JP2014143854A - 車両用電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧のマルチレベル制御を行う構成として部品点数を少なくする。
【解決手段】実施形態の車両用電力変換装置は、単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータと、双方向バイパススイッチとを備える。単相２レベルコンバータは、コンデンサと、自己消弧能力を有する第１〜第４の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される。単相３レベルコンバータは、２個直列接続されるコンデンサと、第５〜第１０の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される。単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータとは交流入出力点で直列接続される。双方向バイパススイッチは、単相２レベルコンバータの２端の交流出力点の間に、複数の第１１〜第１２の可制御スイッチングデバイスが直列に接続され、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に設けられたダイオードが逆極性に接続されている。
【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、車両用電力変換装置に関する。

従来から、コンバータがダイオードクランプ形３レベル回路で構成されていることは多かった。

このコンバータに対して、近年、開発が進められているシリコンカーバイド素子等の低損失デバイを適用することで、コンバータ装置を小型化することが期待されている。

しかしながら、現在提供されているシリコンカーバイド素子等においては、高い電圧に耐えられる素子がない。このため、素子の直列化や、現存のシリコン素子と組み合わせたマルチレベル化を行う必要がある。この２つのうち、素子の直列化は、損失増加、素子数増加、バランス制御等の課題がある。このため、現状ではマルチレベル化が実用的である。

マルチレベル化として、出力電圧のレベル数に対するスイッチング素子の数が少ない方式としてフライングキャパシタ方式が提案されている。しかしながら、当該方式では、コンデンサ数が多くなる。

コンデンサ数を抑止したマルチレベル化として、ダイオードクランプ方式が提案されている。ダイオードクランプ方式では、フィルタコンデンサ電圧のバランス回路が必要で、体積が増加する可能性がある。他にも単相フルブリッジコンバータ（インバータ）の交流入出力点を直列接続するカスケード方式や階調制御方式がある。

特開２００４−７９４１号公報

"Ｍｕｌｔｉｃｅｌｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ：Ａｃｔｉｖｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ ａｎｄ Ｏｂｓｅｒｖａｔｉｏｎ ｏｆ Ｆｌｙｉｎｇ−Ｃａｐａｃｉｔｏｒ Ｖｏｌｔａｇｅｓ"， ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｉｎｄ．Ｅｌｅｃｔｒｏｎ．ｖｏｌ．４９， Ｎｏ．５， ｐｐ．９９８−１００８， ２００２．

しかしながら、従来技術では、高い電圧に耐えることができる上で、コンデンサ数を少なくすることができるが、出力電圧のレベル数に対してスイッチング素子の数が多くなる。このため、小型化するのは難しい。

そこで、複数の異なるレベルコンバータを直列に接続したマルチレベルコンバータと適用することが考えられる。しかしながら、レベルコンバータ毎に、レベルコンバータのコンデンサの過電圧抑制用の回路が必要となる。過電圧抑制用の保護回路には、急放電を行うために放電抵抗が設けられているが、大電流に耐えられる容量を持つ必要があるために、体積が大きくなる傾向にある。このため、電力変換装置の体積低減効果を妨げる恐れがある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、小型化可能な程度に部品点数を少なくした上で、異常が生じた場合に適切な制御を可能とする車両用電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態の車両用電力変換装置は、単相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータと、双方向バイパススイッチと、を備える。単相２レベルコンバータは、コンデンサを有すると共に、コンデンサと並列に、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイス及び第２の可制御スイッチングデバイスが、単相交流電力を供給する電源と接続される第１の接続点を介して２個直列に接続され、コンデンサと並列に、第３の可制御スイッチングデバイス及び第４の可制御スイッチングデバイスが、第２の接続点を介して２個直列に接続され、可制御スイッチングデバイス毎にダイオードが逆並列に接続される。単相３レベルコンバータは、２個直列接続されるコンデンサと、２個直列接続されるコンデンサと並列に、第５の可制御スイッチングデバイス及び第６の可制御スイッチングデバイスが、第２の接続点と接続される第３の接続点を介して２個直列に接続され、２個直列接続されるコンデンサと並列に、第７の可制御スイッチングデバイス及び第８の可制御スイッチングデバイスが、第４の接続点を介して２個直列に接続され、第４の接続点から中性点までの経路上に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチが設けられ、可制御スイッチングデバイス毎にダイオードが逆並列に接続される。双方向バイパススイッチは、２個直列に接続される第１１の可制御スイッチングデバイス及び第１２の可制御スイッチングデバイスが単相２レベルコンバータと並列に設けられ、第１１の可制御スイッチングデバイスに逆並列に設けられたダイオードと第１２の可制御スイッチングデバイスに逆並列に設けられたダイオードとが逆極性に接続される。

図１は、第１の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータの構成を示した図である。 図２は、第１の実施形態にかかるマルチレベルコンバータに対する出力電圧指示に対応する各コンバータの指令値電圧を示した図である。 図３は、第１の実施形態にかかる単相２レベルコンバータ及び単相３レベルコンバータに含まれている各スイッチングデバイスによるスイッチ制御を示した図である。 図４は、Ｖｔｈｒ１≧Ｖｒｅｆ≧−Ｖｔｈｒ１の条件を満たしている場合におけるマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流経路を示した図である。 図５は、Ｖｔｈｒ２≧Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ１の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流経路を示した図である。 図６は、Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ２の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流経路を示した図である。 図７は、第１の実施形態にかかる双方向バイパススイッチと過電圧抑制回路を動作させた場合の電流経路を示した図である。 図８は、第１の実施形態の変形例１にかかる電力変換装置において、双方向バイパススイッチを動作させた場合の電流経路を示した図である。 図９は、第１の実施形態の変形例１にかかる電力変換装置におけるコンデンサで過電圧が生じた場合の処理手順を示すフローチャートである。 図１０は、第１の実施形態の変形例２にかかる制御部による制御で、双方向バイパススイッチを動作させ、単相３レベルコンバータのスイッチングデバイスをオフ状態とした場合の電流経路を示した図である。 図１１は、第２の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータの構成を示した図である。 図１２は、第２の実施形態にかかる制御部が、各コンデンサに対して充電を開始した場合の電流経路を示した図である。 図１３は、第２の実施形態にかかる制御部が、単相２レベルコンバータのコンデンサの初期電圧が初期電圧所望値に達したために、単相３レベルコンバータのコンデンサのみに対して充電を継続した場合の電流経路を示した図である。 図１４は、第２の実施形態にかかる電力変換装置における初期充電処理の手順を示すフローチャートである。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態にかかる車両用の電力変換装置１１のマルチレベルコンバータ１の構成を示した図である。図１に示すように、本実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１は、単相３レベルコンバータ５０と、単相２レベルコンバータ４０と、を直列接続している。

そして、マルチレベルコンバータ１は、リアクトル成分を有する受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００と接続し、単相交流電力を直流電力に変換した後、主電動機３に対して電力を供給する。なお、本実施形態は、電力変換装置１１が搭載される車両を制限するものではなく、様々な車両に搭載して良い。

また、マルチレベルコンバータ１においては、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ部１５０が有するコンデンサ１５ａ、１５ｂの過電圧を抑制するための過電圧抑制回路１３０が設けられている。さらには、双方向バイパススイッチ１２０が、単相２レベルコンバータ４０と並列に設けられている。

制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０と、単相２レベルコンバータ４０と、双方向バイパススイッチ１２０と、を制御する。なお、制御部１８０は、電力変換装置１１の内部に設けられているが、マルチレベルコンバータ１の内部に含まれても良い。

単相２レベルコンバータ４０は、単相コンバータであり、自己消弧能力を有するスイッチングデバイス４ａ〜４ｄと、コンデンサ１４ａと、抵抗１４ｃと、（還流）ダイオード６ａ〜６ｄとで構成される。本実施形態にかかる単相２レベルコンバータ４０は、ＳｉＣ（シリコンカーバイドデバイス）で構成される。単相２レベルコンバータ４０は、ＳｉＣ（シリコンカーバイドデバイス）を用いることで、スイッチング損失を低減できる。

単相２レベルコンバータ４０は、コンデンサ１４ａより交流電源１００側に、スイッチングデバイス４ａと、スイッチングデバイス４ｂと、を直列に接続している。スイッチングデバイス４ａは、コンデンサ１４ａの正電位側に設けられ、スイッチングデバイス４ｂは、コンデンサ１４ａの負電位側に設けられている。そして、スイッチングデバイス４ａと、スイッチングデバイス４ｂと、の間の第１の接続点４１（交流入出力点）から受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００と接続されている。また、ダイオード６ａは、スイッチングデバイス４ａと逆並列に接続され、ダイオード６ｂは、スイッチングデバイス４ｂと逆並列に接続される。

さらに、単相２レベルコンバータ４０と並列に、双方向バイパススイッチ１２０が接続されている。双方向バイパススイッチ１２０は、スイッチングデバイス２１ａ及びスイッチングデバイス２１ｂを直列に接続している。そして、ダイオード２２ａがスイッチングデバイス２１ａに逆並列に設けられ、ダイオード２２ｂがスイッチングデバイス２１ｂに逆並列に設けられている。

また、単相２レベルコンバータ４０は、コンデンサ１４ａより主電動機３側に、スイッチングデバイス４ｃと、スイッチングデバイス４ｄと、を直列に接続している。スイッチングデバイス４ｃは、コンデンサ１４ａの正電位側に設けられ、スイッチングデバイス４ｄは、コンデンサ１４ａの負電位側に設けられている。そして、スイッチングデバイス４ｃとスイッチングデバイス４ｄと、の間の第２の接続点４２（交流入出力点）から単相３レベルコンバータ５０と接続されている。そして、ダイオード６ｃは、スイッチングデバイス４ｃと逆並列に接続され、ダイオード６ｄは、スイッチングデバイス４ｃ逆並列に接続される。また、コンデンサ１４ａには、抵抗１４ｃが並列に接続されている。

次に、単相２レベルコンバータ４０と主電動機３との間に接続されている単相３レベルコンバータ５０について説明する。単相３レベルコンバータ５０は、２個のレグと、双方向スイッチングデバイス７と、コンデンサ部１５０と、過電圧抑制回路１３０は、を備える。なお、単相３レベルコンバータ５０に含まれている全てのスイッチングデバイス５ａ〜５ｆは、自己消弧能力を有する。

単相３レベルコンバータ５０が備える２個のレグのうち一方は、スイッチングデバイス５ａ、スイッチングデバイス５ｂ、ダイオード８ａ、ダイオード８ｂにより構成される。スイッチングデバイス５ａ、５ｂは直列に接続される。スイッチングデバイス５ａは、コンデンサ部１５０の正電位と一方の交流入出力点４２ａ（第２の接続点４２と接続する接続点）との間に接続される。スイッチングデバイス５ｂは、コンデンサ部１５０の負電位と一方の交流入出力点４２ａとの間に接続される。また、ダイオード８ａは、スイッチングデバイス５ａに逆並列に接続され、ダイオード８ｂは、スイッチングデバイス５ｂに逆並列に接続される。

単相３レベルコンバータ５０が備える２個のレグのうち他方は、スイッチングデバイス５ｃ、スイッチングデバイス５ｄ、ダイオード８ｃ、ダイオード８ｄにより構成される。スイッチングデバイス５ｃ、５ｄは直列に接続される。スイッチングデバイス５ｃは、コンデンサ部１５０の正電位と他方の交流入出力点４２ｂ（双方向スイッチングデバイス７、及び中性点９側の接続点）との間に接続される。スイッチングデバイス５ｄは、コンデンサ部１５０の負電位と他方の交流入出力点４２ｂとの間に接続される。また、ダイオード８ｃはスイッチングデバイス５ｃに逆並列に接続され、ダイオード８ｄは、スイッチングデバイス５ｄに逆並列に接続されている。

２個のレグの他方の交流出力点４２ｂの電動機３側には双方向スイッチングデバイス７が接続される。双方向スイッチングデバイス７は、逆極性に直列接続されたスイッチングデバイス５ｅ、５ｆと、ダイオード８ｅ、８ｆを有している。ダイオード８ｅはスイッチングデバイス５ｅに逆並列に接続され、ダイオード８ｆは、スイッチングデバイス５ｆに逆並列に接続されている。双方向スイッチングデバイス７の電動機３側は、コンデンサ部１５０と接続される。

コンデンサ部１５０は、コンデンサ１５ａ、コンデンサ１５ｂ、抵抗１５ｃ、抵抗１５ｄを有している。コンデンサ１５ａとコンデンサ１５ｂは直列に接続される。コンデンサ１５ａは、正電位導線１０ａを正側に、中性点９を負側に接続する。コンデンサ１５ｂは、中性点９を正側に、負電位導線１０ｂを負側に接続する。また、抵抗１５ｃは、コンデンサ１５ａに並列に設けられ、抵抗１５ｄは、コンデンサ１５ｂに並列に設けられている。このように、本実施形態にかかる単相３レベルコンバータ５０では、コンデンサ毎に抵抗が並列に接続される。コンデンサ部１５０の電動機３側は、過電圧抑制回路１３０と接続される。また言い換えると、直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂの間は、中性点９と接続される。

過電圧抑制回路１３０は、抵抗３３ａ、ダイオード３２ａ、可制御スイッチングデバイス３１ａ、ダイオード３２ｂ、可制御スイッチングデバイス３１ｂ、抵抗３３ｂを有している。正電位導線１０ａに抵抗３３ａが接続され、抵抗３３ａと可制御スイッチングデバイス３１ａ及びダイオード３２ａが接続される。また、可制御スイッチングデバイス３１ａ及びダイオード３２ａは中性点９と接続される。このとき、ダイオード３２ａは、可制御スイッチングデバイス３１ａと逆並列に接続される。中性点９と可制御スイッチングデバイス３１ｂ及びダイオード３２ｂが接続される。可制御スイッチングデバイス３１ｂ及びダイオード３２ｂは、抵抗３３ｂと接続される。抵抗３３ｂは負電位導線１０ｂと接続される。このとき、ダイオード３２ｂは、可制御スイッチングデバイス３１ｂと逆並列に接続される。過電圧抑制回路１３０は、電動機３と接続される。

そして、過電圧抑制回路１３０は、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの過電圧を抑制する制御を行う。

この回路構成では、過電圧抑制回路１３０を設けても、単相３レベルコンバータ５０の使用スイッチングデバイス数はスイッチングデバイス５ａ〜５ｆ、スイッチングデバイス３１ａ、スイッチングデバイス３１ｂの８個、コンデンサはコンデンサ１５ａ、コンデンサ１５ｂの２個となり、出力電圧レベル数に対する必要部品数を少なくできる。

本実施形態にかかる単相２レベルコンバータ４０は、上述したように、スイッチング損失が少ないシリコンカーバイドデバイス（ＳｉＣ）等で構成され、単相３レベルコンバータ５０は、高耐圧のシリコンデバイス等で構成される。これにより、単相２レベルコンバータ４０は、単相３レベルコンバータ５０より、スイッチング損失を少なくできる。一方、単相３レベルコンバータ５０は、単相２レベルコンバータ４０より、耐電圧性が高くなる。

ところで、単相３レベルコンバータ５０がメインの（フィルタ）コンデンサ１５ａ、１５ｂを備えていることに加えて、単相２レベルコンバータ４０もコンデンサ１４ａを備えている。このため、コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４ａの過電圧抑制用の保護回路が必要となる。従来は、抵抗値の大きな抵抗（放電抵抗とも称す）を各々のコンデンサに並列に接続した上で、抵抗値の小さい抵抗（過電圧抑制抵抗とも称す）及び可制御スイッチングデバイスを直列接続した過電圧抑制回路を、コンデンサに対して並列に接続していた。過電圧抑制回路内に設けられた過電圧抑制抵抗は、投入時の大電流に耐えられる容量を持つ必要があるために保護回路の体積は大きくなっていた。このため、単相３レベルコンバータ５０及び単相２レベルコンバータ４０の各々に、過電圧抑制抵抗を接続した場合、マルチレベル回路化した電力変換器の体積低減効果を妨げる恐れがある。

本実施形態においては、単相３レベルコンバータ５０側は、正電位導線１０ａ及び負電位導線１０ｂを介して、主電動機（インバータ等を含む）３と接続するため、過電圧抑制回路１３０を設けて信頼性を高くした。一方、単相２レベルコンバータ４０側は、単相３レベルコンバータ５０と同程度の信頼性は必要ない。そこで、単相２レベルコンバータ４０側には、過電圧抑制抵抗を含んだ過電圧抑制用の保護回路を設ける代わりに、双方向バイパススイッチ１２０を設けることした。これにより、コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４ａのうちいずれか一つで過電圧が生じた場合に、双方向バイパススイッチ１２０を動作させることで、電流が単相２レベルコンバータ４０を通らないようにバイパスできる。例えば、コンデンサ１４ａに過電圧が生じていた場合、双方向バイパススイッチ１２０により電流が単相２レベルコンバータ４０を通らないようにバイパスした後、抵抗１４ｃにより放電することで、コンデンサ１４ａの電圧を抑制できる。

さらに、双方向バイパススイッチ１２０は、制御可能なスイッチングデバイス２１ａ、２１ｂ、及びダイオード２２ａ、２２ｂで構成されているため、放熱が必要な抵抗（例えば抵抗３３ａ、抵抗３２ｂ）を備えた保護回路と比べて、部品点数を少なくした上で、体積を削減することが可能となる。

図２は、第１の実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１に対する出力電圧指示に対応する各コンバータの指令値電圧を示した図である。図２には、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２０１と、単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧２０２と、単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧２０４と、が示されている。

つまり、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧２０２と単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３とを組み合わせることで、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２０１を実現している。

そして、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、スイッチング損失が低い単相２レベルコンバータ４０を、単相３レベルコンバータ５０よりスイッチング周波数を高くした上で、出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２０１の詳細な変化に追従するように単相２レベルコンバータ４０を制御する。これにより詳細な電圧の制御と、スイッチング損失の低減とを実現する。

一般に、シリコンカーバイドデバイスなどのスイッチング損失が少ない素子は、耐電圧性が低いことが多い。そこで、本実施形態では、電圧の大きな変化を可能とするために、耐電圧性の高い単相３レベルコンバータ５０に対して、階段波形を実現するための制御を行うこととした。

本実施形態では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２０１について、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂが出力するための閾値が設けられている。例えば、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれか１つで出力するための電圧の閾値を±Ｖｔｈｒ１とする。さらには、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの両方が出力するための電圧の閾値を±Ｖｔｈｒ２とする。そして、制御部１８０は、出力電圧指令値Ｖｒｅｆが、電圧の閾値±Ｖｔｈｒ１及び電圧の閾値±Ｖｔｈｒ２を超えたか否かに基づいて、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ〜５ｆを制御する。

さらには、単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３に基づいて、制御部１８０は、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧２０４となるよう制御する。次に具体的なスイッチングデバイスの制御について説明する。

図３は、各コンバータに含まれているスイッチングデバイスによるスイッチ制御を示した図である。図３に示す例では、単相３レベルコンバータ５０側のスイッチングデバイス５ａ〜５ｆのスイッチ制御と、単相２レベルコンバータ４０側のスイッチングデバイス４ａ〜４ｄのスイッチ制御と、が示されている。

そして、Ｖｔｈｒ１≧Ｖｒｅｆ≧−Ｖｔｈｒ１の条件を満たす場合（時間０〜ｔ１、ｔ４〜ｔ５、ｔ８以降）、制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせ、のうちいずれか１つの組み合わせをオン状態とする。これにより、コンバータ５０出力電圧には、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳されず、制御部１８０が、単相２レベルコンバータ４０に対するパルス幅変調制御でコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆを出力する。

図４は、Ｖｔｈｒ１≧Ｖｒｅｆ≧−Ｖｔｈｒ１の条件を満たしている場合におけるマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流経路を示した図である。図４に示す例では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせをオン状態とし、他のスイッチングデバイス５ｂ、５ｄ〜５ｆがオフ状態で制御されている。この場合、太線４０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳されることがない。なお、図４では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせのみオン状態とした例であるが、スイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのみオン状態としてもよい。

図３に戻り、Ｖｔｈｒ２≧Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ１の条件を満たす場合（時間ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４）、制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ、５ｅ、５ｆをオン状態に制御する。これにより、コンバータ出力電圧に、コンデンサ１５ａの電圧が足されるため、単相２レベルコンバータ４０は、コンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆからコンデンサ１５ａの電圧を差し引いた差分電圧を、制御部１８０によるパルス幅変調制御に従って出力する。

図５は、Ｖｔｈｒ２≧Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ１の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流経路を示した図である。図５に示す例では、スイッチングデバイス５ａ、５ｅ、５ｆの組み合わせのみがオン状態で、他のスイッチングデバイスがオフ状態で制御されている。この場合、太線５０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａの電圧のみ重畳される。

図３に戻り、Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ２の条件を満たす場合（時間ｔ２〜ｔ３）、制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ、５ｄをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧に、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が足されるため、単相２レベルコンバータ４０はコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆからコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧を差し引きした差分電圧を、制御部１８０によるパルス幅変調制御により出力する。

図６は、Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ２の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流経路を示した図である。図６に示す例では、スイッチングデバイス５ａ、及びスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのみオン状態で制御されている。この場合、太線６０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳される。

図３に戻り、−Ｖｔｈｒ１＞Ｖｒｅｆ≧−Ｖｔｈｒ２の条件を満たす場合（時間ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８）、制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ｂ、５ｅ、及び５ｆをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧から、コンデンサ１５ｂの電圧が引かれるため、単相２レベルコンバータ４０はコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆにコンデンサ１５ａの電圧を加算した差分電圧を、制御部１８０によるパルス幅変調制御により出力する。

−Ｖｔｈｒ２＞Ｖｒｅｆの条件を満たす場合（時間ｔ６〜ｔ７）、制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ｂ、及び５ｃをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧からコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が引かれるため、単相２レベルコンバータ４０は、コンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆに、コンデンサ１５ａ、１５ｂを加算した差分電圧を、制御部１８０によるパルス幅変調制御により出力する。

このように、本実施形態にかかる制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ〜５ｆを、所定電圧単位（閾値±Ｖｔｈｒ２、閾値±Ｖｔｈｒ１）で制御する。そして、制御部１８０は、所定電圧より小さい出力電圧の変化に対応して、単相２レベルコンバータ４０に含まれるスイッチングデバイス４ａ〜４ｄを制御する。

以上の制御を実施することで、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、コンバータ出力電圧の１周期において、単相３レベルコンバータ５０の各スイッチングデバイス５ａ〜５ｆのスイッチング回数を４回と少なくできる。なお、本実施形態は、スイッチング回数を４回に制限するものではなく、閾値の数等によってスイッチング回数が変化する。閾値を少なくすることで、スイッチング回数をより少なくできる。例えば、スイッチング回数が１〜３回等であっても良い。

単相３レベルコンバータ５０が、マルチレベルコンバータ１のコンバータ出力電圧の土台となる階段波形を作成する。単相３レベルコンバータ５０はシリコン素子で構成されているため、耐電圧性は高いが、スイッチング損失が高い。しかしながら、本実施形態では、階段波形となるため、１周期におけるスイッチングの回数が少なくなる。これにより、スイッチング回数を抑止して、スイッチング損失を低減できる。

そして、単相２レベルコンバータ４０が、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ出力電圧の差分電圧を補償するために高速スイッチング制御を行う。このように、単相２レベルコンバータ４０が、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ出力電圧との間の差分電圧を補償する。

本実施形態では、閾値電圧Ｖｔｈｒ１、Ｖｔｈｒ２を適切に設定することで、単相２レベルコンバータ４０は差分電圧の補償に用いられるため、高い電圧は必要とならず、低耐電圧性のスイッチング素子を利用できる。また、単相２レベルコンバータ４０は、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ１全体の交流入出力電圧の差分電圧を補償するために高速スイッチング制御を行う。本実施形態では、単相２レベルコンバータ４０として、スイッチング損失が小さいシリコンカーバイド素子等を用いることで、高速スイッチングによる損失を抑止できる。

単相３レベルコンバータ５０は、マルチレベルコンバータ１の出力電圧の土台となる階段波を形成するために、耐電圧性が高い素子を用いる。これにより、直列化するコンバータの数を抑止できる。

なお、単相３レベルコンバータ５０として、スイッチングにおける損失が大きいシリコン素子を用いる場合でも、従来の三角波比較によるパルス幅変調制御方式で複数回スイッチングを行う場合と比べてスイッチング回数を低減できる。これにより、損失低減効果を向上させることができる。つまり、単相２レベルコンバータ４０にシリコンカーバイド素子等を適用することで、スイッチング損失低減効果を生じさせるだけでなく、従来のシリコン素子を用いた単相３レベルコンバータ５０でもスイッチング損失を低減できる。これにより、マルチレベルコンバータ１全体のスイッチング損失をより一層低減できる。

次に、本実施形態にかかる電力変換装置１１における、コンデンサ過電圧時の動作について説明する。単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａ、又は単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれかで上限電圧閾値を上回った場合、制御部１８０は、双方向バイパススイッチ１２０と過電圧抑制回路１３０を動作させる。さらに、制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０のスイッチングデバイス５ａ〜５ｅ、及び単相２レベルコンバータ４０のスイッチングデバイス４ａ〜４ｄを全てオフ状態にする（開放させる）制御を行う。図７は、双方向バイパススイッチ１２０と過電圧抑制回路１３０を動作させた場合の電流経路を示した図である。なお、上限電圧閾値は、コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４ａの各々に適切な値が設定されているものとする。

つまり、制御部１８０は、コンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂのいずれか一つの電圧で、上限電圧閾値を超えたことを検出した場合に、図７に示す様に、過電圧抑制回路１３０のスイッチングデバイス３１ａ、３１ｂをオン状態になるよう制御する（投入させる）。その際に、制御部１８０は、双方向バイパススイッチ１２０のスイッチングデバイス２１ａ、２２ｂもオン状態となるよう制御する。

これにより、図７の電流経路で示されるように、過電圧抑制回路１３０内の抵抗３３ａ、３３ｂに電流が流れる。これら抵抗３３ａ、３３ｂは、抵抗１５ｃ、１５ｄと比べて抵抗値が小さい。このため、抵抗３３ａ、３３ｂに大量の電流が流れることになり、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧を一気に引き下げることができる。一方、単相２レベルコンバータ４０にも電流が流れなくなるため、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａに生じた過電圧は、抵抗１４ｃにより放電されることになり、コンデンサ１４ａの過電圧を抑止できる。

一方、抵抗１５ｃ、１５ｄの抵抗値は大きいため、ほとんど電流が流れることはない。しかしながら、コンデンサ１５ａ、１５ｂに過電圧が生じたにも拘わらず、過電圧抑制回路１３０が動作しなかった場合には、コンデンサ１５ａ、１５ｂに蓄積された電力が、抵抗１５ｃ、１５ｄに流れることで、コンデンサ１５ａ、１５ｂの過電圧を抑止できる。

また、本実施形態は、コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４ａのうちいずれか一つに過電圧が生じた場合に、過電圧抑制回路１３０、及び双方向バイパススイッチ１２０を動作させる例について説明したが、このような状況に制限するものではなく、制御部１８０が異常を検出した場合であればよい。

制御部１８０が検出する異常としては、例えば、電力変換装置１１内の異常、電力変換装置１１周辺の異常、電力変換装置１１が搭載された車両の異常などが考えられる。

電力変換装置１１内の異常としては、例えば、電力変換装置１１内の各素子の温度が許容値を超えた場合などが考えられる。

また、電力変換装置１１周辺の異常としては、例えば、電力変換装置１１周辺の制御系で電源電圧の低下が生じた場合や、短絡を検出した場合、さらには他の機器から故障信号を受信した場合等が考えられる。

また、車両の異常としては、例えば、架線等に異常（例えば過電流）が生じた場合等が考えられる。

本実施形態にかかる電力変換装置１１では、異常が生じた場合に、双方向バイパススイッチ１２０及び過電圧抑制回路１３０を動作させることで、電力変換装置１１のコンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂ等を保護することができる。

（第１の実施形態の変形例１）
第１の実施形態では、コンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂのいずれか一つで過電圧が生じた場合に、双方向バイパススイッチ１２０及び過電圧抑制回路１３０を動作させる例について説明した。この場合、単相２レベルコンバータ４０及び単相３レベルコンバータ５０を利用することはできない。しかしながら、単相２レベルコンバータ４０が利用できない場合でも、単相３レベルコンバータ５０のみを用いることで、電力の損失は大きいものの出力電圧の制御は可能である。そこで、第１の実施形態の変形例１では、単相３レベルコンバータ５０のみを適用して、出力電圧を制御する例について説明する。

例えば、コンデンサ１４ａが過電圧で上限電圧閾値を上回り、且つコンデンサ１５ａ、１５ｂが上限電圧閾値以内の場合、単相２レベルコンバータ４０は利用できないが、単相３レベルコンバータ５０は利用可能である。

そこで、コンデンサ１４ａが過電圧で上限電圧閾値を上回り、且つコンデンサ１５ａ、１５ｂが上限電圧閾値以内の場合、制御部１８０は、双方向バイパススイッチ１２０のスイッチングデバイス２１ａ、２１ｂを動作させ、単相２レベルコンバータ４０に設けられたスイッチングデバイス４ａ〜４ｄの各々をオフ状態（開放）させ、単相３レベルコンバータ５０に設けられたスイッチングデバイス５ａ〜５ｆの各々を動作させて、運転を継続させる制御を行う。なお、制御部１８０は、過電圧抑制回路１３０を動作させる制御は行わない。

図８は、本変形例において、双方向バイパススイッチ１２０を動作させた場合の電流経路を示した図である。図８の例で示される電力経路では、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａに電流が流れ込まないため、コンデンサ１４ａに生じた過電圧は、抵抗１４ｃにより放電できる。一方、制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０のスイッチングデバイス５ａ〜５ｆを制御することで、出力電圧を制御できる。

また、第１の実施形態と制御を組み合わせても良い。図９は、本変形例にかかる電力変換装置１１における上述した処理の手順を示すフローチャートである。

図９に示す様に、制御部１８０は、コンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂのうちいずれかが上限電圧閾値を上回ったか否かを検出する（ステップＳ６０１）。上限電圧閾値を上回っていない場合（ステップＳ６０１：Ｎｏ）、ステップＳ６０１の処理を繰り返し行う。

一方、制御部１８０が、コンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂのうちいずれかが上限電圧閾値を上回ったことを検出した場合（ステップＳ６０１：Ｙｅｓ）、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が上限電圧の閾値以内であるか否かを判定する（ステップＳ６０２）。単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が上限電圧の閾値以内ではない場合（ステップＳ６０２：Ｎｏ）、制御部１８０は、第１の制御として、第１の実施形態の同様に双方向バイパススイッチ１２０及び過電圧抑制回路１３０を動作させる制御を行う（ステップＳ６０３）。

一方、制御部１８０は、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が上限電圧の閾値以内の場合（ステップＳ６０２：Ｙｅｓ）、制御部１８０は、第２の制御として、上述した制御と同様に、過電圧抑制回路１３０を停止させた状態で、双方向バイパススイッチ１２０を動作させ、単相３レベルコンバータ５０を動作させる制御を行う（ステップＳ６０４）。

本変形例では、コンデンサに過電圧が生じた際に、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が上限電圧の閾値以内か否かに応じて、処理を切り替えることで、異常が生じた場合においても可能な限り、運転制御を行うことを可能とした。

（第１の実施形態の変形例２）
上述した実施形態及び変形例では、コンデンサに過電圧が生じた場合について説明した。しかしながら、双方向バイパススイッチ１２０を用いた制御は、コンデンサに過電圧が生じた場合に制限するものではなく、コンデンサの低電圧が生じた場合に行っても良い。

そこで、第１の実施形態の変形例２では、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれかで下限電圧閾値を下回った場合の制御について説明する。第１の実施形態の変形例２では、コンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれかで下限電圧閾値を下回った場合、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧を上げる制御を行うことが好ましい。

そこで、第１の実施形態の変形例２にかかる制御部１８０は、コンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれかで下限電圧閾値を下回った場合に、双方向バイパススイッチ１２０を動作させて、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電力を上げる制御を行うこととした。なお、過電圧抑制回路１３０を停止させた状態とする。

図１０は、第１の実施形態の変形例２にかかる制御部１８０による制御で、双方向バイパススイッチ１２０を動作させ、単相３レベルコンバータ５０のスイッチングデバイス５ａ〜５ｆをオフ状態（開放）とした場合の電流経路を示した図である。図１０に示すように電流経路が形成されることで、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂを充電できる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態では、マルチレベルコンバータ１に対して初期充電を行う場合について説明する。図１１は、第２の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータ１の構成を示した図である。本実施形態にかかる電力変換装置８００では、初期充電を行うための構成として、第１の実施形態の電力変換装置１１と比べて、スイッチングデバイス４１とスイッチングデバイス４２と抵抗４３とを備えている。さらに、本実施形態にかかる電力変換装置８００は、制御部１８０と処理が異なる制御部８５０に変更されている。

受動素子２と単相２レベルコンバータ４０の間に、スイッチングデバイス４２が接続される。スイッチングデバイス４２と並列に、直列接続したスイッチングデバイス４１と抵抗４３が接続される。スイッチングデバイス４１の一端は受動素子２と接続され、抵抗４３の一端は単相２レベルコンバータ４０と接続される。

本実施形態にかかる制御部８５０は、初期充電手法として、各コンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂの各々に対して充電を開始する。ところで、コンデンサ１４ａと、コンデンサ１５ａ、１５ｂでは初期電圧所望値が違うが、初期電圧は各コンデンサの容量比で決定される。

本実施形態は、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの方が、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａよりも、初期電圧所望値が大きい例とする。

そして、本実施形態にかかる制御部８５０は、コンデンサ１４ａの初期電圧が初期電圧所望値に達した場合に、双方向バイパススイッチ１２０を動作させ、コンデンサ１５ａ、１５ｂの充電が完了するまで充電を継続する一方、コンデンサ１４ａには充電が行われないように制御する。

図１２は、制御部８５０が、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａと、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂに対して充電を開始した場合の電流経路を示した図である。図１２に示す例では、単相２レベルコンバータ４０のスイッチングデバイス４ａ〜４ｄをオフ状態にし、単相３レベルコンバータ５０のスイッチングデバイス５ａ〜５ｆをオフ状態にした上で、双方向バイパススイッチ１２０及び過電圧抑制回路１３０を停止させておいた状態で、スイッチングデバイス４１をオン状態とする制御を行っている。図１２に示される電流経路が形成されることで、コンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂに対する充電が開始される。

図１３は、制御部８５０が、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａの初期電圧が初期電圧所望値に達したために、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂのみに対して充電を継続した場合の電流経路を示した図である。図１３に示す例では、制御部８５０が、双方向バイパススイッチ１２０を動作させることで、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａに対する充電を抑止した上で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂに対する充電を継続している。このように、制御部８５０は、コンデンサ１５ａ、１５ｂの充電が完了するまでコンデンサ１４ａには充電が行われないよう制御する。

次に、本実施形態にかかる電力変換装置８００の制御部８５０における、初期充電処理について説明する。図１４は、本実施形態にかかる電力変換装置８００における上述した処理の手順を示すフローチャートである。

図１４に示す様に、制御部８５０は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａ、及び単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの充電開始制御を行う（ステップＳ１１０１）。これにより、図１２に示した電流経路で、コンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂの充電が開始される。

次に、制御部８５０が、単相２レベルコンバータ４０側のコンデンサ１４ａの初期電圧が、初期電圧所望値に達している、換言すればコンデンサ１４ａの充電量が閾値を超えているか否かを判定する（ステップＳ１１０２）。初期電圧所望値に達していない（ステップＳ１１０２：Ｎｏ）と判定した場合、図１２に示した電流経路による充電を継続して、再びステップＳ１１０２の判定を行う。

一方、制御部８５０が、単相２レベルコンバータ４０側のコンデンサ１４ａの初期電圧が、初期電圧所望値に達したと判定した場合（ステップＳ１１０２：Ｙｅｓ）、双方向バイパススイッチ（回路）１２０をオンにする制御を行い、双方向バイパススイッチ１２０を動作させる（ステップＳ１１０３）。これにより、図１３に示した電流経路による充電が開始される。

次に、制御部８５０が、単相３レベルコンバータ５０側のコンデンサ１５ａ、１５ｂの初期電圧が、初期電圧所望値に達している、換言すればコンデンサ１５ａ、１５ｂの充電量が閾値を超えているか否かを判定する（ステップＳ１１０４）。初期電圧所望値に達していない（ステップＳ１１０４：Ｎｏ）と判定した場合、図１３に示した電流経路による充電を継続して、再びステップＳ１１０４の判定を行う。

一方、制御部８５０が、単相３レベルコンバータ５０側のコンデンサ１５ａ、１５ｂの初期電圧が、初期電圧所望値に達したと判定した場合（ステップＳ１１０４：Ｙｅｓ）、コンデンサ１５ａ、１５ｂに対する充電を停止させる制御を行う（ステップＳ１１０５）。

上述した処理手順により、コンデンサ１４ａ、１５ａ、１５ｂに対して、初期電圧所望値まで充電することが可能となる。

以上説明したとおり、第１〜第２の実施形態によれば、スイッチングデバイスと、コンデンサと、の部品点数を従来と比べて少なくした上で、多レベル電圧が出力可能なマルチレベル回路方式を実現できる。さらに、部品点数を少なくすることで、効率的な冷却を容易にする。冷却が容易になったことで、マージンに余裕が生じるため、小型化が可能となる。

さらに、第１〜第２の実施形態によれば、マルチレベルコンバータ１全体のスイッチング損失をより一層低減できる。

さらには、第１〜第２の実施形態によれば、双方向バイパススイッチ１２０を設けたことで、異常が生じた場合（例えば過電圧が生じた場合）に、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４ａ、単相３レベルコンバータ５０の１５ａ、１５ｂの過電圧を抑止できる。

また、第１〜第２の実施形態によれば、単相２レベルコンバータ４０の交流出力点間に双方向バイパススイッチ１２０を接続している。そして、異常が検出された場合に双方向バイパススイッチを動作させることで、単相２レベルコンバータ４０又は単相３レベルコンバータ５０のコンデンサには主回路電流は流れなくなり、放電抵抗で徐々に放電される。これにより、コンデンサを過電圧等から保護できる。このように、第１〜第２の実施形態によれば、単相２レベルコンバータ用の大型の過電圧抑制用の抵抗が必要なくなるため、保護回路システムの体積を低減できる。

本発明の実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…マルチレベルコンバータ、２…受動素子、３…主電動機、４ａ〜４ｄ、５ａ〜５ｆ、２１ａ、２１ｂ、３１ａ、３１ｂ、４１、４２…スイッチングデバイス、６ａ〜６ｄ、８ａ〜８ｆ、２２ａ、２２ｂ…ダイオード、７、１２０…双方向バイパススイッチ、９…中性点、１０ａ…正電位導線、１０ｂ…負電位導線、１１、８００…電力変換装置、１４ａ、１５ａ、１５ｂ…コンデンサ、１４ｃ、１５ｃ、１５ｄ、４３…抵抗、４０…単相２レベルコンバータ、５０…単相３レベルコンバータ、１００…交流電源、１８０、８５０…制御部、１３０…過電圧抑制回路

Claims (7)

1. 単相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
   コンデンサを有すると共に、前記コンデンサと並列に、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイス及び第２の可制御スイッチングデバイスが、前記単相交流電力を供給する電源と接続される第１の接続点を介して２個直列に接続され、前記コンデンサと並列に、第３の可制御スイッチングデバイス及び第４の可制御スイッチングデバイスが、第２の接続点を介して２個直列に接続され、可制御スイッチングデバイス毎にダイオードが逆並列に接続される単相２レベルコンバータと、
   ２個直列接続されるコンデンサと、前記２個直列接続されるコンデンサと並列に、第５の可制御スイッチングデバイス及び第６の可制御スイッチングデバイスが、前記第２の接続点と接続される第３の接続点を介して２個直列に接続され、前記２個直列接続されるコンデンサと並列に、第７の可制御スイッチングデバイス及び第８の可制御スイッチングデバイスが、第４の接続点を介して２個直列に接続され、前記第４の接続点から中性点までの経路上に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチが設けられ、可制御スイッチングデバイス毎にダイオードが逆並列に接続される単相３レベルコンバータと、
   ２個直列に接続される第１１の可制御スイッチングデバイス及び第１２の可制御スイッチングデバイスが前記単相２レベルコンバータと並列に設けられ、前記第１１の可制御スイッチングデバイスに逆並列に設けられたダイオードと前記第１２の可制御スイッチングデバイスに逆並列に設けられたダイオードとが逆極性に接続される、双方向バイパススイッチと、
   を備える車両用電力変換装置。
2. 前記単相３レベルコンバータの前記コンデンサの各々に並列に接続される抵抗と、
   前記単相３レベルコンバータの前記コンデンサ毎に、抵抗、コンデンサ用可制御スイッチングデバイス、及びコンデンサ用可制御スイッチングデバイスに逆並列に接続されるダイオードの組み合わせを並列に接続した過電圧抑制回路と、
   を備える請求項１に記載の車両用電力変換装置。
3. 異常を検出した場合に、前記双方向バイパススイッチの前記第１１の可制御スイッチングデバイスと前記第１２の可制御スイッチングデバイスとを投入し、前記過電圧抑制回路の前記コンデンサ用可制御スイッチングデバイスを投入し、前記単相２レベルコンバータ及び前記単相３レベルコンバータに構成される可制御スイッチングデバイスの各々を開放させる、制御を行う制御部を、
   さらに備える請求項２に記載の車両用電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記単相２レベルコンバータに構成される前記コンデンサの電圧、又は前記単相３レベルコンバータに構成される前記コンデンサの電圧が予め設定された上限電圧閾値を上回った場合に、異常が生じた場合として前記制御を行う、
   請求項３に記載の車両用電力変換装置。
5. 前記制御部は、さらに、前記単相２レベルコンバータに構成される前記コンデンサの電圧が予め設定された第１の上限電圧閾値を上回り、かつ前記単相３レベルコンバータに構成される前記コンデンサの電圧が予め設定された第２の上限電圧閾値の範囲内の場合に、前記双方向バイパススイッチの前記第１１の可制御スイッチングデバイスと前記第１２の可制御スイッチングデバイスとを投入し、前記単相２レベルコンバータに構成される前記可制御スイッチングデバイスの各々を開放し、前記単相３レベルコンバータに構成される前記可制御スイッチングデバイスの各々を導入して運転を継続させる、
   請求項４に記載の車両用電力変換装置。
6. 前記制御部は、さらに、前記単相２レベルコンバータに構成される前記コンデンサの電圧が予め設定された下限電圧閾値を下回った場合、前記双方向バイパススイッチの前記第１１の可制御スイッチングデバイスと前記第１２の可制御スイッチングデバイスとを投入し、前記単相２レベルコンバータに構成される前記可制御スイッチングデバイスの各々を投入するとともに、前記単相２レベルコンバータ及び前記単相３レベルコンバータに構成される前記可制御スイッチングデバイスの各々を開放する、制御を行う、
   請求項３乃至５のいずれか一つに記載の車両用電力変換装置。
7. 前記制御部は、前記単相２レベルコンバータ及び前記単相３レベルコンバータに構成されるコンデンサを充電する際に、前記単相２レベルコンバータ及び前記単相３レベルコンバータに構成される前記可制御スイッチングデバイスの各々を開放し、前記単相２レベルコンバータに構成されるコンデンサが予め定められた電圧値となった場合に、前記双方向バイパススイッチに構成される可制御スイッチングデバイスと前記第１２の可制御スイッチングデバイスとを投入し、充電を継続する、
   請求項３乃至６のいずれか一つに記載の車両用電力変換装置。

Images