確保しつつ、キャリア周波数に依存したスイッチング損失を抑制し、ひいては電力変換装置を小型化することに資する。

＜変形例１＞
上記のいずれの実施の形態についても、位相領域を決定する位相、換言すれば位相領域の境界となる位相は、異なる側面から捉えることができる。例えば第５の実施の形態について見れば、図１６を参照して、位相領域Ｔ１が含む第１位相θｒｓ，θｓｔ，θｔｒは、電圧Ｖｓ，Ｖｔ，Ｖｒの変化率の絶対値が最も大きい位相から６０°遅相の位相であると把握することができる。

あるいは第６の実施の形態において位相領域Ｔ２が含む第２位相は、いずれかの電圧がゼロクロスする位相であると把握することができる。

このようにいずれの実施の形態においても、位相領域を決定する位相は、電源位相θの算出、検出、推定から導かれるので有れば、種々の観点で特定することができる。

＜変形例２＞
上記のいずれの実施の形態についても、隣接する位相領域同士の境界では、異なる周波数のスイッチング用キャリアが時間的に隣接する。それぞれのスイッチング用キャリアの波形の最大値（あるいはその近傍）同士が隣接するか、もしくは最小値（あるいはその近傍）同士が時間的に隣接することが望ましい。

このようにしてスイッチング用キャリアを切り替えることにより、それぞれのスイッチング用キャリアの最大値同士（あるいは最小値同士）の間の一周期は損なわれることがない。通常、スイッチング用キャリアと比較される指令値は、スイッチング用キャリアの最大値同士（あるいは最小値同士）の間の一周期において維持されるので、スイッチングによって出力される交流電圧は、指令値に応じたものとなる。

もちろん、指令値はスイッチング用キャリアの振幅に対応して設定されるので、切り替えられる複数のスイッチング用キャリアは、いずれもその最大値同士が等しく、かつ最小値同士が等しいことが望ましい。

図１０で示されたスイッチング用キャリアＣについてみれば、位相領域Ｔ０５と、位相領域Ｔ０４，Ｔ０６との間の境界で最大値を採る場合が例示されている。

例えば第２の実施の形態において、周波数Ｆｃ５を採るスイッチング用キャリアＣをスイッチング用キャリアＣ１とし、周波数Ｆｃ４（＝Ｆｃ６）を採るスイッチング用キャリアＣをスイッチング用キャリアＣ２とすると、Ｆｃ５＝Ｎ・Ｆｃ４（但しＮは２以上の整数）であれば、スイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２同士の切り替わりにおいて、それぞれの最大値同士あるいは最小値同士を一致させることができる。

同様にしてＦｃ１＝Ｍ・Ｆｃ２（但しＭは２以上の整数）であれば、スイッチング用キャリアＣ１（周波数Ｆｃ１）とスイッチング用キャリアＣ２（周波数Ｆｃ２）との間の切り替わりにおいて、それぞれの最大値同士あるいは最小値同士を一致させることができる。

但し、スイッチング用キャリアが切り替わるタイミングを、厳密に位相領域同士の境界に一致させることは必ずしも容易ではない。位相領域の境界となる位相の値は、必ずしもスイッチング用キャリアＣ２の最小値、あるいは最大値と一致するとは限らないからである。この観点からは、判別結果信号Ｄの“Ｈ”／“Ｌ”のみで選択部１８１の動作を制御することは望ましくない。

そこで、スイッチングコントローラ１８５は最も周波数が低いスイッチング用キャリア、ここではスイッチング用キャリアＣ２に基づいて、選択許可信号Ｅを出力し、これが“Ｈ”の場合のみ、判別結果信号Ｄに基づいて選択部１８１に選択の切替を行わせる。スイッチング用キャリアＣ２は、ＰＷＭ手段１３において用いられるので、ＰＷＭ手段１３で作成し、ここから得ることができる。

図１９はスイッチング用キャリアの選定を説明するグラフである。但しここではスイッチング用キャリアＣ２として三種のキャリアＣ２-1，Ｃ２-2，Ｃ２-3を例示した。

キャリアＣ２-1，Ｃ２-2はスイッチング用キャリアＣ１の周波数Ｆｃ１の偶数分の一の周波数Ｆｃ２を有しており、ここではＦｃ２＝Ｆｃ１／２の場合が例示されている。キャリアＣ２-1は、その最大値を採るタイミングが、スイッチング用キャリアＣ１が最大値を採るタイミングから選択されるように同期する。キャリアＣ２-2は、その最小値を採るタイミングが、スイッチング用キャリアＣ１が最小値を採るタイミングから選択されるように同期する。

キャリアＣ２-3はスイッチング用キャリアＣ１の周波数Ｆｃ１の奇数分の一（当該奇数は３以上）の周波数Ｆｃ２を有しており、ここではＦｃ２＝Ｆｃ１／３の場合が例示されている。キャリアＣ２-3が最大値を採るときにはスイッチング用キャリアＣ１も最大値を採り、キャリアＣ２-3が最小値を採るときにはスイッチング用キャリアＣ１も最小値を採る。

このように、最も周波数が低いスイッチング用キャリアＣ２の最大値／最小値を検出し、そのタイミングで選択部１１１に選択の切替を行わせることが望ましい。かかる制御はスイッチングコントローラ１８５に担わせることができる。

具体的には、スイッチング用キャリアＣ２としてキャリアＣ２-1が採用される場合には、キャリアＣ２-1が最大値を採るタイミングで、スイッチングコントローラ１８５が選択許可信号Ｅを“Ｈ”にして、選択部１８１に選択の切替を行わせる。これにより、その切り替わりのタイミングにおいてスイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最大値を採る。

スイッチング用キャリアＣ２としてキャリアＣ２-2が採用される場合には、キャリアＣ２-2が最小値を採るタイミングで選択許可信号Ｅを“Ｈ”にして、選択部１８１に選択の切替を行わせる。これにより、その切り替わりのタイミングにおいてスイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最小値を採る。

スイッチング用キャリアＣ２としてキャリアＣ２-3が採用される場合には、キャリアＣ２-3が最大値を採るタイミングで選択部１８１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてスイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最大値を採る。またキャリアＣ２-3が最小値を採るタイミングで選択部１８１に選択の切替を行わせることにより、その切り替わりのタイミングにおいてスイッチング用キャリアＣ１，Ｃ２はいずれも最小値を採る。

かかる切替の観点からは、周波数Ｆｃ２が周波数Ｆｃ１の奇数分の一であることが望ましい。キャリアが最大値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、最小値を採るタイミングで周波数を切り替える場合にも、適用できるからである。

同様にして、周波数Ｆｃ４，Ｆｃ５，Ｆｃ６を設定することが望ましい。

また、同様にして、スイッチング用キャリアＣ２の値に応じたタイミングで、切替テーブル手段１９１から周波数ｆｃが出力されることが望ましい。

第３の実施の形態や第４の実施の形態で示されたように、キャリア周波数ｆｃとして採用される周波数が３つ以上ある場合には、隣接する一対の位相領域で採用される周波数同士は互いに整数倍の関係に有ることが望ましい。即ち、第３の実施の形態に即してみれば、Ｆｃ１＝ｍ×Ｆｃ３，Ｆｃ３＝ｎ×Ｆｃ２’（ｍ，ｎは２以上の整数）の関係があることが望ましい（図１３の例示ではＦｃ１＝（３／２）×Ｆｃ３、Ｆｃ３＝（４／３）×Ｆｃ２’であり、整数ｍ，ｎが存在しなかった）。また第４の実施の形態に即してみれば、Ｆｃ５＝２×Ｆｃ６＝３×Ｆｃ４であり、３つの周波数Ｆｃ４，Ｆｃ５，Ｆｃ６は上記の望ましい関係を満足している。

＜変形例３＞
上記の説明では、制御部４はマイクロコンピュータと記憶装置を含んで構成することができる。マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップ（換言すれば手順）を実行する。上記記憶装置は、例えばＲＯＭ(Read Only Memory)、ＲＡＭ(Random Access Memory)、書き換え可能な不揮発性メモリ（ＥＰＲＯＭ(Erasable Programmable ROM)等）、ハードディスク装置などの各種記憶装置の１つ又は複数で構成可能である。

当該記憶装置は、各種の情報やデータ等を格納し、またマイクロコンピュータが実行するプログラムを格納し、また、プログラムを実行するための作業領域を提供する。なお、マイクロコンピュータは、プログラムに記述された各処理ステップに対応する各種手段として機能するとも把握でき、あるいは、各処理ステップに対応する各種機能を実現するとも把握できる。

また、制御部４はこれに限らず、制御部４によって実行される各種手順、あるいは実現される各種手段又は各種機能の一部又は全部をハードウェアで実現しても構わない。

２ 電力変換器
３ コンデンサ
４ 制御部
１３ ＰＷＭ手段（変調信号生成部）
５１，５３Ａ，５３Ｂ 整流回路
１９Ａ，１９Ｂ 周波数設定部

Claims (13)

1. 交流電圧（Ｖｓ）（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）をダイオードブリッジで整流して直流電圧（Ｖｄｃ）を出力する整流回路（５１）（５３Ａ）（５３Ｂ）と、
   前記直流電圧を両端に受けるコンデンサ（３）と、
   前記直流電圧をスイッチングすることによって他の交流電圧に変換する電力変換器（２）と、
   前記電力変換器を制御する制御部（４）
   とを備え、
   前記制御部は、
   スイッチング用キャリア（Ｃ１，Ｃ２）と前記他の交流電圧の指令値（Ｖ＊）とに基づいて前記電力変換器のスイッチングを制御する信号（Ｇ）を生成して前記電力変換器に与える変調信号生成部（１３）
   を有し、
   前記交流電圧の位相（θ）で区分される位相領域に応じて前記スイッチング用キャリアの周波数（Ｆｃ）が可変であることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記交流電圧の位相（θ）に基づいて前記周波数の値を設定する周波数設定部（１９Ａ）（１９Ｂ）
   を更に備え、
   前記変調信号生成部において採用される前記スイッチング用キャリア（Ｃ１，Ｃ２）は、前記周波数設定部で設定された前記周波数を有する、請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記交流電圧は単相交流電圧（Ｖｓ）であって、
   前記整流回路（５１）は全波整流を行い、
   前記交流電圧の変化率の絶対値が最も大きい位相（１８０度、３６０度）を含む第１の位相領域（Ｔ０１）において前記周波数は第１値（Ｆｃ１）を採り、
   前記交流電圧の変化率の絶対値が最も小さい位相（９０度、２７０度）を含む第２の位相領域（Ｔ０２）において前記周波数は第２値（Ｆｃ２）を採る、請求項１または請求項２記載の電力変換装置。
4. 前記交流電圧は三相交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）であって、
   前記整流回路（５３Ａ）は半波整流を行い、
   前記交流電圧のうちの二相が同じ正の値を採る第１位相（θｒｓ，θｓｔ，θｔｒ）を含む第１の位相領域（Ｔ１）において前記周波数は第１値（Ｆｃ１）を採り、
   前記第１位相よりも６０度遅相の第２位相（θｒｓ＋６０°，θｓｔ＋６０°，θｔｒ＋６０°）を含んで前記第１の位相領域とは異なる第２の位相領域（Ｔ２）において前記周波数は第２値（Ｆｃ２）を採る、請求項１または請求項２記載の電力変換装置。
5. 前記交流電圧は三相交流電圧（Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ）であって、
   前記整流回路（５３Ｂ）は全波整流を行い、
   前記交流電圧のうちの二相が同じ値を採る第１位相（θｒｓ，θｓｔ，θｔｒ，θｓｒ，θｔｓ，θｒｔ）を含む第１の位相領域（Ｔ１）において前記周波数は第１値（Ｆｃ１）を採り、
   前記第１位相よりも３０度遅相の第２位相（θｒｓ＋３０°，θｓｔ＋３０°，θｔｒ＋３０°，θｓｒ＋３０°，θｔｓ＋３０°，θｒｔ＋３０°）を含んで前記第１の位相領域とは異なる第２の位相領域（Ｔ２）において前記周波数は第２値（Ｆｃ２）を採る、請求項１または請求項２記載の電力変換装置。
6. 前記第１の位相領域及び前記第２の位相領域のいずれとも異なる第３の位相領域（Ｔ０３；Ｔ３）が存在し、前記周波数は前記第３の位相領域において第３値（Ｆｃ３）を採る、請求項３乃至請求項５のいずれか一つに記載の電力変換装置。
7. 前記第１値は前記第２値よりも大きい、請求項３乃至５のいずれか一つに記載の電力変換装置。
8. 前記第１値は前記第２値よりも大きく、前記第３値は前記第１よりも小さく前記第２値よりも大きい、請求項６記載の電力変換装置。
9. 前記交流電圧は単相交流電圧（Ｖｓ）であって、
   前記整流回路（５１）は全波整流を行い、
   前記交流電圧の変化率の絶対値が最も小さい位相（９０度、２７０度）を含む第１の位相領域（Ｔ０２；Ｔ０２’；Ｔ０４）において前記周波数は第１値（Ｆｃ２；Ｆｃ２’；Ｆｃ４）を採り、
   前記第１の位相領域を挟んで隣接する一対の第２の位相領域（Ｔ０１；Ｔ０３；Ｔ０５）において前記周波数は第２値（Ｆｃ１；Ｆｃ３；Ｆｃ５）を採る、請求項１または請求項２記載の電力変換装置。
10. 前記第１の位相領域及び前記第２の位相領域のいずれとも異なる第３の位相領域（Ｔ０６；Ｔ６）が存在し、前記周波数は前記第３の位相領域において第３値（Ｆｃ６）を採る、請求項９記載の電力変換装置。
11. 前記第２値は前記第１値よりも大きい、請求項９記載の電力変換装置。
12. 前記第２値は前記第１値よりも大きく、前記第３値は前記第２値よりも小さい、請求項１０記載の電力変換装置。
13. 前記第１値（Ｆｃ４）は前記第３値（Ｆｃ６）より小さい、請求項１２記載の電力変換装置。

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