JP5370266B2 - 電源システム - Google Patents

Description

本発明は、チョッパ回路を備えた電機機器を含む複数の電機機器が、１つの交流電源に接続されることにより構成される電源システムに関するもので、特に、チョッパ回路での電流波形制御によって、該電源システムの設置されるビル等の設備における高調波電流の低減を図る電源システムに関する。

近年、電機機器から発生する高調波電流を抑制することが一つの課題となっている。例えば、２００４年１月に経済産業省原子力安全・保安院から発行された「高圧又は特別高圧で受電する需要家の高調波抑制対策ガイドライン」（以下、特定需要家ガイドラインと略す）によれば、需要家の契約電力当たりの各次数の高調波電流の発生量に制限が設けられており、それを超えないよう高調波抑制対策を行うことが求められている。その中でも特に５次高調波電流の抑制が求められている。

高調波を抑制するための従来技術として、室内機電源装置において発生した高調波電流を空気調和機のシステム全体にて、高調波電流を効果的に抑制する空気調和機の電源システムを提供することを目的として、室外機電源装置の高調波抑制回路の制御により、商用交流電源に室外機電源装置と並列に接続される１台以上の室内機電源装置より発生する高調波電流の合成電流と逆位相の電流を、室外機電源装置より発生させ、前記室内機からの合成高調波電流と前記室外機からの電流を相殺させるようにした空気調和機の電源システムが開示されている（例えば、特許文献１）。

特開２００７−２０５６８７号公報（［００１０］、［図１］）

しかし、上記文献に開示された技術は、単相交流電源を対象とした空気調和機に関する技術であり、三相交流電源を電源としてダイオードブリッジ回路により整流する電機機器に適用することはできなかった。

つまり、一般に、家庭用に比べ規模の大きい業務用空気調和機では三相交流電源を用いている。そして、三相交流電源に対応した電機機器において、三相全波整流方式のコンバータとして、三相交流電圧を整流するダイオードブリッジ回路と、リアクタとコンデンサとからなるコンデンサインプット型整流回路と、該整流回路の出力電圧を交流電圧に変換しモータを駆動するインバータ回路を備えたものが使用されている。

単相交流電源の場合、電圧が正（又は負）となっている１８０ｄｅｇ区間中、すべての区間で通電しているので、電源電流をほぼ正弦波状になるまで補償することが可能であるが、三相交流電源においてダイオードブリッジ回路を用いた場合、各相の通電区間は、隣り合う相の電圧の影響を受け、１８０ｄｅｇ区間中の１２０ｄｅｇ区間のみとなる。このため、特許文献１に開示された技術によっては、電源電流を正弦波状に補償することはできなかった。なお、１２０ｄｅｇ区間のみ通電する場合に関して言えば、理論上、１２０ｄｅｇの矩形波状に電源電流を制御すれば、５次高調波電流がもっとも小さくなり、基本波成分に対して５次高調波成分を２０％に抑制できることが知られている。

なお、三相交流電源を用いる場合、負荷となるモータとして、三相交流を印加可能な誘導モータを利用することも考えられるが、近年では、負荷となるモータとして効率面で優れているブラシレスＤＣモータが用いられるようになってきている。この２つのモータは、ステータに交流電圧を印加することで回転磁界を発生される点は同じであるが、ロータの回転力を得る際、前者が、ロータに発生する誘起電圧を利用するのに対し、後者は、ロータの永久磁石による吸引力を利用するため、同等の回転力を得るために必要な電流が小さく、ブラシレスＤＣモータの方が効率面で優れている。

また、ブラシレスＤＣモータを利用する場合には、インバータ回路による駆動が必要となるが、インバータ回路を用いる場合、三相交流電源を直流に整流にしてインバータ回路に電圧を印加する必要がある。整流方式には、上記したダイオードブリッジ回路の他に、スイッチング素子をブリッジ構成し、それらをパルス幅変調制御する、いわゆるフルブリッジスイッチコンバータのような方式もある。この方式は、高調波抑制の面で優れ、また電源回生が可能であるため、エレベータのような電機機器に用いられることはあるが、高コスト・低効率であるため、空調機等の用途においては、整流のための制御が不要なダイオードブリッジ回路による整流方式が用いられている。

このように、三相交流電源に複数の電機機器が接続された電源システムに、空気調和機のようなダイオードブリッジ回路による整流方式を用いた電機機器が接続された場合、従来技術では、十分な高調波抑制対策を行うことができないという課題があった。

また、上記した特定需要家ガイドラインは、需要家の契約電力当たりの各次数の高調波電流に制限が設けられたものであり、１つの電源システムに対して適用される。１つの電源システムには、単独で高調波抑制対策が可能な電機機器と、そうでない電機機器とが混在しており、このような電源システムに対して、なるべく高効率・低コストである高調波抑制対策が求められている。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、１つの三相交流電源に、ダイオードブリッジ回路による整流を行う電機機器を含む複数の電機機器が接続された電源システムにおいて、高調波抑制対策が可能な電源システムを得ることを目的とする。

本発明に係る電源システムは、上記のような課題を解決するためになされたものであり、１つの三相交流電源に接続された複数の電機機器のうち少なくとも一台が、ダイオードをブリッジ接続して構成された三相整流器と、リアクタ、スイッチング素子及び逆流防止素子から構成され、前記三相整流器の後段に接続されたチョッパ回路部と、前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、を備えた高調波対策機器である電源システムであって、前記三相交流電源の電圧がゼロクロスする前後３０度内における前記電機機器の電流波形に基づいて、前記高調波対策機器の電源電流目標波形を決定する高調波制御手段を備え、前記高調波制御手段は、前記電機機器を構成する整流器がダイオードをブリッジ接続して構成された前記三相整流器の場合に前記電源電流目標波形を矩形波にするよう前記スイッチング制御手段に指令を与えることを特徴としたものである。

本発明によれば、１つの三相交流電源に、ダイオードブリッジ回路による整流を行う電機機器を含む複数の電機機器が接続された電源システムにおいて、高調波抑制対策が可能な電源システムを得ることができる。

実施の形態１に係る電源システムの構成図である。 実施の形態１に係る空気調和機の構成図である。 実施の形態１に係るスイッチング制御手段の構成図である。 実施の形態１に係る高調波制御手段の構成図である。 実施の形態１に係る高調波抑制動作を示すフローチャート図である。 実施の形態１に係るチョッパ回路を動作させない場合の動作波形図であり、（ａ）はリアクタ電流、（ｂ）は電源電流及び電源電圧を示す図である。 実施の形態１に係るチョッパ回路を動作させた場合の動作波形図であり、（ａ）はリアクタ電流、（ｂ）は電源電流及び電源電圧を示す図である。 実施の形態２に係る電源システムの構成図である。 実施の形態２に係る空気調和機の構成図である。 実施の形態２に係る高調波制御手段の構成図である。 実施の形態３に係る電源システムの構成図である。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る電源システムの構成図である。図１において、三相交流電源１には、単独で高調波抑制可能な電機機器として空気調和機２が１台以上接続されており、同一の三相交流電源１に接続された電機機器である誘導モータ３と合わせて電源システムを構成している。本実施の形態における電源システムは、三相交流電源１に対して、２台以上の電機機器が接続され、少なくともそのうちの１台には、後述するチョッパ回路を備えた高調波対策可能な電機機器が接続されているものである。

なお、本実施の形態でいう空気調和機２は、後述するチョッパ回路を備えた電機機器の一例を示すものであり、室外機であっても室内機であってもよく、また、その両方を駆動するものであっても良い。また、本実施の形態でいう誘導モータ３は、後述するチョッパ回路を備えていない電機機器の一例を示すものであり、チョッパ回路を備えていない電機機器であれば誘導モータに限られず何でも良い。

高調波制御手段４には、空気調和機２及び誘導モータ３（以降、各電機機器と略す）に備えられた電流波形検出手段５にて検出した電流波形が入力される。また、三相交流電源１から単相もしくは三相の電源が供給されている。電流波形検出手段５は、三相交流電源１からの電源線が各電機機器へ分岐した点と各電機機器との間に設けられる。

なお、本実施の形態では、電流波形検出手段５は、各電機機器に設けられているが、各電機機器の電流波形を検出できるものであれば何でもよく、１台の電流波形検出手段５が各電機機器の電流波形を検出してもよい。

高調波制御手段４では、各電機機器の電流波形に基づいて、電源システム全体での高調波成分を算出するとともに、空気調和機２に備えられたスイッチング制御手段６に対して、母線電流を制御するための信号を出力する。なお、電流波形検出手段５では、少なくとも１相分の電流波形が検出されればよい。

図２は、実施の形態１に係る空気調和機２の構成図である。図２において、三相整流器７は、６個のダイオード７ａ〜７ｆをブリッジ接続した構成となっており、図２に示すように、直列接続された各ダイオードの中点に、三相交流電源１の各相が接続されている。

三相整流器７の出力はチョッパ回路部８に接続される。チョッパ回路部８は、リアクタ９と、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のようなスイッチング素子１０と、例えばファストリカバリダイオードのような逆流防止素子１１とにより構成され、チョッパ回路部８の出力は平滑コンデンサ１２に接続されている。また、スイッチング素子１０は、母線の電流値を検出する母線電流検出部１３及び母線間の電圧を検出する母線電圧検出部１４による検出値に基づいて、スイッチング制御手段６が駆動信号を出力することにより、制御されている。

チョッパ回路部８の出力は平滑コンデンサ１２で平滑化されて、インバータ回路１５に入力される。インバータ回路１５は、例えばＩＧＢＴのようなスイッチング素子１５ａ〜１５ｆで構成されている。スイッチング素子１５ａ〜１５ｆは、モータ１６に流れる電流を検出するモータ電流検出部１７、及び母線電圧検出部１４による検出値に基づいて、インバータ駆動手段１８が駆動信号を出力することにより、制御されている。

図３は、実施の形態１に係るスイッチング制御手段６の構成図である。図３において、スイッチング制御手段６は、母線電流指令値演算部１９、オンデューティ演算部２０及び駆動パルス生成部２１が直列に接続されて構成されている。母線電流指令値演算部１９は、空気調和機２の定格により定められた母線電圧指令値と、母線電圧検出部１４により検出された母線電圧検出値と、高調波制御手段４から送信された高調波補償波形と、に基づいて、母線電流指令値を出力する。オンデューティ演算部２０は、その母線電流指令値と、母線電流検出部１３により検出された母線電流と、に基づいて、オンデューティを出力する。駆動パルス生成部２１は、そのオンデューティに基づいて、駆動パルスを出力する。

図４は、実施の形態１に係る高調波制御手段４の構成図である。図４において、電源電流波形取得部２２は、各電機機器に備えられた電流波形検出手段５からの電流波形を合成して、電源電流波形を出力する。電源電流目標波形決定部２３では、この電源電流波形に基づいて、電源電流波形の制御目標として、正弦波又は矩形波である電源電流目標波形を出力する。高調波抽出部２４では、電源電流波形と、電源電流目標波形との差分をとって、空気調和システム全体として補償すべき全高調波波形を出力する。高調波配分部２５では、各電機機器の電流波形に基づいて、補償すべき高調波量を高調波抑制対策が可能な電機機器である空気調和機２に配分し、各空気調和機２が補償すべき高調波補償波形としてスイッチング制御手段６に出力する。

なお、図３及び図４においては、個々の機能について説明したが、必ずしもこのように機能が分割されている必要は無く、例えばマイクロコンピュータ等により、いずれか２以上の機能を一体的に構成しても構わない。

なお上記では、波形という文言を用いて説明したが、波形それ自体に限られるものではなく、当該波形を再生できる情報であればなんでも良く、例えば、周波数スペクトルであってもよい。

次に、動作について説明する。
図５は、実施の形態１に係る高調波抑制動作を示すフローチャート図である。

図５において、ＳＴＥＰ１では、電流波形検出手段５により、各電機機器の電流波形が検出される。

ＳＴＥＰ２では、高調波制御手段４により、運転中の電機機器の電流波形を合成した電源電流波形が取得される。具体的には、図４において、高調波制御手段４に送信された各電機機器の電流波形は、電源電流波形取得部２２に入力される。電源電流波形取得部２２では、入力された各電機機器からの電流波形を合成して、電源システム全体としての電源電流波形を出力する。

ＳＴＥＰ３では、電源電流目標波形決定部２３により、電源電流波形に基づき、現在の負荷において、高調波電流が最少となる電源電流目標波形を決定する。具体的には、ＳＴＥＰ３−１において、電源電圧がゼロクロスする±３０ｄｅｇ以内の通電によって判断し、電源電流目標波形として正弦波又は矩形波を決定する。

ＳＴＥＰ３−１の条件により、電源電流目標波形を判断することができる理由は以下のとおりである。
課題の欄で述べたように、三相交流電源を整流する際には、ダイオードをブリッジ接続した回路による方法と、スイッチング素子をブリッジ接続した回路による方法とがある。

例えば、三相整流器７のようなダイオードをブリッジ接続した整流器を備えた空気調和機の場合、チョッパ回路部８の有無にかかわらず、電源の各相は、相電圧が最大または最小付近の１２０ｄｅｇ区間で通電するが、それ以外の６０ｄｅｇ区間、すなわち、ゼロクロス付近の±３０ｄｅｇでは通電しない（後述する図６、図７参照）。

一方、整流器としてＩＧＢＴのようなスイッチング素子をブリッジ接続して構成された回路（フルブリッジスイッチコンバータ）による場合、電源の各相の電流波形は、ほぼ正弦波に制御されるので、ゼロクロス付近でも通電することになる。また、例えば誘導モータのように、三相電源を整流せずに利用する負荷においても通電する。

このため、ゼロクロス付近の通電が全くなければ、電源システムに接続されている各電機機器は、ダイオードブリッジによる整流器を有することが推定され、また、ゼロクロス付近に通電がある場合には、フルブリッジスイッチコンバータを含む（或いは三相交流をそのまま利用している）ことが推定される。

従って、ゼロクロス付近で通電しない場合、すなわち１２０ｄｅｇ区間のみ通電する場合には、課題の欄で述べたように、電源電流が１２０ｄｅｇの矩形波状になるように制御すれば、５次高調波電流がもっとも小さくなり、基本波成分に対して５次高調波成分を２０％に抑制できることが知られているので、ＳＴＥＰ３−２にて、各空気調和機２の電源電流の電源電流目標波形を１２０ｄｅｇ矩形波に設定する。

なお、特定需要家ガイドラインでは、三相整流器及び直流リアクタを備え、コンデンサ平滑をする電機機器の場合、個別電機機器の高調波電流発生量は基本波成分に対し３０％以下とする必要がある。１２０ｄｅｇ矩形波の場合、５次高調波の周波数成分は基本波成分に対して約２０％となるため、電源電流を１２０ｄｅｇ矩形波となるよう制御することにより、特定需要家ガイドラインにおける制限値を下回ることができる。

一方、ＳＴＥＰ３−１にて、ゼロクロス付近で通電すると判断された場合には、ＳＴＥＰ３−３にて、各空気調和機２の電源電流の電源電流目標波形を正弦波に設定する。電源電流目標波形を正弦波とすることで、高調波電流を最小とすることができる。

なお、ＳＴＥＰ３−２及びＳＴＥＰ３−３において、電源電流目標波形の電流値（ピーク値或いは実効値）については、電源電流波形取得部２２で得た電源電流波形に基づき、両者の電流値（ピーク値或いは実効値）が同一となるように設定すればよい。

もっとも、実際の電源システムにおいては、ダイオードブリッジとフルブリッジスイッチコンバータとが混在していることが考えられ、ＳＴＥＰ３−１における判断基準は単純な通電の有無ではなく、所定の閾値を設けることが望ましい。

この閾値としては、例えば、電源システム全体の電流値（ピーク値又は実効値）と、ゼロクロス±３０ｄｅｇ区間での電流値（この区間におけるピーク値又は実効値）との割合を閾値として判断することが考えられる。この２つの値の割合により、系統全体での負荷に対するフルブリッジスイッチコンバータの負荷の割合が分かるからである。

なお、この割合が１０％、２０％、３０％と増加するに従い、５次高調波成分は約２％ずつ低下していくので、閾値をなるべく小さくして電源電流目標波形を正弦波とすることが望ましいが、逆に、閾値が小さすぎると、電源電流目標波形が切り替わってしまい、制御の安定性が損なわれる恐れがあるので、５次高調波の低減分と制御の安定性とのトレードオフにより任意に設定すればよい。

なお、本実施の形態では、チョッパ回路を備えていない電機機器の例として、誘導モータをあげているが、誘導モータは力率が低いため、その電流のゼロクロスが電源相電圧のゼロクロス±３０ｄｅｇ区間から外れる可能性もある。このため、誘導モータのような力率の低い負荷が接続されている場合には、電源電流目標波形の判断をより正確に行うために、上記のように閾値によって判断することが有効である。

また、誘導モータのような力率の低い負荷が接続されていて、電源電流目標波形を正弦波とする場合、電流値だけでなく位相も合わせる必要がある。具体的には、例えば、ローパスフィルタやバンドパスフィルタを用いて、電源電流の一次成分を抽出し、その電流値を［００３９］に記載したように設定すればよい。このようにすることで、所望の位相・振幅を持った電源流目標波形を得ることができる。

ＳＴＥＰ４では、高調波抽出部２４により、補償すべき高調波成分の抽出が行われる。具体的には、電源電流波形取得部２２から出力される電源電流波形と、電源電流目標波形決定部２３から出力される電源電流目標波形との差分をとって全高調波波形として出力する。

ＳＴＥＰ５では、高調波配分部２５により、各空気調和機２で補償すべき高調波量が算出され、その算出結果が各空気調和機２のスイッチング制御手段６に出力される。具体的には、高調波配分部２５において、全高調波波形から算出される電流値（ピーク値或いは実効値）を、各電機機器から送信される電流波形に基づいて配分することにより、各空気調和機２で補償すべき高調波補償波形が算出され、スイッチング制御手段６へと送信される。

なお、配分方法については、種々のものが考えられるが、空気調和機２の電流波形から導かれる振幅値やピーク値等に基づき、比例して配分することが考えられる。また、空気調和機２の機種によっては、補償できる高調波量の上限値があることも考えられ、その場合には、当該空気調和機２については、その上限値で補償を行い、残りの高調波量については、他の空気調和機２にて比例配分すればよい。

なお、チョッパ回路を含む電機機器が１台の場合や、或いは、高調波抑制対策を行う電機機器が１台に決まっている等の場合は、高調波配分部２５は必ずしも必要ではなく、全高調波波形をそのまま空気調和機２に出力するように構成しても構わない。

ＳＴＥＰ６では、各空気調和機２に送信された高調波補償波形に基づき、スイッチング制御手段６により、母線電流波形を制御する。また、後述するように母線電流波形を制御することにより、電源電流波形も制御される。具体的な制御動作について、以下で説明する。

図２において、三相交流電源１の交流電圧は、三相整流器７で直流電圧に整流され、その整流された電圧は、チョッパ回路部８に入力される。チョッパ回路部８では、スイッチング制御手段６によりスイッチング素子１０のオンオフが制御され、そのチョッピングにより、母線電圧及び母線電流が制御される。

スイッチング制御手段６における動作は次のとおりである。
図３において、母線電流指令値演算部１９では、母線電圧指令値と母線電圧検出部１４の検出値との偏差をゼロとするべく、比例制御や比例積分制御など任意の制御方法により、母線電流の指令値を算出するとともに、さらに、高調波補償波形との差分をとることにより、母線電流指令値を出力する。

なお、本実施の形態では、高調波補償波形として、電源電流波形と電源電流目標波形との差分に基づく波形を用いているが、これに限られるものではなく、電源電流目標波形そのものを用いてもよい。つまり、まず、図４において、高調波配分部２５により、上記同様の方法に従って電源電流目標波形を配分する。次に、図３において、母線電流指令値演算部１９により、その配分された電源電流目標波形に一致するように、比例制御や比例積分制御など任意の制御方法により、母線電流指令値を出力するようにすればよい。

オンデューティ演算部２０では、母線電流指令値演算部１９で演算した母線電流指令値と母線電流検出部１３の検出値との偏差をゼロとするべく、比例制御や比例積分制御など任意の制御方法により、オンデューティを決定する。

駆動パルス生成部２１では、このオンデューティの値に基づき、チョッパ回路部８のスイッチング素子１０を動作させる駆動パルスを生成する。この駆動パルスに基づき、スイッチング素子１０の開閉が制御される。

図６は、実施の形態１に係るチョッパ回路部８を動作させない場合の動作波形図、図７は実施の形態１に係るチョッパ回路部８を動作させた場合の動作波形図である。

チョッパ回路部８を動作させない場合は、図６に示すように、母線電流２６は脈動する形となる。また、電源電流２７は、電源相電圧２８が最大または最小付近の１２０ｄｅｇ区間で導通し、導通時は母線電流と同一の電流が流れる。なお、電流のリプルはリアクタ９のインダクタンス値に依存するため、負荷が小さいほど、実効電流に対する電流リプルの割合は大きく、負荷が大きいほど小さくなる。

一方、チョッパ回路部８を動作させた場合は、図７に示すように、母線電流２６、電源電流２７が流れる。スイッチング素子１０がオンした場合には、逆流防止素子１１は導通が阻止され、リアクタ９には三相整流器７によって整流された電圧が印加される。スイッチング素子オン時のリアクタ９に流れる電流Ｉ_Ｌｏｎは直線的に増加し、このときの電流変化率はリアクタ９に印加される電圧Ｖ_Ｌｏｎとインダクタンス値Ｌによって［数１］のように決まる。

また、チョッパ回路部８において、スイッチング素子１０がオフした場合には、逆流防止素子１１は導通し、リアクタ９にはスイッチング素子１０オン時と逆向きの電圧が誘導される。スイッチング素子オフ時のリアクタ９に流れる電流Ｉ_Ｌｏｆｆは直線的に減少し、このときの電流変化率はリアクタ９に印加される電圧Ｖ_Ｌｏｆｆとインダクタンス値Ｌによって［数２］のように決まる。

以上のように、スイッチング素子１０の開閉により、電流リプルが発生し、スイッチング素子１０の開閉を制御することで、リアクタ９の電流波形を制御することができる。また、電源電流２７は、電源相電圧２８が最大または最小付近の１２０ｄｅｇ区間で導通し、導通時は母線電流（リアクタ９の電流）と同一の電源電流が流れる。すなわち、母線電流を制御することにより電源電流を制御することができる。

また、スイッチング周波数を高くすることで、電流リプルは小さくなり、より細かに電流波形を制御することが可能となる。一般には、可聴範囲外の１５ｋＨｚ以上で動作させることが望ましい。

このようにして制御された母線電流及び母線電圧がインバータ回路１５に印加され、モータ１６が駆動されることになる。

なお、本実施の形態では、１相分の電流を補償しているが、この１相分の電流の補償により、他の２相の補償も行うことができる。例えば、Ｒ・Ｓ・Ｔの三相のうち、Ｒ相の補償を行う場合を考えると、Ｒ相の通電区間１２０ｄｅｇ中、前半の６０ｄｅｇについてはＳ相が通電しているので、Ｉｒ＝−Ｉｓ、後半の６０ｄｅｇについてはＴ相が通電しているので、Ｉｒ＝−Ｉｔとなる（なお、Ｒ・Ｓ・Ｔ各相の電流をそれぞれ、Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔとした）。このように、ある１相について高調波補償をするために波形を制御することにより、他の２相も制御することができるので、いずれか１相の補償により、他の２相についても補償することができる。

本実施の形態によれば、三相交流電源を共有する複数の電機機器の電流波形に基づいて、電源電流目標波形を決定するように構成したので、１つの三相交流電源に、ダイオードブリッジ回路による整流を行う電機機器を含む複数の電機機器が接続された電源システムにおいて、高調波抑制対策が可能な電源システムを得ることができる。

また、三相交流電源を共有する複数の電機機器が接続された電源システムにおいて、チョッパ回路を含む電機機器が、少なくとも１台接続されていれば、高調波抑制対策を実施することができるので、コストを抑えた上での高調波抑制対策が可能になるという効果がある。

また、三相交流電源を共有する複数の電機機器の電流波形に基づいて、補償すべき高調波量を配分する構成としたので、効率的な高調波抑制対策が可能になるという効果がある。

また、スイッチング素子１０やインバータ回路１５のスイッチング素子１５ａ〜１５ｆとして、ワイドバンドギャップ半導体を用いたＩＧＢＴ・ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用いたり、スーパージャンクション（以下ＳＪ）構造のＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を用いたりすることとしてもよい。このようにすることで、従来多く用いられているＳｉ系スイッチング素子を用いた場合に比べ、損失低減を図ることができるという効果がある。

特に、ＳＪ構造のスイッチング素子はリカバリが大きい箇所に用いる場合には問題となるが、本実施の形態のようなチョッパ回路部８の構成では、スイッチング素子１０はリカバリが小さいため、ＳＪ構造のスイッチング素子に向いた用途であり、その特徴をより活かし、損失低減の効果を高めることが可能となる。

また、大電力用途として用いる場合には、スイッチング素子を並列に設置し、並列駆動を行うことも有効である。例えばワイドバンドギャップ半導体またはＳＪ構造のＭＯＳＦＥＴを使用する場合には、スイッチング素子１０の代わりに複数個のＭＯＳＦＥＴを設置し、スイッチング制御手段６により出力される駆動パルスを分け、それぞれの素子を同一信号で駆動する。また、例えばワイドバンドギャップ半導体のＩＧＢＴを使用する場合には、スイッチング素子１０の代わりに複数個のＩＧＢＴを設置し、スイッチング制御手段６により出力される駆動パルスを分け、位相をずらして、間欠的に動作するように、それぞれの素子を駆動する。このように構成することで、大電力用途に用いることができるという効果がある。

また、三相整流器７の整流ダイオード７ａ〜７ｆや逆流防止素子１１として、ワイドバンドギャップ半導体により形成されたショットキーバリアダイオードなどの素子を用いるように構成すれば、これら素子には導通時の抵抗が低いという特徴があるので、損失低減を図ることができるという効果がある。

なお、ワイドバンドギャップ半導体とは、珪素に比べてバンドギャップが大きい半導体を指し、例えば、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドにより形成された半導体をいう。

実施の形態２．
実施の形態１では、電流波形検出手段５により、直接、各電機機器の電流波形を検出したが、各電機機器の運転状況を検出し、この検出値に基づき各電機機器の電流波形を算出するように、より簡易的に構成しても良い。

図８は、実施の形態２に係る空気調和システムの構成図である。図１との差異は、図１における電流波形検出手段５に代えて、各電機機器に運転状況検出手段２９を設けた点である。

図９は、実施の形態２に係る空気調和機の構成図である。運転状況検出手段２９は、インバータ駆動手段１８に接続されており、インバータ駆動手段１８からの信号に基づき、各機器の運転状況を検出する。運転状況としては、例えば、運転停止情報や、インバータ駆動手段１８の駆動信号から判断されるそのときの運転負荷を検出する。

なお、各電機機器の運転状況を判断するための信号として、上記では、インバータ駆動手段１８から得られる運転停止情報や運転周波数を挙げたが、これに限られるものではない。各電機機器には、インバータ駆動手段１８を備えない機器もありうるから、運転状況検出手段２９は、必ずしもインバータ駆動手段１８に接続されている必要はなく、また、インバータ駆動手段１８から得られる情報だけでなく、各電機機器から発生する高調波量を推定可能な値を検出できるように構成されれば何でも良い。例えば母線電流検出部１３で検出した母線電流値やモータ電流検出部１７で検出したモータ電流値、或いはモータ１６の運転周波数等の値を検出して用いても同様の効果が得られる。

動作においても実施の形態１と同様であるが、差異としては、高調波制御手段４内の電源電流波形取得部２２における処理が異なる。

図１０において、高調波制御手段４に入力された各電機機器の運転状況は、電源電流波形取得部２２に入力される。電源電流波形取得部２２には、各電機機器の機種情報と、その所定の機種が所定の運転状態において発生する電源電流の関係が予め設定登録されており、入力された運転状況から、この関係を用いて各電機機器が発生する電源電流を算出している。また、電源電流波形取得部２２では、算出された各電機機器からの電源電流波形を合成して、空気調和システム全体での電源電流波形を出力するとともに、各電機機器が発生している電源電流の情報を高調波配分部２５に出力する。

このように、本実施の形態においては、運転状況検出手段２９により各電機機器の運転状況を検出し、この検出値に基づき各電機機器の電流波形を算出する。

本実施の形態によれば、電流波形検出手段５を取り付けるために行う電源系の工事が不要となり、運転状況検出手段２９を各電機機器に取り付ける構成としたので、より簡易的に高調波抑制対策を行うことが可能となる効果がある。

実施の形態３．
実施の形態１では、電流波形検出手段５により、各電機機器の電流波形を検出したが、三相交流電源１の電流波形を直接検出するように構成しても良い。

図１１は、実施の形態３に係る空気調和システムの構成図である。図１との差異は、図１における電流波形検出手段５を、電源電流波形検出手段３０に置き換えたものである。電源電流波形検出手段３０は、三相交流電源１からの電源線が各電機機器に分岐する前に設けられ、三相交流電源１の電流波形を検出する。

動作においても実施の形態１と同様であるが、差異としては、図４における処理が異なる。まず、電源電流波形取得部２２では、電源電流波形検出手段３０により検出された三相交流電源１の電流波形を出力する。また、高調波配分部２５における配分方法については、均等に配分する方法や、各電機機器の定格により定まる予め設定登録された高調波抑制対策能力に基づき比例配分する方法が考えられる。

このように、本実施の形態においては、電源電流波形検出手段３０により三相交流電源１の電流波形を直接検出し、その直接検出された電流波形により、高調波制御手段４が補償すべき高調波量を算出する。

本実施の形態によれば、三相交流電源１の電流波形を直接検出する構成としたので、より正確な高調波抑制対策を行うことが可能となる効果がある。

本発明は空気調和機の電源システムに限られず、三相交流電源に接続された複数の電機機器を含む電源システムに対して広く適用することができる。また、制御対象となる電機機器についても空気調和機に限られず、チョッパ回路による整流を行う電機機器に対して幅広く適用可能である。

１ 三相交流電源
２ 空気調和機
３ 誘導モータ
４ 高調波制御手段
５ 電流波形検出手段
６ スイッチング制御手段
７ 三相整流器
７ａ〜７ｆ 整流ダイオード
８ チョッパ回路部
９ リアクタ
１０ スイッチング素子
１１ 逆流防止素子
１２ 平滑コンデンサ
１３ 母線電流検出部
１４ 母線電圧検出部
１５ インバータ回路
１５ａ〜１５ｆ スイッチング素子
１６ モータ
１７ モータ電流検出部
１８ インバータ駆動手段
１９ 母線電流指令値演算部
２０ オンデューティ演算部
２１ 駆動パルス生成部
２２ 電源電流波形取得部
２３ 電源電流目標波形決定部
２４ 高調波抽出部
２５ 高調波配分部
２６ 母線電流
２７ 電源電流
２８ 電源相電圧
２９ 運転状況検出手段
３０ 電源電流波形検出手段

Claims (10)

1. １つの三相交流電源に接続された複数の電機機器のうち少なくとも一台が、
   ダイオードをブリッジ接続して構成された三相整流器と、
   リアクタ、スイッチング素子及び逆流防止素子から構成され、前記三相整流器の後段に接続されたチョッパ回路部と、
   前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御手段と、を備えた高調波対策機器である電源システムであって、
   前記三相交流電源の電圧がゼロクロスする前後３０度内における前記電機機器の電流波形に基づいて、前記高調波対策機器の電源電流目標波形を決定する高調波制御手段を備え、
   前記高調波制御手段は、前記電機機器を構成する整流器がダイオードをブリッジ接続して構成された前記三相整流器の場合に前記電源電流目標波形を矩形波にするよう前記スイッチング制御手段に指令を与えることを特徴とする電源システム。
2. 前記高調波制御手段は、
   前記三相交流電源の電圧がゼロクロスする前後３０度内における前記電流波形の電流値と、前記電源システム全体の電流値との比較により、前記電源電流目標波形を決定する請求項１に記載の電源システム。
3. 前記電流波形は、それぞれの前記電機機器の運転停止情報又は運転負荷に基づいて算出される請求項１又は２に記載の電源システム。
4. 前記高調波制御手段には、前記電機機器それぞれに関して、運転負荷又は運転状態と発生する電源電流との対応関係が予め設定登録されており、前記電流波形は、前記対応関係に基づいて算出される請求項３に記載の電源システム。
5. 前記高調波制御手段は、
   前記三相交流電源の電源電流波形に基づいて、前記電源電流目標波形を決定する請求項１又は２に記載の電源システム。
6. 前記高調波対策機器を複数備えるとともに、
   前記高調波制御手段は、それぞれの前記電機機器の電流波形に基づいて、前記高調波対策機器が補償すべき高調波量を分配する請求項１乃至５のいずれかに記載の電源システム。
7. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体によって形成されたスイッチング素子である請求項１乃至６のいずれかに記載の電源システム。
8. 前記スイッチング素子は、スーパージャンクション構造をしている請求項７に記載の電源システム。
9. 前記三相整流器のダイオード又は前記逆流防止素子の少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体により形成されたダイオードから構成されている請求項１乃至８のいずれかに記載の電源システム。
10. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドである請求項７乃至９のいずれかに記載の電源システム。

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