JP2011114972A

JP2011114972A - 電力変換装置

Info

Publication number: JP2011114972A
Application number: JP2009270112A
Authority: JP
Inventors: Kazutoshi Awane; 和俊粟根; Masaki Yamada; 正樹山田
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2009-11-27
Filing date: 2009-11-27
Publication date: 2011-06-09
Anticipated expiration: 2029-11-27
Also published as: JP4850279B2; US20110127838A1; US8294432B2

Abstract

【課題】電力損失及びノイズを低減化できる電力変換装置を得る。
【解決手段】発生電圧を交流入力電圧に重畳するインバータ回路５と、インバータ回路５の後段に接続されたダイオードブリッジ形全波整流回路１２と、整流回路１２の直流出力端子間に接続された平滑コンデンサ２２、２３と、整流回路１２に接続された短絡スイッチ１４、１７と、整流回路１２に接続された整流モード切換回路１９と、短絡位相範囲では短絡スイッチ１４、１７を導通状態にする短絡スイッチ制御回路１００と、前記短絡位相範囲では、整流モード切換回路１９を非導通状態にする整流モード制御回路２００と、整流モード切換回路１９が非導通状態の場合、整流回路１２の出力電圧を目標出力電圧に追従させるよう、導通状態の場合、平滑コンデンサ２２、２３の直流電圧を前記目標出力電圧の１／２に追従させるよう、インバータ回路５をＰＷＭ制御するインバータ制御回路３００とを設けた。
【選択図】図１

Description

この発明は、入力力率を改善するインバータ回路を備え、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置に関するものである。

従来の電力変換装置は、交流入力を整流する整流回路の後段に、インバータ回路（単相インバータ）を直列接続し、その後段に、整流ダイオードを介して接続された平滑コンデンサと、この平滑コンデンサをバイパスさせる短絡スイッチを備え、平滑コンデンサの直流電圧を目標電圧に追従させ、入力力率を改善するように、インバータ回路を電流指令を用いて出力制御している（例えば、特許文献１参照）。

特開２００９−９５１６０号公報

しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。従来の電力変換装置は、交流入力電圧と電力変換装置の出力電圧との差をインバータ回路が出力する必要があるため、出力電圧を高くするにはインバータ回路を充電するための短絡スイッチの導通時間が増加し、短絡スイッチの損失が増える上、インバータ回路の直流電圧が高くなり電流制御の精度が低下し、ノイズも増大する。

さらに、インバータ回路内で用いる半導体スイッチ素子に大きな耐圧が必要とされるため、半導体スイッチ素子の損失が増大する問題があった。

また、この問題を回避するために、単相インバータの直列接続数を増やすと回路構成、制御が複雑になり、限流用リアクトルを大きくすると回路サイズの大型化が必要となるものであった。

本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、入力力率を改善するように電流指令を用いてインバータ回路を出力制御する電力変換装置において、電力損失及びノイズを低減化し、かつ大きな限流回路を不要とし、装置構成の小型化を促進することができる電力変換装置を得ることを目的とする。

本発明に係る電力変換装置は、交流入力電源の第１の端子に入力端子が接続され、直流電圧源を有し、この直流電圧源を流れるＰＷＭ制御された電流により、前記直流電圧源が充電、放電され、前記直流電圧源の放電電圧である発生電圧を、前記交流入力電源の交流入力電圧に重畳するインバータ回路と、前記インバータ回路の前段又は後段に直列接続され、電流を制限するリアクトルと、前記インバータ回路の出力端子に第１の交流入力端子が接続され、前記交流入力電源の第２の端子に第２の交流入力端子が接続された整流回路と、前記整流回路の第１の直流出力端子と第２の直流出力端子との間に接続され、互いに直列接続された第１及び第２の平滑コンデンサと、前記整流回路の第１の交流入力端子と第２の直流出力端子との間に接続された第１の短絡スイッチと、前記整流回路の第２の交流入力端子と第２の直流出力端子との間に接続された第２の短絡スイッチと、前記整流回路の第１又は第２の交流入力端子に一端が接続され、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点に他端が接続された整流モード切換回路と、前記交流入力電源の交流入力電圧、前記インバータ回路の直流電圧源の電圧、前記第１の平滑コンデンサの電圧、及び前記第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて、短絡スイッチ制御信号を生成して、この短絡スイッチ制御信号により前記第１及び第２の短絡スイッチの導通、非導通状態を制御するとともに、前記交流入力電圧の位相がゼロを中央として±所定位相の範囲である短絡位相範囲では、前記第１及び第２の短絡スイッチを導通状態にする短絡スイッチ制御信号を生成する短絡スイッチ制御回路と、整流スイッチ制御信号により前記整流モード切換回路の導通、非導通状態を制御する整流モード制御回路と、前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、及び前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号に基づいて、インバータスイッチ制御信号を生成して、このインバータスイッチ制御信号により、前記整流回路の出力電圧を目標出力電圧に追従させるよう、また、前記交流入力電源からの入力力率が１になるように、前記インバータ回路を流れる交流入力電流をＰＷＭ制御するインバータ制御回路とを備えるものである。

本発明に係る電力変換装置によれば、電力損失及びノイズを低減化し、かつ大きな限流回路を不要とし、装置構成の小型化を促進することができる。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の短絡スイッチ制御回路の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の整流モード制御回路の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のインバータ制御回路の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の各部の波形を示すタイミングチャートである。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のインバータ回路の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のインバータ回路の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のインバータ回路の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のインバータ回路の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の整流モード制御回路の別の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の整流モード制御回路の別の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の整流モード制御回路の別の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の整流モード制御回路の別の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のインバータ制御回路の別の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の別の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の整流モード制御回路の別の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の整流モード制御回路の別の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のインバータ制御回路の別の構成を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の別の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の動作を示す図である。この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の動作を示す図である。この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の短絡スイッチ制御回路の別の構成を示す図である。

以下、本発明の電力変換装置の好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。

実施の形態１．
この発明の実施の形態１に係る電力変換装置について図１から図２３まで、及び図２７を参照しながら説明する。図１は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。なお、以降では、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

図１において、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置は、交流入力電源１（以下、単に交流電源１と称す）と、電圧検出回路（ＳＶ１）２と、電流検出回路（ＳＩ１）３と、リアクトル（Ｌ）４と、インバータ回路５と、ダイオードブリッジ形全波整流回路１２と、短絡スイッチ制御回路１００と、整流モード制御回路２００と、インバータ制御回路３００とが設けられている。

交流電源１は、ノードａで電圧検出回路２と電流検出回路３に接続される。電流検出回路３は、ノードｃでリアクトル４に接続され、その後段のノードｄにインバータ回路５の一端が接続される。インバータ回路５の他端は、ノードｇで整流回路１２に接続される。

インバータ回路５は、半導体スイッチ素子６、７、８、９及び直流電圧源１０から構成される単相インバータと、電圧検出回路（ＳＶ２）１１とが設けられている。半導体スイッチ素子６−９は、ソースとドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）や、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などである。

整流回路１２は、整流ダイオード１３、１５、１６、１８と、短絡スイッチ１４、１７と、整流モード切換回路１９と、平滑コンデンサ２２、２３と、電圧検出回路（ＳＶ３）２４と、電圧検出回路（ＳＶ４）２５とが設けられている。また、整流モード切換回路１９は、整流モード切換えスイッチ２０と、整流モード切換えスイッチ２１とが設けられている。

半導体スイッチ素子からなる短絡スイッチ１４と整流ダイオード１３が、ノードｇで直列接続される。さらに、半導体スイッチ素子からなる短絡スイッチ１７と整流ダイオード１６が、ノードｂで直列接続され、交流電源１と電圧検出回路２に接続される。

また、平滑コンデンサ２２、２３は、ノードｋで直列接続される。平滑コンデンサ２２の他端はノードｈで整流ダイオード１３、１６と接続され、平滑コンデンサ２３の他端はノードｉで短絡スイッチ１４、１７に接続される。

整流モード切換回路１９を構成する半導体スイッチ素子からなる整流モード切換えスイッチ２０、２１は、ノードｊで直列接続され、整流モード切換えスイッチ２０の一端がノードｂに接続され、整流モード切換えスイッチ２１の一端がノードｋに接続される。そして、電圧検出回路２４はノードｈとノードｋに接続され、電圧検出回路２５はノードｋとノードｉに接続される。

図２は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の短絡スイッチ制御回路の構成を示す図である。

図２において、短絡スイッチ制御回路１００は、減算器１０１と、ＰＩ制御器１０２と、加算器１０３と、補正器１０４と、ＰＷＭ制御器１０９とが設けられている。また、補正器１０４は、減算器１０５と、ＰＩ制御器１０６と、極性検出器１０７と、掛算器１０８とが設けられている。

図３は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の整流モード制御回路の構成を示す図である。

図３において、整流モード制御回路２００は、実効値計算器２０１と、比較器２０２と、禁止動作器２０３とが設けられている。また、禁止動作器２０３は、否定素子２０４と、否定素子２０５と、論理積素子２０６とが設けられている。

図４は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のインバータ制御回路の構成を示す図である。

図４において、インバータ制御回路３００は、加算器３０１と、目標出力電圧切換器３０２と、補正電圧切換器３０３と、減算器３０４と、ＰＩ制御器３０５と、位相検出器３０６と、正弦波器３０７と、掛算器３０８と、減算器３０９と、ＰＩ制御器３１０と、加算器３１１と、ＰＷＭ制御器３１２とが設けられている。

ここで、記号を次のように定義する。なお、数式及び図面の上付き、下付き記号については、本明細書中では説明の都合上、上付き、下付き記号での表現は行わない。
Ｖｉｎ：電圧検出回路２で検出し、ノードｌによって伝達される交流入力電圧。
Ｉｉｎ：電流検出回路３で検出し、ノードｍによって伝達される交流入力電流。
Ｖｓｕｂ：電圧検出回路１１で検出し、ノードｎによって伝達されるインバータ回路５内の直流電圧源１０の電圧。
Ｖｓｕｂ＊：インバータ回路５内の直流電圧源１０の目標電圧。
Ｖｄｃ＿ｈ：電圧検出回路２４で検出し、ノードｏによって伝達される平滑コンデンサ２２の直流電圧。
Ｖｄｃ＿ｈ＊：平滑コンデンサ２２の目標直流電圧。
Ｖｄｃ＿ｌ：電圧検出回路２５で検出し、ノードｐによって伝達される平滑コンデンサ２３の直流電圧。
Ｖｄｃ＿ｌ＊：平滑コンデンサ２３の目標直流電圧。
Ｖｄｃ：平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌの合計直流電圧（出力電圧）。
Ｖｄｃ＊：平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌの合計直流電圧の目標直流電圧（目標出力電圧）。
θ：交流電源１からの入力電圧位相。

つぎに、この実施の形態１に係る電力変換装置の動作について図面を参照しながら説明する。

まず、図２に示す短絡スイッチ制御回路１００の制御について説明する。直流電圧源１０の電圧Ｖｓｕｂを一定に保つため、減算器１０１により、ノードｎから入力した電圧Ｖｓｕｂとその目標電圧Ｖｓｕｂ＊との差１０１ｖを求め、フィードバック量として、ＰＩ制御器１０２によりＰＩ制御した出力を演算し、短絡スイッチ１４、１７をオンする位相１０２ｖを求める。さらに、平滑コンデンサ２２、２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈ、Ｖｄｃ＿ｌをバランスさせるため、加算器１０３により、位相１０２ｖに、補正器１０４からの補正項１０４ｖを加える。

補正器１０４では、減算器１０５により、ノードｏ、ｐから入力した直流電圧Ｖｄｃ＿ｈ、Ｖｄｃ＿ｌの差１０５ｖを求め、フィードバック量として、ＰＩ制御器１０６により、ＰＩ制御した出力を演算する。これにより、Ｖｄｃ＿ｈ、Ｖｄｃ＿ｌは１：１の比率に制御される、つまり、Ｖｄｃ＿ｈ、Ｖｄｃ＿ｌはＶｄｃ＊／２に制御される。極性検出器１０７により、ノードｌから入力した入力電圧Ｖｉｎの極性に応じて係数１０７ｖを求め、掛算器１０８により、ＰＩ制御器１０６の出力に係数１０７ｖをかけ、短絡スイッチ１４、１７をオンする位相１０２ｖの補正項１０４ｖを得る。極性検出器１０７は、Ｖｉｎ＞０なら＋１を、Ｖｉｎ＜０なら−１を係数１０７ｖとして出力するものである。そして、短絡スイッチ制御回路１００は、短絡スイッチ１４、１７をオンする位相１０２ｖと補正項１０４ｖを演算し、加算器１０３により、補正後の短絡スイッチ１４、１７をオンする位相１０３ｖを求め、ＰＷＭ制御器１０９により短絡スイッチ１４、１７の短絡スイッチ制御信号ｕ、ｖを得る。なお、短絡スイッチ制御信号ｕ、ｖのように、記号ｕ、ｖが信号を表すとともに、説明の都合上、当該信号が伝達されるノードを表す場合がある。

図２７は、この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の短絡スイッチ制御回路の別の構成を示す図である。図２に示す短絡スイッチ制御回路１００と比較して、比例制御器（Ｐ）１１１及び１１２が追加されている。図２７に示すように、Ｖｄｃ＿ｈ、Ｖｄｃ＿ｌを比例制御し、それらを減算器１０５に入力し差分をとることで、Ｖｄｃ＿ｈとＶｄｃ＿ｌを１：１以外の比率で制御しつつ、出力電圧Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に制御することもできる。

次に、図３に示す整流モード制御回路２００の制御について説明する。まず、実効値計算器２０１により、ノードｌから入力した電圧Ｖｉｎから実効値Ｖｒｍｓを計算し、比較器２０２により、実効値Ｖｒｍｓと設定した電圧閾値Ｖｔｈを比較し、整流モード判断信号ｘを得る。次に、短絡スイッチ１４、１７と整流モード切換回路１９が同時に導通することを防ぐために、禁止動作器２０３により禁止動作の制御を行う。禁止動作器２０３は、短絡スイッチ１４、１７がオンの場合には整流モード切換回路１９が非導通になるように、短絡スイッチ制御信号ｕ、ｖを選択信号に使ってマルチプレクサ（ＭＵＸ）の出力である、整流スイッチ制御信号ｗを得る。

さらに、図４に示すインバータ制御回路３００の制御について説明する。まず、加算器３０１により、ノードｏ、ｐから入力した平滑コンデンサ２２、２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈ、Ｖｄｃ＿ｌを加算して出力電圧Ｖｄｃ得る。また、目標出力電圧切換器３０２により、目標出力電圧Ｖｄｃ＊を、整流モード判断信号ｘに基づき、それぞれの整流モード用に設定してある目標出力電圧Ｖｍｏｄｅ１、Ｖｍｏｄｅ２の内から切り換える。さらに、補正電圧切換器３０３により、フィードフォワード補正電圧ΔＶを、入力電圧Ｖｉｎ、短絡スイッチ制御信号ｕ、ｖ、整流スイッチ制御信号ｗに基づき、ΔＶ１、ΔＶ２、ΔＶ３、ΔＶ４の内から切り換える。

次に、減算器３０４により、出力電圧Ｖｄｃと目標出力電圧Ｖｄｃ＊との差３０４ｖをフィードバック量として、ＰＩ制御器３０５により、ＰＩ制御した出力を演算し、電流Ｉｉｎの目標振幅３０５ｖを決定する。位相検出器３０６により、ノードｌから入力した電圧Ｖｉｎから入力電圧位相θを検出し、正弦波器３０７により、電圧Ｖｉｎに同期した正弦波３０７ｖを出力する。また、掛算器３０８により、目標振幅３０５ｖに正弦波３０７ｖをかけて、電圧Ｖｉｎに同期した正弦波の電流指令Ｉｉｎ＊＊を生成する。

次に、減算器３０９により、電流指令Ｉｉｎ＊＊と、ノードｍから入力され検出された電流Ｉｉｎとの差３０９ｖをフィードバック量として、ＰＩ制御器３１０により、ＰＩ制御した出力を、インバータ回路５の発生電圧の目標値となる電圧指令３１０ｖとする。この時、加算器３１１により、短絡スイッチ１４、１７のオン、オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して電圧指令３１０ｖを補正する。そして、補正後の電圧指令３１１ｖを用いて、ＰＷＭ制御器３１２によりインバータ回路５の各半導体スイッチ素子６、７、８、９のインバータスイッチ制御信号ｑ、ｒ、ｓ、ｔを生成し、インバータ回路５を動作させる。

図４の補正電圧切換器３０３に示すように、フィードフォワード補正電圧ΔＶは、交流電源１の極性と、短絡スイッチ１４、１７の導通状態と、整流モード切換回路１９の導通状態によって制御される。交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎのゼロクロス位相（θ＝０、π）の特定位相において、短絡スイッチ制御回路１００は、短絡スイッチ１４、１７のオン、オフを切り換える。インバータ回路５は、短絡スイッチ制御回路１００により、短絡スイッチ１４、１７をオンからオフにする際には、直流電圧源１０を充電する制御から放電する制御に切り換わり、短絡スイッチ１４、１７をオフからオンにする際には、直流電圧源１０を放電する制御から充電する制御に切り換わる。上記のように、短絡スイッチ１４、１７のオン、オフ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して電圧指令３１０ｖを補正することにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができる。

この実施の形態１では、インバータ制御回路３００は、上記のような電流指令Ｉｉｎ＊＊を用いてインバータ回路５を制御することにより、整流モード切換回路１９が非導通状態の場合において、出力電圧Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に追従させ、整流モード切換回路１９が導通状態の場合において、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと、平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌを目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように出力電圧Ｖｄｃを制御する。

上記のように構成される電力変換装置の動作について、図５に示す各部の波形に基づいて説明する。

交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎ、入力電流Ｉｉｎは、図５（ｂ）、（ｃ）に示すような、波形となる。短絡スイッチ制御回路１００は、図５（ｄ）に示すような、短絡スイッチ制御信号ｕ、ｖにより、短絡スイッチ１４、１７の導通（オン）、非導通（オフ）状態を制御する。また、整流モード制御回路２００は、入力電圧Ｖｉｎと設定された電圧閾値Ｖｔｈを比較し、整流スイッチ制御信号ｗにより、整流モード切換回路１９の導通（オン）、非導通（オフ）状態を制御する。さらに、インバータ制御回路３００は、インバータスイッチ制御信号ｑ、ｒ、ｓ、ｔにより、インバータ回路５をＰＷＭ制御し、整流モード切換回路１９が非導通状態の場合において、出力電圧Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に追従させ、整流モード切換回路１９が導通状態の場合において、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと、平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌを目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２に追従させるよう、出力電圧Ｖｄｃを制御する。従って、平滑コンデンサ２２、２３の直流電圧の合計である出力電圧Ｖｄｃは、整流モード切換回路１９の導通、非導通状態によらず、図５（ａ）に示すような、一定の目標出力電圧Ｖｄｃ＊に制御される。

短絡スイッチ制御回路１００によって短絡スイッチ１４、１７が非導通状態（オフ）の場合で、整流モード制御回路２００によって整流モード切換回路１９が導通状態（オン）である場合は、交流電源１が正の極性のとき、電流は、交流電源１→リアクトル４→インバータ回路５→整流ダイオード１３→平滑コンデンサ２２→整流モード切換回路１９→交流電源１の経路で流れる。この時、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈは、一定の目標電圧Ｖｄｃ＊／２に制御される。

交流電源１が負の極性のとき、電流は、交流電源１→整流モード切換回路１９→平滑コンデンサ２３→整流ダイオード１５→インバータ回路５→リアクトル４→交流電源１の経路で流れる。この時、平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌは、一定の目標電圧Ｖｄｃ＊／２に制御される。この場合、電圧Ｖｉｎのピーク電圧が平滑コンデンサ２２、２３それぞれの直流電圧Ｖｄｃ＿ｈ、Ｖｄｃ＿ｌより高いものとする。

インバータ制御回路３００は、インバータスイッチ制御信号ｑ、ｒ、ｓ、ｔにより、インバータ回路５の半導体スイッチ素子６、７、８、９のオン、オフを制御して、交流電源１からの入力力率が概ね１になるように、半導体スイッチ素子６−９を流れる交流入力電流ＩｉｎをＰＷＭ制御する。直流電圧源１０を流れるＰＷＭ制御された電流により、インバータ回路５の直流電圧源１０は、充電、放電される。そして、インバータ回路５は、直流電圧源１０の放電電圧である発生電圧を、交流入力電圧Ｖｉｎに重畳する。この発生電圧が、図５（ｅ）に示すような、インバータ回路５の出力である。なお、インバータ回路５の出力である矩形波を塗りつぶしているのは、非常に小さいＰＷＭのパルス幅が多数あることを表現している。

交流電源１が正の極性の場合、インバータ回路５内の電流は、図６〜図９に示す４通りの経路で流れる。図６に示すように、インバータ制御回路３００により半導体スイッチ素子７、８がオフの時には、電流は半導体スイッチ素子６を通って直流電圧源１０を充電し、半導体スイッチ素子９を通って出力する。

また、図７に示すように、インバータ制御回路３００により半導体スイッチ素子７、８を同時にオンした時には、電流は半導体スイッチ素子７を通って直流電圧源１０を放電し、半導体スイッチ素子８を通って出力する。

また、図８に示すように、インバータ制御回路３００により半導体スイッチ素子７のみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子７、９を通って出力する。

さらに、図９に示すように、インバータ制御回路３００により半導体スイッチ素子８のみをオンした時には、電流は半導体スイッチ素子６、８を通って出力する。

このような４種の制御の組み合わせで、インバータ制御回路３００は、半導体スイッチ素子７、８を制御してインバータ回路５をＰＷＭ制御する。このとき、半導体スイッチ素子６、９は、常時オフにしても良いし、半導体スイッチ素子７、８に対して逆位相で動作をさせても良い。

図５（ａ）、（ｂ）に示すように、入力電圧Ｖｉｎが目標出力電圧Ｖｄｃ＊と等しくなるときの入力電圧位相θをθ２（０＜θ２＜π／２）とし、位相θが０から所定位相θ１（０＜θ１＜θ２）まで、図５（ｄ）に示すように、短絡スイッチ制御回路１００によって短絡スイッチ１４、１７をオン状態とする。

図１０に示すように、位相θが０≦θ≦θ１において、交流電源１の極性が正の場合、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル４→インバータ回路５→短絡スイッチ１４→短絡スイッチ１７→交流電源１の経路で流れる。

図１１に示すように、交流電源１の極性が負の場合、位相θが、例えば、π≦θ≦π＋θ１において、交流電源１からの電流は、図１０の逆の経路で、交流電源１→短絡スイッチ１７→短絡スイッチ１４→インバータ回路５→リアクトル４→交流電源１の経路で流れる。

この時、短絡スイッチ制御回路１００によって短絡スイッチ１４、１７はオン状態なので、整流ダイオード１３、１６と、出力段の平滑コンデンサ２２、２３には電流が流れない。

インバータ回路５は、例えば、半導体スイッチ素子７、８がオフの場合と、半導体スイッチ素子７のみをオンの場合とを組み合わせて、電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御され、この間、直流電圧源１０にはエネルギが充電される。

なお、短絡スイッチ制御回路１００によって短絡スイッチ１７をオンする際は、平滑コンデンサ２３の短絡を防ぐため、整流モード制御回路２００によって整流モード切換回路１９は非導通状態にする。即ち、整流モード制御回路２００からの整流スイッチ制御信号ｗで整流モード切換回路１９を非導通状態にする場合、整流モード切換回路１９は短絡スイッチ１７と逆位相でオフ動作を行う。

次に、位相θがθ１の時、短絡スイッチ制御回路１００により短絡スイッチ１４、１７をオフすると、位相θがθ１≦θ≦θ２において電流は以下のように流れる。まず、整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９が非導通状態の場合で交流電源１の極性が正の場合、例えば、インバータ制御回路３００により半導体スイッチ素子７、８を同時にオフした時、図１２に示すように、電流は、交流電源１→リアクトル４→インバータ回路５→整流ダイオード１３→平滑コンデンサ２２→平滑コンデンサ２３→整流ダイオード１８→交流電源１の経路で流れる。

この時、インバータ回路５は、出力電圧Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に維持できるように、Ｖｄｃ＊−Ｖｉｎにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御される。この時、電圧Ｖｉｎの絶対値が目標出力電圧Ｖｄｃ＊以下であるため、直流電圧源１０は平均的に放電される。図１２は、インバータ回路５のＰＷＭ制御の一瞬を表しており、直流電圧源１０が充電される電流の流れを示しているが、時間平均では直流電圧源１０は放電されている。

また、整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９が導通状態の場合において、交流電源１が正の極性の場合、例えば、インバータ制御回路３００により半導体スイッチ素子７、８を同時にオフした時、図１３に示すように、電流は、交流電源１→リアクトル４→インバータ回路５→整流ダイオード１３→平滑コンデンサ２２→整流モード切換回路１９→交流電源１の経路で流れる。

この時、インバータ回路５は、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈを目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２に維持できるように、Ｖｄｃ＊／２−Ｖｉｎにほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御される。この時、電圧Ｖｉｎの絶対値が平滑コンデンサ２２の直流電圧の目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２以下であるため、直流電圧源１０は平均的に放電される。図１３は、インバータ回路５のＰＷＭ制御の一瞬を表しており、直流電圧源１０が充電される電流の流れを示しているが、時間平均では直流電圧源１０は放電されている。

次に、位相θがθ２の時、整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９が非導通状態の場合において、電圧Ｖｉｎが目標出力電圧Ｖｄｃ＊と等しくなるか、もしくは、整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９が導通状態の場合において、電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ２２又は平滑コンデンサ２３の直流電圧の目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２と等しくなると、図５（ｄ）に示すように、短絡スイッチ１４、１７はオフ状態を継続するが、インバータ回路５の動作が変わる。

すなわち、位相θがθ２≦θ≦π／２である時、電流は以下のように流れる。整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９が非導通状態の場合において、交流電源１の極性が正のとき、電流は、交流電源１→リアクトル４→インバータ回路５→整流ダイオード１３→平滑コンデンサ２２→平滑コンデンサ２３→整流ダイオード１８→交流電源１の経路で流れる。

この時、目標出力電圧Ｖｄｃ＊≦入力電圧Ｖｉｎであり、インバータ回路５は、出力電圧Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に維持できるように、Ｖｉｎ−Ｖｄｃ＊にほぼ等しい電圧を電圧Ｖｉｎの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御される。この間、インバータ回路５が発生する電圧の極性と電流Ｉｉｎの極性は逆になるので、直流電圧源１０は平均的に充電される。

また、整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９が導通状態の場合において、交流電源１の極性が正のとき、電流は、交流電源１→リアクトル４→インバータ回路５→整流ダイオード１３→平滑コンデンサ２２→整流モード切換回路１９→交流電源１の経路で流れる。

この時、平滑コンデンサ２２の目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２≦入力電圧Ｖｉｎであり、インバータ回路５は、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌを目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２に維持できるように、Ｖｉｎ−Ｖｄｃ＊／２にほぼ等しい電圧を電圧Ｖｉｎの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御される。この間、インバータ回路５が発生する電圧の極性と電流Ｉｉｎの極性は逆になるので、直流電圧源１０は平均的に充電される。

この実施の形態１に係る電力変換装置は、π／２≦θ≦πの位相期間では、上述した０≦θ≦π／２の位相期間と対称の動作をし、π≦θ≦２πの位相期間では、０≦θ≦πの位相期間と対称の動作をする。

即ち、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相θ＝（０、π）を特定位相として、短絡スイッチ制御回路１００により短絡スイッチ１４、１７を切り換え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲（以下、短絡位相範囲ＳＰＲと称す）でのみ、短絡スイッチ１４、１７をオン状態として平滑コンデンサ２２、２３をバイパスさせる。このとき、インバータ回路５は、電圧Ｖｉｎの逆極性にほぼ等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御され、直流電圧源１０は平均的に充電、あるいは放電される。

そして、短絡位相範囲ＳＰＲ以外の位相では、インバータ回路５は、整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９が非導通状態の場合において、出力電圧Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に維持し、また、入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御される。この時、電圧Ｖｉｎが目標出力電圧Ｖｄｃ＊以下のときは、直流電圧源１０は平均的に放電され、電圧Ｖｉｎが目標出力電圧Ｖｄｃ＊以上のときには、直流電圧源１０は平均的に充電される。

また、インバータ回路５は、整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９が導通状態の場合において、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌを目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２に維持し、また、入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御される。この時、電圧Ｖｉｎが平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈ又は平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌの目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２以下のときは、直流電圧源１０は平均的に放電され、電圧Ｖｉｎが目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２以上のときには、直流電圧源１０は平均的に充電される。

所定位相θ１を大きくすると、直流電圧源１０に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、高い電圧領域の電圧Ｖｉｎに発生電圧を重畳できると共に、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと、平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌと、出力電圧Ｖｄｃ（目標出力電圧Ｖｄｃ＊）を高くできる。

０≦θ≦π／２の位相期間では、直流電圧源１０は、上述したように、０≦θ≦θ１、θ２≦θ≦π／２の期間で充電され、θ１≦θ≦θ２の期間で放電される。直流電圧源１０の充放電エネルギが等しいとすると、以下の数式が成り立つ。ただし、Ｖｐは電圧Ｖｉｎのピーク電圧、Ｉｐは電流Ｉｉｎのピーク電流である。

ここで、Ｖｉｎ＝Ｖｐｓｉｎθ、Ｉｉｎ＝Ｉｐｓｉｎθとすると、Ｖｄｃ＊＝Ｖｐ・π／（４ｃｏｓθ１）となる。このように、目標出力電圧Ｖｄｃ＊は、短絡位相範囲ＳＰＲを決定する所定位相θ１により決まり、即ち所定位相θ１を変化させて制御できる。そして、出力電圧Ｖｄｃは目標出力電圧Ｖｄｃ＊に追従するように制御される。

また、０≦θ≦θ１、θ１≦θ≦θ２、θ２≦θ≦π／２の各位相範囲におけるインバータ回路５の所望の発生電圧の大きさ以上に、直流電圧源１０の電圧Ｖｓｕｂを設定することで、インバータ回路５は上述した所望の制御を高い信頼性で行うことができる。即ち、Ｖｐｓｉｎθ１≦Ｖｓｕｂ、（Ｖｄｃ＊−Ｖｐｓｉｎθ１）≦Ｖｓｕｂ、（Ｖｐ−Ｖｄｃ＊）≦Ｖｓｕｂの３条件を満たすように電圧Ｖｓｕｂを設定することで、インバータ回路５は、出力電圧Ｖｄｃが目標出力電圧Ｖｄｃ＊に維持でき、また入力力率が概ね１になるように、電流Ｉｉｎが制御され、インバータ回路５の制御が、交流電源１の全位相において高い信頼性で行うことができる。なお、直流電圧源１０の電圧Ｖｓｕｂは、電圧Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定する。

この実施の形態１では、上述したように、インバータ制御回路３００は、上記のような電流指令Ｉｉｎ＊＊を用いてインバータ回路５を制御することにより、整流モード切換回路１９が非導通状態の場合において、出力電圧Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に追従させ、整流モード切換回路１９が導通状態の場合において、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと、平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌを目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように出力電圧Ｖｄｃを制御する。

短絡スイッチ１４、１７は、高周波スイッチングが不要であり、入力力率を改善し出力段の直流電圧Ｖｄｃを制御するインバータ回路５は、スイッチングで扱う電圧を交流電源１のピーク電圧よりも大幅に低くできる。このため、大きなリアクトルを要することなくスイッチング損失及びノイズを低減できる。また、短絡スイッチ１４、１７がオン状態の時は、平滑コンデンサ２２、２３をバイパスして直流電圧源１０を充電できるため、インバータ回路５が高い電圧を発生させることなく交流電源１に電流Ｉｉｎを流すことができると共に、充電されたエネルギを平滑コンデンサ２２、２３への放電に使える。このため、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、高効率化、低ノイズ化がさらに促進できる。

さらに、整流モード制御回路２００により整流モード切換回路１９をオン、オフ制御し、直流電圧源１０の目標電圧と、充電する平滑コンデンサ２２、２３を変更し、かつ、平滑コンデンサ２２、２３の直流電圧をバランスさせることで、平滑コンデンサ２２、２３をそれぞれＶｄｃ＊／２に制御し、出力電圧Ｖｄｃは目標出力電圧Ｖｄｃ＊を得ることができ、インバータ回路５が高い電圧を発生させることがないため、スイッチングで扱う電圧をさらに低減でき、電力損失及びノイズの低減化と装置構成の小型化とがさらに促進できる。なお、この場合、リアクトル４は、エネルギをためるものではなく、電流を制限する限流回路として動作し、電流制限の信頼性が向上する。

また、直流電圧源１０の電圧Ｖｓｕｂを、Ｖｉｎのピーク電圧Ｖｐ以下に設定することにより、高効率化、低ノイズ化の効果を確実に得る。

なお、この実施の形態１では、整流モード制御回路２００は、図３に示すように、入力電圧Ｖｉｎ、電圧閾値Ｖｔｈ及び短絡スイッチ制御信号ｕ、ｖから、整流モード判断信号ｘや整流スイッチ制御信号ｗを生成する。図１４に示すように、図３の入力電圧Ｖｉｎ及び電圧閾値Ｖｔｈの代わりに、入力電流Ｉｉｎ及び電流閾値Ｉｉｎ＿ｔｈを使用しても整流モード判断信号ｘや整流スイッチ制御信号ｗを生成することができ、同様の効果が得られる。

また、図１５に示すように、図３の入力電圧Ｖｉｎ及び電圧閾値Ｖｔｈの代わりに、力率計算器２２１により、入力電流Ｉｉｎと入力電圧Ｖｉｎから力率を計算し、その計算した力率ＰＦと力率閾値ＰＦｔｈを使用しても整流モード判断信号ｘや整流スイッチ制御信号ｗを生成することができ、同様の効果が得られる。

また、図１６に示すように、図３の入力電圧Ｖｉｎ及び電圧閾値Ｖｔｈの代わりに、減算器２１３及びＰＩ制御器２１２により、直流電圧源１０の電圧Ｖｓｕｂと目標電圧Ｖｓｕｂ＊から短絡スイッチ１４、１７のスイッチングデューティｄｕｔｙを計算し、その計算したスイッチングデューティｄｕｔｙとデューティ閾値ｄｕｔｙ＿ｔｈを使用しても整流モード判断信号ｘや整流スイッチ制御信号ｗを生成することができ、同様の効果が得られる。

また、図１７に示すように、図３の入力電圧Ｖｉｎ及び電圧閾値Ｖｔｈの代わりに、出力電圧Ｖｄｃ及び出力電圧閾値Ｖｄｃ＿ｔｈを使用しても整流モード判断信号ｘや整流スイッチ制御信号ｗを生成することができ、同様の効果が得られる。

また、この実施の形態１では、インバータ制御回路３００は、図４に示すように、整流モード判断信号ｘに基づき、目標出力電圧Ｖｄｃ＊を生成し、最終的には、インバータスイッチ制御信号ｑ、ｒ、ｓ、ｔを生成する。図１８に示すように、図４の目標出力電圧Ｖｄｃ＊及び出力電圧Ｖｄｃの代わりに、目標入力電流Ｉｉｎ＊及び入力電流Ｉｉｎを使用してもインバータスイッチ制御信号ｑ、ｒ、ｓ、ｔを生成することができ、同様の効果が得られる。図１８に示すＰＩ制御器３２５の後続の構成は、図４に示すＰＩ制御器３０５の後続の構成と同じである。

さらに、この実施の形態１の変形例として、図１９に示すように、整流回路１２に電流検出回路２６を追加し、電流検出回路２６によって平滑コンデンサ２２、２３に流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。この実施の形態１では、整流モード制御回路２００は、図３に示すように、入力電圧Ｖｉｎ、電圧閾値Ｖｔｈ及び短絡スイッチ制御信号ｕ、ｖから、整流モード判断信号ｘや整流スイッチ制御信号ｗを生成する。図２０に示すように、図３の入力電圧Ｖｉｎ及び電圧閾値Ｖｔｈの代わりに、電力効率計算器２５１により、入力電圧Ｖｉｎ等から電力効率を計算し、その計算した電力効率ηと電力効率閾値ηｔｈを使用しても整流モード判断信号ｘや整流スイッチ制御信号ｗを生成することができ、同様の効果が得られる。

また、図２１に示すように、図３の入力電圧Ｖｉｎ及び電圧閾値Ｖｔｈの代わりに、直流電流Ｉｄｃ及び直流電流閾値Ｉｄｃ＿ｔｈを使用しても整流モード判断信号ｘや整流スイッチ制御信号ｗを生成することができ、同様の効果が得られる。

また、この実施の形態１では、インバータ制御回路３００は、図４に示すように、整流モード判断信号ｘに基づき、目標出力電圧Ｖｄｃ＊を生成し、最終的には、インバータスイッチ制御信号ｑ、ｒ、ｓ、ｔを生成する。図２２に示すように、図４の目標出力電圧Ｖｄｃ＊及び出力電圧Ｖｄｃの代わりに、目標直流電流Ｉｄｃ＊及び直流電流Ｉｄｃを使用してもインバータスイッチ制御信号ｑ、ｒ、ｓ、ｔを生成することができ、同様の効果が得られる。図２２に示すＰＩ制御器３４５の後続の構成は、図４に示すＰＩ制御器３０５の後続の構成と同じである。

交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎの特定の位相でのみ短絡スイッチ１４、１７を動作させるため、電力変換装置を安定に制御でき、スイッチングに起因する損失もほとんど無い。また、ゼロクロス位相であるθ＝０、πを中央として±θ１の短絡位相範囲ＳＰＲでのみ、短絡スイッチ１４、１７をオン状態として平滑コンデンサ２２、２３をバイパスさせるため、電圧Ｖｉｎが低い領域で平滑コンデンサ２２、２３へ出力する必要が無く、インバータ回路５の直流電圧を低く構成でき、高効率化、低ノイズ化の効果が確実に得られる。

また、平滑コンデンサ２２、２３の目標出力電圧Ｖｄｃ＊は、短絡位相範囲ＳＰＲのθ１により制御できるため、目標出力電圧Ｖｄｃ＊を容易に制御でき、設計上及び制御上の自由度が向上する。

また、短絡スイッチ１４、１７のオン、オフ切り換え時に、インバータ回路５は、フィードフォワード制御を用いて、直流電圧源１０の充電、放電動作を切り換えるように制御されるため、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぎ、高速制御が実現できる。

また、電流指令を変化させて直流電圧源１０の電圧Ｖｓｕｂを一定に保つように制御するため、電力変換装置を安定に制御することができる。

また、直流電圧源１０の充放電をバランスさせることができ、外部から直流電力の供給が不要で装置構成が簡便となる。

なお、外部から直流電圧源１０の電圧制御をしても良く、その場合、インバータ回路５の出力制御では、電圧Ｖｓｕｂを一定に保つ制御をしなくても良い。

この実施の形態１では、電圧Ｖｉｎのピーク電圧が平滑コンデンサ２２、２３の直流電圧Ｖｄｃより高いものとしたが、低くても良い。その場合、上述したθ２≦θ≦π／２の位相範囲での動作は無く、０≦θ≦θ１で直流電圧源１０は平均的に充電、θ１≦θ≦π／２で直流電圧源１０は平均的に放電する動作をする。

また、θ１＝０として短絡スイッチ１４、１７を常時オフ状態とすることも可能で、その場合、０≦θ≦θ２で直流電圧源１０は平均的に放電、θ２≦θ≦π／２で直流電圧源１０は平均的に充電する動作をする。

また、リアクトル４はインバータ回路５の後段に直列接続しても良い。また、短絡スイッチ１４、１７と、整流モード切換えスイッチ２０、２１は、半導体スイッチ素子に限るものではなく、機械式スイッチなどでも良い。

また、短絡スイッチ１４、１７は、０≦θ≦θ１において同時にオン状態としたが、交流電源１の極性が正の場合は短絡スイッチ１４のみオン状態とし、交流電源１の極性が負の場合は短絡スイッチ１７のみオン状態としても良い。その場合、他方の短絡スイッチ１４、１７に接続された整流ダイオード１５、１８を経て電流が流れる。

また、この実施の形態１では、整流ダイオード１３、１６のカソード側が出力段の平滑コンデンサ２２の正極に接続されるものとしたが、整流ダイオード１３、１６のカソード側が平滑コンデンサ２３の負極側に、アノード側が平滑コンデンサ２２の正極側に接続されるように配置しても良く、実施の形態１と同様の動作が得られる。

また、この実施の形態１では、整流モード切換回路１９の一端をノードｂに接続したが、ノードｇに接続しても良い。その場合、整流モード切換回路１９が導通状態において、交流電源１の極性が正のときは、Ｖｄｃ＿ｌがＶｄｃ＊／２に追従するように制御され、平滑コンデンサ２３が充電される。交流電源１の極性が負のときには、Ｖｄｃ＿ｈがＶｄｃ＊／２に追従するように制御され、平滑コンデンサ２２が充電される。

さらに、この実施の形態１では、インバータ回路５は、１つの単相インバータで構成されたものを説明したが、図２３に示すように、２個の単相インバータ５ａ、５ｂを直列接続してインバータ回路５Ａを構成しても良い。この場合、各単相インバータ５ａ、５ｂの出力の総和が、インバータ回路５Ａの出力となる。インバータ回路５Ａは、実施の形態１と同様に、電流指令Ｉｉｎ＊＊を用いて、平滑コンデンサ２２、２３の直流電圧（出力電圧）Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に追従させ、交流電源１からの入力力率を改善するように、電流ＩｉｎがＰＷＭ制御される。そして、インバータ回路５Ａは、発生電圧を交流入力電圧Ｖｉｎに重畳する。この場合、インバータ回路５Ａは、２個の単相インバータ５ａ、５ｂの出力の総和で階段状の電圧波形を発生する階調制御により出力しても良く、また、２個の単相インバータ５ａ、５ｂの中の特定の単相インバータのみＰＷＭ制御しても良い。

実施の形態２．
この発明の実施の形態２に係る電力変換装置について図２４から図２６までを参照しながら説明する。図２４は、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路図である。

図２４において、この発明の実施の形態２に係る電力変換装置は、入力電源１と、電圧検出回路（ＳＶ１）２と、電流検出回路（ＳＩ１）３と、リアクトル（Ｌ）４と、インバータ回路５と、短絡回路４０と、ダイオードブリッジ形全波整流回路１２Ａと、短絡スイッチ制御回路１００と、整流モード制御回路２００と、インバータ制御回路３００とが設けられている。

短絡回路４０は、短絡スイッチ１４と、ダイオード４１、４２、４３、４４とが設けられている。

ダイオード４１、４２はノードｇで直列接続され、ダイオード４３、４４はノードｂで直列接続されている。半導体スイッチ素子からなる短絡スイッチ１４の一端はノードｙでダイオード４１、４３と接続され、他端はノードｚでダイオード４２、４４と接続されている。なお、短絡スイッチ１４は、半導体スイッチ素子に限るものではなく、機械式スイッチなどでも良い。

整流回路１２Ａは、実施の形態１の整流回路１２と比べて、短絡スイッチ１４、１７が接続されていない。

つぎに、この実施の形態２に係る電力変換装置の動作について図面を参照しながら説明する。

上記の実施の形態１と同様に、インバータ回路５は、整流モード制御回路２００によって整流モード切換回路１９が非導通状態の場合において、出力電圧Ｖｄｃを目標出力電圧Ｖｄｃ＊に追従させ、整流モード切換回路１９が導通状態の場合において、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖｄｃ＿ｈと、平滑コンデンサ２３の直流電圧Ｖｄｃ＿ｌを目標出力電圧Ｖｄｃ＊／２に追従させる。また、インバータ回路５は、交流電源１からの入力力率が概ね１になるように、入力電流ＩｉｎがＰＷＭ制御され、発生電圧を交流電源１からの入力電圧Ｖｉｎに重畳する。

そして、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相を中央として±θ１の短絡位相範囲ＳＰＲでのみ、短絡スイッチ制御回路１００によって短絡スイッチ１４をオン状態にして平滑コンデンサ２２、２３をバイパスさせる。従って、この実施の形態２では、短絡スイッチ制御信号（ノード）ｖは使用しない。

図２５に示すように、短絡位相範囲ＳＰＲにおいて、まず、交流電源１の極性が正の場合、交流電源１からの電流は、交流電源１→リアクトル４→インバータ回路５→ダイオード４１→短絡スイッチ１４→ダイオード４４→交流電源１の経路で流れる。

また、図２６に示すように、交流電源１の極性が負の場合、電流は、交流電源１→ダイオード４４→短絡スイッチ１４→ダイオード４１→インバータ回路５→リアクトル４→交流電源１の経路で流れる。

この時、上記実施の形態１と同様に、位相θ＝θ１で短絡スイッチ１４をオフするまで、インバータ回路５の直流電圧源１０にはエネルギが平均的に充電される。

なお、この実施の形態２では、平滑コンデンサ２３の短絡の恐れが無いため、整流モード切換回路１９は、短絡スイッチ１４の導通状態に関係なく、整流モード制御回路２００の整流スイッチ制御信号ｗによって制御される。従って、整流モード制御回路２００は、短絡スイッチ制御信号（ノード）ｕ、ｖを使用しない。

また、上記実施の形態１と同様に、リアクトル４はインバータ回路５の後段に直列接続しても良い。また、図１９に示す実施の形態１の変形例と同様に、整流回路１２Ａに電流検出回路２６を追加し、電流検出回路２６によって平滑コンデンサ２２、２３に流れる直流電流Ｉｄｃを検出する。そして、図１４−図１７、図２０、図２１に示す実施の形態１の整流モード制御回路や、図１８、図２２に示す実施の形態１のインバータ制御回路を、この実施の形態２に適用しても良い。さらに、図２３に示す実施の形態１の別の構成と同様に、２個の単相インバータ５ａ、５ｂを直列接続してインバータ回路５Ａを構成しても良い。

この実施の形態２では、上記実施の形態１と同様の効果が得られると共に、整流モード切換回路１９を短絡スイッチ１４の状態に関係なく制御できるため、整流モード制御回路２００の制御が簡易になり、信頼性よく動作させることができる。

１交流入力電源、２電圧検出回路、３電流検出回路、４リアクトル、５、５Ａインバータ回路、５ａ、５ｂ単相インバータ、６半導体スイッチ素子、７半導体スイッチ素子、８半導体スイッチ素子、９半導体スイッチ素子、１０直流電圧源、１１電圧検出回路、１２、１２Ａダイオードブリッジ形全波整流回路、１３整流ダイオード、１４短絡スイッチ、１５整流ダイオード、１６整流ダイオード、１７短絡スイッチ、１８整流ダイオード、１９整流モード切換回路、２２平滑コンデンサ、２３平滑コンデンサ、２４電圧検出回路、２５電圧検出回路、２６電流検出回路、４０短絡回路、４１、４２、４３、４４ダイオード、１００短絡スイッチ制御回路、２００整流モード制御回路、３００インバータ制御回路。

Claims

交流入力電源の第１の端子に入力端子が接続され、直流電圧源を有し、この直流電圧源を流れるＰＷＭ制御された電流により、前記直流電圧源が充電、放電され、前記直流電圧源の放電電圧である発生電圧を、前記交流入力電源の交流入力電圧に重畳するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前段又は後段に直列接続され、電流を制限するリアクトルと、
前記インバータ回路の出力端子に第１の交流入力端子が接続され、前記交流入力電源の第２の端子に第２の交流入力端子が接続された整流回路と、
前記整流回路の第１の直流出力端子と第２の直流出力端子との間に接続され、互いに直列接続された第１及び第２の平滑コンデンサと、
前記整流回路の第１の交流入力端子と第２の直流出力端子との間に接続された第１の短絡スイッチと、
前記整流回路の第２の交流入力端子と第２の直流出力端子との間に接続された第２の短絡スイッチと、
前記整流回路の第１又は第２の交流入力端子に一端が接続され、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点に他端が接続された整流モード切換回路と、
前記交流入力電源の交流入力電圧、前記インバータ回路の直流電圧源の電圧、前記第１の平滑コンデンサの電圧、及び前記第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて、短絡スイッチ制御信号を生成して、この短絡スイッチ制御信号により前記第１及び第２の短絡スイッチの導通、非導通状態を制御するとともに、前記交流入力電圧の位相がゼロを中央として±所定位相の範囲である短絡位相範囲では、前記第１及び第２の短絡スイッチを導通状態にする短絡スイッチ制御信号を生成する短絡スイッチ制御回路と、
整流スイッチ制御信号により前記整流モード切換回路の導通、非導通状態を制御する整流モード制御回路と、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、及び前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号に基づいて、インバータスイッチ制御信号を生成して、このインバータスイッチ制御信号により、前記整流回路の出力電圧を目標出力電圧に追従させるよう、また、前記交流入力電源からの入力力率が１になるように、前記インバータ回路を流れる交流入力電流をＰＷＭ制御するインバータ制御回路と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、前記整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記短絡位相範囲では、前記短絡スイッチ制御信号の逆位相の整流スイッチ制御信号を生成して、前記整流モード切換回路を非導通状態にする整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電流、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、並びに前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記インバータ回路の直流電圧源の電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記インバータ制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、及び前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、並びに前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号に基づいて、インバータスイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記第１及び第２の平滑コンデンサに流れる直流電流、並びに前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記第１及び第２の平滑コンデンサに流れる直流電流、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記インバータ制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、及び前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１及び第２の平滑コンデンサに流れる直流電流、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、並びに前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号に基づいて、インバータスイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
前記インバータ回路は、直列接続された第１及び第２の単相インバータから構成されている
ことを特徴とする請求項２記載の電力変換装置。
交流入力電源の第１の端子に入力端子が接続され、直流電圧源を有し、この直流電圧源を流れるＰＷＭ制御された電流により、前記直流電圧源が充電、放電され、前記直流電圧源の放電電圧である発生電圧を、前記交流入力電源の交流入力電圧に重畳するインバータ回路と、
前記インバータ回路の前段又は後段に直列接続され、電流を制限するリアクトルと、
前記インバータ回路の出力端子に第１の交流入力端子が接続され、前記交流入力電源の第２の端子に第２の交流入力端子が接続された整流回路と、
前記整流回路の第１の直流出力端子と第２の直流出力端子との間に接続され、互いに直列接続された第１及び第２の平滑コンデンサと、
前記整流回路の第１の交流入力端子と第２の交流入力端子との間に接続された短絡回路と、
前記整流回路の第１又は第２の交流入力端子に一端が接続され、前記第１及び第２の平滑コンデンサの接続点に他端が接続された整流モード切換回路と、
前記交流入力電源の交流入力電圧、前記インバータ回路の直流電圧源の電圧、前記第１の平滑コンデンサの電圧、及び前記第２の平滑コンデンサの電圧に基づいて、短絡スイッチ制御信号を生成して、この短絡スイッチ制御信号により前記短絡回路の導通、非導通状態を制御するとともに、前記交流入力電圧の位相がゼロを中央として±所定位相の範囲である短絡位相範囲では、前記短絡回路を導通状態にする短絡スイッチ制御信号を生成する短絡スイッチ制御回路と、
整流スイッチ制御信号により前記整流モード切換回路の導通、非導通状態を制御する整流モード制御回路と、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、及び前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号に基づいて、インバータスイッチ制御信号を生成して、このインバータスイッチ制御信号により、前記整流回路の出力電圧を目標出力電圧に追従させるよう、また、前記交流入力電源からの入力力率が１になるように、前記インバータ回路を流れる交流入力電流をＰＷＭ制御するインバータ制御回路と
を備えたことを特徴とする電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１３記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電流、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、並びに前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記インバータ回路の直流電圧源の電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
前記インバータ制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、及び前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、並びに前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号に基づいて、インバータスイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記第１及び第２の平滑コンデンサに流れる直流電流、並びに前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
前記整流モード制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号の代わりに、
前記第１及び第２の平滑コンデンサに流れる直流電流、及び前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号に基づいて、整流スイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
前記インバータ制御回路は、前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１の平滑コンデンサの電圧、前記第２の平滑コンデンサの電圧、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、及び前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号の代わりに、
前記交流入力電源の交流入力電圧及び交流入力電流、前記第１及び第２の平滑コンデンサに流れる直流電流、前記短絡スイッチ制御回路からの短絡スイッチ制御信号、並びに前記整流モード制御回路からの整流スイッチ制御信号に基づいて、インバータスイッチ制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。
前記インバータ回路は、直列接続された第１及び第２の単相インバータから構成されている
ことを特徴とする請求項１４記載の電力変換装置。