WO2013136377A1 - 車両用電力変換装置及び車両 - Google Patents

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phase
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controllable switching
input
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佑介 河野
中沢　洋介
鈴木　健太郎
隆太 長谷川
牧野　友由
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株式会社 東芝
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Definitions

  • the present embodiment relates to a vehicle power conversion device and a vehicle.
  • the converter of a Shinkansen power converter is often composed of a diode clamp type three-level circuit.
  • low-loss devices such as silicon carbide elements have been proposed. Therefore, in the future, it is expected to reduce the size of the converter by applying a low-loss device such as a silicon carbide element.
  • a flying capacitor method As a multilevel method, a flying capacitor method has been proposed as a method in which the number of switching elements is small with respect to the number of output voltage levels. However, this method increases the number of capacitors.
  • a diode clamp method has been proposed as a multi-level system that suppresses the number of capacitors.
  • the diode clamp method requires a filter capacitor voltage balance circuit, which may increase the volume.
  • Multicell Converters Active Control and Observation of Flying-Capacitor Voltages
  • the conventional technique can withstand a high voltage and reduce the number of capacitors, but the number of switching elements increases with respect to the number of output voltage levels. For this reason, it is difficult to reduce the size.
  • the vehicle power converter is a power converter that converts single-phase AC power into DC power, and includes a single-phase two-level converter and a single-phase three-level converter.
  • the single-phase two-level converter includes a capacitor, a first controllable switching device having a self-extinguishing capability, connected between one end of the capacitor and one AC input / output point, and the other end of the capacitor A second controllable switching device connected between the AC input / output point, a third controllable switching device connected between one end of the capacitor and the other AC input / output point, and the other end of the capacitor And a fourth controllable switching device connected between the other AC input / output point and a diode connected in antiparallel to each controllable switching device.
  • the single-phase three-level converter includes two capacitors connected in series, a fifth controllable switching device connected between one end of the two capacitors connected in series and one AC input / output point, and two A sixth controllable switching device connected between the other end of the capacitor connected in series and one AC input / output point, and between one end of the capacitor connected in series and the other AC input / output point
  • a bidirectional switch for connecting the ninth controllable switching device and the tenth controllable switching device in series with opposite polarity between the connection point between the capacitors and the other AC input / output point And a diode connected in antiparallel to each controllable switching device, in constructed.
  • the single-phase two-level converter and the single-phase three-level converter are connected in series at an AC input / output point.
  • the single-phase two-level converter has less switching loss than the single-phase three-level converter, and the single-phase three-level converter has higher voltage resistance than the single-phase two-level converter.
  • FIG. 5 is a diagram showing a current flow of a single-phase three-level converter of a multilevel converter when a condition of Vthr1 ⁇ Vref ⁇ ⁇ Vthr1 is satisfied.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a multilevel converter 1 of a power conversion device 11 for a vehicle according to a first embodiment.
  • the multilevel converter 1 according to this embodiment includes a single-phase three-level converter 50 and a single-phase two-level converter 40 connected in series.
  • the multilevel converter 1 is connected to an AC power source 100 such as an electric power system through a passive element 2 having a reactor component, converts single-phase AC power into DC power, and then supplies power to the main motor 3.
  • an AC power source 100 such as an electric power system through a passive element 2 having a reactor component, converts single-phase AC power into DC power, and then supplies power to the main motor 3.
  • this embodiment does not restrict
  • the control unit 150 controls the single-phase three-level converter 50 and the single-phase two-level converter 40.
  • the control unit 150 is provided inside the power conversion device 11 and may be included inside the multilevel converter 1.
  • the single-phase two-level converter 40 is a general single-phase converter, and includes switching devices 4a to 4d, a capacitor 14, and (reflux) diodes 6a to 6d.
  • the single-phase two-level converter 40 according to the present embodiment is composed of SiC (silicon carbide device).
  • the single-phase two-level converter 40 can reduce switching loss by applying SiC (silicon carbide device).
  • the switching devices 4a to 4d have a self-extinguishing capability.
  • the switching device 4a is connected between one end of the capacitor 14 and one AC input / output point.
  • the switching device 4b is connected between the other end of the capacitor 14 and one AC input / output point.
  • the switching device 4c is connected between one end of the capacitor 14 and the other AC input / output point.
  • the switching device 4d is connected between the other end of the capacitor 14 and the other AC input / output point.
  • the diode 6a is connected in antiparallel to the switching device 4a
  • the diode 6b is connected in antiparallel to the switching device 4b
  • the diode 6c is connected in antiparallel to the switching device 4c
  • the diode 6d is reverse to the switching device 4d. Connected in parallel.
  • the single-phase three-level converter 50 includes switching devices 5a to 5f, two (filter) capacitors 15a and 15b connected in series, and diodes 8a to 8f.
  • the capacitor 15a connects the positive potential conductor 10a to the positive side and the neutral point 9 to the negative side.
  • the capacitor 15b connects the neutral point 9 to the positive side and the negative potential conductor 10b to the negative side.
  • the connection points of the switching devices 5c, 5d, and 5e are set as AC voltage input / output points.
  • the switching devices 5c, 5d, and 5e are connected to an AC power source 100 such as a power system through the passive element 2 from an AC voltage input / output point.
  • the single-phase three-level converter 50 includes two legs. Switching devices 5a to 5f included in single-phase three-level converter 50 have a self-extinguishing capability.
  • One leg is composed of two serial switching devices 5a and 5b.
  • the switching device 5a is connected between the positive potential of two capacitors 15a and 15b connected in series and one AC input / output point.
  • the switching device 5b is connected between the negative potential of two capacitors 15a and 15b connected in series and one AC input / output point.
  • the other leg is composed of two serial switching devices 5c and 5d. Further, the bidirectional switching device 7 is connected to the two serial switching devices 5c and 5d as described later.
  • the switching device 5c is connected between the positive potential of two capacitors 15a and 15b connected in series and the other AC input / output point.
  • the switching device 5d is connected between the negative potential of two capacitors 15a and 15b connected in series and the other AC input / output point.
  • the two serial switching devices 5c and 5d are connected between the positive potential and the other AC input / output point and between the other AC input / output point and the negative potential.
  • the bidirectional switching device 7 is composed of switching devices 5e and 5f and diodes 8e and 8f connected in series with opposite polarities.
  • the bidirectional switching device 7 is connected between the potential of the neutral point 9 between the two capacitors 15a and 15b connected in series and the other AC input / output point.
  • the number of used switching devices of the single-phase three-level converter 50 is six and the number of capacitors is two, and the number of necessary parts is small with respect to the number of output voltage levels.
  • the diode 8a is connected in antiparallel to the switching device 5a
  • the diode 8b is connected in antiparallel to the switching device 5b
  • the diode 8c is connected in antiparallel to the switching device 5c
  • the diode 8d is reverse to the switching device 5d.
  • the diode 8e included in the bidirectional switching device 7 is connected in antiparallel to the switching device 5e
  • the diode 8f is connected in antiparallel to the switching device 5f.
  • the single-phase two-level converter 40 is configured by a silicon carbide device (SiC) or the like with little switching loss.
  • the single-phase three-level converter 50 is composed of a high breakdown voltage silicon device or the like. As a result, the single-phase two-level converter 40 has a lower switching loss than the single-phase three-level converter 50, while the single-phase three-level converter 50 has higher voltage resistance than the single-phase two-level converter 40.
  • FIG. 2 is a diagram showing the command value voltage of each converter corresponding to the output voltage instruction for the multilevel converter 1 according to the first embodiment. 2, the output voltage command value Vref 201 of the multilevel converter 1, the command value voltage 202 of the single-phase three-level converter 50, the command value voltage 203 of the single-phase two-level converter 40, and the single-phase two-level converter 40 An output voltage 204 is shown.
  • the power conversion device 11 combines the command value voltage 202 of the single-phase three-level converter 50 and the command value voltage 203 of the single-phase two-level converter 40, thereby outputting the output voltage command of the multi-level converter 1.
  • the value Vref201 is realized.
  • the power converter 11 changes the output voltage command value Vref201 in detail after setting the switching frequency of the single-phase two-level converter 40 with low switching loss higher than that of the single-phase three-level converter 50.
  • the single-phase two-level converter 40 is controlled so as to follow. Thus, detailed voltage control and reduction of switching loss are realized.
  • the single-phase three-level converter 50 with high voltage resistance is controlled to realize a staircase waveform.
  • a threshold value is provided for the output voltage command value Vref201 of the multilevel converter 1 to be output by the capacitors 15a and 15b of the single-phase three-level converter 50.
  • the voltage threshold value for output by any one of the capacitors 15a and 15b of the single-phase three-level converter 50 is set to ⁇ Vthr1.
  • the voltage threshold for outputting both capacitors 15a and 15b of single-phase three-level converter 50 is set to ⁇ Vthr2.
  • the control unit 150 controls the switching devices 5a to 5f included in the single-phase three-level converter 50 based on whether or not the output voltage command value Vref exceeds the voltage threshold value ⁇ Vthr1 and the voltage threshold value ⁇ Vthr2. To do.
  • control unit 150 performs control so that the output voltage 204 of the single-phase two-level converter 40 is obtained. Next, specific control of the switching device will be described.
  • FIG. 3 is a diagram showing the switch control by the switching device included in each converter.
  • the switch control of the switching devices 5a to 5f on the single-phase three-level converter 50 side and the switch control of the switching devices 4a to 4d on the single-phase two-level converter 40 side are shown.
  • the control unit 150 When the condition of Vthr1 ⁇ Vref ⁇ ⁇ Vthr1 is satisfied (time 0 to t1, t4 to t5, and after t8), the control unit 150 combines the switching device 5a and the switching device 5c included in the single-phase three-level converter 50. , And a combination of the switching device 5b and the switching device 5d, the combination is turned on. Thereby, the voltage of the capacitors 15a and 15b is not superimposed on the converter output voltage, and the control unit 150 outputs the output voltage command value Vref of the entire converter by the pulse width modulation control for the single-phase two-level converter 40.
  • FIG. 4 is a diagram showing a current flow of the single-phase three-level converter 50 of the multilevel converter 1 when the condition of Vthr1 ⁇ Vref ⁇ ⁇ Vthr1 is satisfied.
  • the combination of the switching device 5a and the switching device 5c is turned on, and the other switching devices 5b, 5d to 5f are controlled in the off state.
  • the voltages of the capacitors 15a and 15b are not superimposed.
  • FIG. 4 shows an example in which only the combination of the switching device 5a and the switching device 5c is turned on, but only the combination of the switching device 5b and the switching device 5d may be turned on.
  • the control unit 150 turns on the switching devices 5a, 5e, and 5f included in the single-phase three-level converter 50. To control. As a result, the voltage of the capacitor 15a is added to the converter output voltage, so that the single-phase two-level converter 40 obtains the differential voltage obtained by subtracting the voltage of the capacitor 15a from the output voltage command value Vref of the entire converter by the control unit 150. Output according to pulse width modulation control.
  • FIG. 5 is a diagram showing a current flow of the single-phase three-level converter 50 of the multilevel converter 1 when the condition of Vthr2 ⁇ Vref> Vthr1 is satisfied.
  • Vthr2 ⁇ Vref> Vthr1
  • only the combination of the switching devices 5a, 5e, and 5f is controlled in the on state, and the other switching devices are controlled in the off state.
  • the current flows through the path indicated by the thick line 501, only the voltage of the capacitor 15a is superimposed.
  • the control unit 150 turns on the switching devices 5a and 5d included in the single-phase three-level converter 50.
  • the voltage of the capacitors 15a and 15b is added to the converter output voltage, so that the single-phase two-level converter 40 controls the differential voltage obtained by subtracting the voltages of the capacitors 15a and 15b from the output voltage command value Vref of the entire converter. Output by pulse width modulation control by the unit 150.
  • FIG. 6 is a diagram showing a current flow of the single-phase three-level converter 50 of the multilevel converter 1 when the condition of Vref> Vthr2 is satisfied.
  • Vref> Vthr2 the condition of Vref> Vthr2 is satisfied.
  • the combination of the switching device 5a and the switching device 5d is controlled in the on state.
  • the voltages of the capacitors 15a and 15b are superimposed.
  • the control unit 150 switches the switching devices 5b, 5e, and 5f included in the single-phase three-level converter 50. Is turned on. Thereby, since the voltage of the capacitor 15b is subtracted from the converter output voltage, the single-phase two-level converter 40 uses the difference voltage obtained by adding the voltage of the capacitor 15a to the output voltage command value Vref of the entire converter as the pulse width by the control unit 150. Output by modulation control.
  • the control unit 150 turns on the switching devices 5b and 5c included in the single-phase three-level converter 50. Thereby, since the voltage of the capacitors 15a and 15b is subtracted from the converter output voltage, the single-phase two-level converter 40 uses the difference voltage obtained by adding the capacitors 15a and 15b to the output voltage command value Vref of the entire converter, as the control unit 150. Output by pulse width modulation control.
  • control unit 150 controls the switching devices 5a to 5f included in the single-phase three-level converter 50 in predetermined voltage units (threshold ⁇ Vthr2, threshold ⁇ Vthr1).
  • the control unit 150 controls the switching devices 4a to 4d included in the single-phase two-level converter 40 in response to a change in the output voltage that is smaller than the predetermined voltage.
  • the power conversion device 11 can reduce the number of switching times of each of the switching devices 5a to 5f of the single-phase three-level converter 50 to four times in one cycle of the converter output voltage.
  • the number of switching is not limited to four, and the number of switching varies depending on the number of thresholds. By reducing the threshold value, the number of times of switching can be reduced. For example, the number of times of switching may be 1 to 3 times.
  • the single-phase three-level converter 50 creates a staircase waveform that serves as a basis for the converter output voltage of the multi-level converter 1. Since the single-phase three-level converter 50 is composed of a silicon element, the withstand voltage is high, but the switching loss is high. However, in this embodiment, since it becomes a staircase waveform, the number of times of switching in one cycle is reduced. Thereby, switching frequency can be suppressed and switching loss can be reduced.
  • the single-phase two-level converter 40 performs high-speed switching control to compensate for the differential voltage between the step waveform of the single-phase three-level converter 50 and the multi-level converter output voltage.
  • the single-phase two-level converter 40 compensates for the differential voltage between the staircase waveform of the single-phase three-level converter 50 and the multi-level converter output voltage.
  • the single-phase two-level converter 40 is used for compensation of the differential voltage. Therefore, a high voltage is not required, and a switching element having a low withstand voltage is used. Available.
  • the single-phase two-level converter 40 performs high-speed switching control to compensate for the differential voltage between the staircase waveform of the single-phase three-level converter 50 and the AC input / output voltage of the entire multi-level converter 1. In the present embodiment, a loss due to high-speed switching can be suppressed by using a silicon carbide element or the like having a small switching loss as the single-phase two-level converter 40.
  • the single-phase three-level converter 50 uses an element having a high withstand voltage in order to form a staircase wave that becomes the foundation of the output voltage of the multi-level converter 1. Thereby, the number of converters to be serialized can be suppressed.
  • the single-phase three-level converter 50 even when a silicon element having a large switching loss is used as the single-phase three-level converter 50, the number of times of switching can be reduced as compared with the case where the switching is performed a plurality of times by the conventional pulse width modulation control method based on the triangular wave comparison. Thereby, the loss reduction effect can be improved. That is, by applying a silicon carbide element or the like to the single-phase two-level converter 40, not only the switching loss reduction effect is produced, but also the single-phase three-level converter 50 using the conventional silicon element can reduce the switching loss. Thereby, the switching loss of the entire multilevel converter 1 can be further reduced.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the multilevel converter 1 of the power conversion device according to the second embodiment.
  • the power conversion device 700 according to the present embodiment includes a switching device 21, a switching device 22, and a resistor 23 as a configuration for performing initial charging, as compared with the power conversion device 11 of the first embodiment. Furthermore, the power conversion device 700 according to the present embodiment is changed to a control unit 750 that is different in processing from the control unit 150, and a current detection unit 702 and a temperature detection unit 701 are added.
  • the current detection unit 702 detects the value of the current flowing through the multilevel converter 1.
  • the temperature detector 701 measures the temperature of the single-phase two-level converter 40.
  • a temperature detection unit for measuring the temperature of the single-phase three-level converter 50 may be provided.
  • Control part 750 performs control for performing initial charge besides performing control similar to control part 150 concerning a 1st embodiment.
  • the control unit 750 according to the present embodiment performs control during initial charging in consideration of the current value detected by the current detection unit 702 and the temperature detected by the temperature detection unit 701.
  • the switching device 21 is turned on when performing initial charging.
  • the switching device 22 is turned on when a voltage is output to the main motor 3.
  • the resistor 23 is provided so as not to damage the element when charging.
  • the capacitor 14 and the capacitors 15a and 15b may be connected in series and both may be charged at the same time. However, due to the difference in capacitance, the capacitor 14 and the capacitor 15a. , 15b may be difficult to charge to the voltage peak value.
  • the control unit 750 charges the capacitors 15a and 15b to a desired voltage value and then charges the capacitor 14 to a desired voltage value.
  • the charging order is not limited.
  • the capacitors 15a and 15b may be charged after the capacitor 14 is charged first.
  • FIG. 8 is a diagram showing a current flow when charging two series-connected capacitors 15a and 15b included in the single-phase three-level converter 50.
  • the control unit 750 performs control to turn on the switching device 4b and the switching device 4d, and the other switching devices (switching devices 4a and 4c, all included in the single-phase three-level converter 50).
  • the switching devices 5a to 5f) are controlled to be turned off.
  • FIG. 9 is a diagram showing a current flow when charging two series-connected capacitors 15a and 15b included in the single-phase three-level converter 50.
  • the control unit 750 performs control to turn on the switching device 4a and the switching device 4c, and the other switching devices (switching devices 4b and 4d, all included in the single-phase three-level converter 50).
  • the switching devices 5a to 5f) are controlled to be turned off.
  • control unit 750 includes any one of the combination of the switching device 4a and the switching device 4c and the combination of the switching device 4b and the switching device 4d included in the single-phase two-level converter 40. Control to turn on the combination. By performing such control, the capacitors 15a and 15b are charged up to the voltage peak value of the AC power supply 100 through the freewheeling diodes 6a to 6d.
  • the present embodiment does not limit which of the combination of the switching device 4a and the switching device 4c and the combination of the switching device 4b and the switching device 4d is turned on.
  • the control unit 750 according to the present embodiment is based on the current value detected by the current detection unit 702 and the temperature detected by the temperature detection unit 701, and the combination of the switching device 4a and the switching device 4c, and the switching device. Among the combinations of 4b and the switching device 4d, which one is turned on is switched.
  • the control unit 750 according to the present embodiment uses the current value detected by the current detection unit 702 or the combination used up to now when the temperature detected by the temperature detection unit 701 exceeds a predetermined threshold. Was controlled to turn off the other combination.
  • the control unit 750 starts control for charging the capacitor 14.
  • FIG. 10 is a diagram showing a current flow when charging the capacitor 14 included in the single-phase two-level converter 40.
  • the control unit 750 performs control to turn on the switching device 5a and the switching device 5c, and other switching devices (all switching devices 4a included in the single-phase two-level converter 40). To 4d, and switching devices 5b and 5d to 5f) are controlled to be turned off.
  • the alternating current shown by the dotted line 1001 and the alternate long and short dash line 1002 in FIG. 10 flows. Therefore, the capacitor 14 is charged, and the capacitors 15a and 15b are not charged.
  • FIG. 11 is a diagram showing a current flow when charging the capacitor 14 included in the single-phase two-level converter 40.
  • the control unit 750 performs control to turn on the switching device 5b and the switching device 5d, and other switching devices (all switching devices 4a included in the single-phase two-level converter 40). To 4d, and switching devices 5a, 5c, 5e to 5f) are controlled to be turned off.
  • control unit 750 includes any one of the combination of the switching device 5a and the switching device 5c and the combination of the switching device 5b and the switching device 5d included in the single-phase three-level converter 50. Control to turn on the combination. By performing such control, the capacitor 14 is charged up to the voltage peak value of the AC power supply 100 through the freewheeling diodes 8a to 8d.
  • the present embodiment does not limit which of the combination of the switching device 5a and the switching device 5c and the combination of the switching device 5b and the switching device 5d is turned on.
  • the control unit 750 is based on the current value detected by the current detection unit 702, which of the combination of the switching device 5a and the switching device 5c and the combination of the switching device 5b and the switching device 5d. It was decided to switch whether to turn on.
  • the control unit 750 according to the present embodiment It was decided to perform control to turn off the combination that had been used up to the off state and turn on the other combination.
  • the capacitor 14 is charged up to the voltage peak value of the AC power supply 100 through the freewheeling diodes 8a to 8d.
  • the control shifts to control for operating the main motor 3. Since the control at that time has been described in the first embodiment, a description thereof will be omitted.
  • FIG. 12 is a flowchart illustrating a procedure of the above-described processing in the power conversion device 700 according to the present embodiment.
  • the control unit 750 starts charging the capacitors 15a and 15b of the single-phase three-level converter 50 (step S1201).
  • the charging method is the method shown in FIG. 8 or FIG.
  • the control unit 750 sets any one of the combination of the switching device 4a and the switching device 4c and the combination of the switching device 4b and the switching device 4d included in the single-phase two-level converter 40 to the on state. Control.
  • the switching devices 5a to 5f are all turned off.
  • control unit 750 determines whether the current detected by the current detection unit 702 or the temperature detected by the temperature detection unit 701 is equal to or higher than a predetermined threshold (step S1202).
  • the threshold value is set according to the actual mode. When it determines with it being smaller than a threshold value (step S1202: No), a process in particular is not performed but it changes to step S1204.
  • step S1202 determines with more than a predetermined threshold value (step S1202: Yes)
  • step S1203 switching is made to a combination of the switching device 4a and the switching device 4c, or a combination of the switching device 4b and the switching device 4d.
  • control unit 750 determines whether or not the voltage values of the capacitors 15a and 15b of the single-phase three-level converter 50 are equal to or higher than the first threshold (step S1204). And when it determines with the control part 750 being smaller than a 1st threshold value (step S1204: No), it performs from the process of step S1202.
  • step S1204 determines that the voltage values of the capacitors 15a and 15b of the single-phase three-level converter 50 are equal to or higher than the first threshold value (desired voltage value) (step S1204: Yes).
  • the third level side It is assumed that charging of the capacitors 15a and 15b is completed.
  • control part 750 starts charge of the capacitor
  • the charging method is the method shown in FIG.
  • the control unit 750 sets any one of the combination of the switching device 5a and the switching device 5c and the combination of the switching device 5b and the switching device 5d included in the single-phase three-level converter 50 to the on state. Control. Note that the switching devices 4a to 4d of the single-phase two-level converter 40 are turned off.
  • control unit 750 determines whether or not the current detected by the current detection unit 702 (or the temperature detected from the single-phase three-level converter 50) is equal to or higher than a predetermined threshold (step S1206).
  • the threshold value is set according to the actual mode. When it is determined that the value is smaller than the threshold (step S1206: No), no particular process is performed, and the process proceeds to step S1209.
  • step S1206 determines that the threshold value is equal to or greater than the predetermined threshold.
  • step S1206 determines that the threshold value is equal to or greater than the predetermined threshold.
  • step S1207 switching to the combination of the switching device 5a and the switching device 5c, or the combination of the switching device 5b and the switching device 5d is performed.
  • control unit 750 determines whether or not the voltage value of the capacitor 14 of the single-phase two-level converter 40 is equal to or greater than a second threshold value (desired voltage value) (step S1208). When it is determined that the value is smaller than the second threshold value (step S1208: No), the process is performed from step S1206.
  • a second threshold value desired voltage value
  • step S1208 determines that the voltage value of the capacitor 14 of the single-phase two-level converter 40 is equal to or higher than the second threshold value (step S1208: Yes)
  • the charging of the capacitor on the two-level side is completed (Step S1209).
  • control unit 750 can control charging of the capacitor 14 of the single-phase two-level converter 40 and the capacitors 15a and 15b of the single-phase three-level converter 50.
  • the main circuit loss can be reduced by performing the above-described charging method.
  • a multi-level circuit system capable of outputting a multi-level voltage while reducing the number of parts of a switching device and a capacitor as compared with the prior art is realized. It can. Furthermore, efficient cooling is facilitated by reducing the number of parts. Since the cooling is easy, a margin is generated, so that the size can be reduced.
  • the switching loss of the entire multilevel converter 1 can be further reduced.
  • the single-phase two-level converter is exemplified as the pulse width modulation unit.
  • the present invention is not limited to this, and for example, a single-phase three-level converter or a single-phase four-level or higher converter may be used.
  • SYMBOLS 1 Multi-level converter, 2 ... Passive element, 3 ... Main motor, 4a-4d, 5a-5f ... Switching device, 6a-6d, 8a-8f ... Diode, 7 ... Bidirectional switching device, 9 ... Neutral point, DESCRIPTION OF SYMBOLS 14 ... Capacitor, 15a, 15b ... Capacitor, 15 ... Capacitor, 15a ... Capacitor, 15b ... Capacitor, 15a ... Capacitor, 21, 22 ... Switching device, 23 ... Resistance, 40 ... Single phase 2 level converter, 50 ... Single phase 3 Level converter, 100 ... AC power supply, 150, 750 ... Control unit, 701 ... Temperature detection unit, 702 ... Current detection unit

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Abstract

電圧のマルチレベル制御を行う構成として、部品点数を少なくする。 実施形態の車両用電力変換装置は、単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータとを備える。単相２レベルコンバータは、コンデンサと、自己消弧能力を有する第１～第４の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される。単相３レベルコンバータは、２個直列接続されるコンデンサと、第５～第１０の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される。単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータとは交流入出力点で直列接続される。単相２レベルコンバータは、単相３レベルコンバータより、スイッチング損失が少なく、単相３レベルコンバータは、単相２レベルコンバータより、耐電圧性が高い。

Description

車両用電力変換装置及び車両 関連出願の引用
　本出願は、２０１２年３月１６日に出願した先行する日本国特許出願第２０１２－０６０３００号による優先権の利益に基礎をおき、かつ、その利益を求めており、その内容全体が引用によりここに包含される。
　本実施形態は、車両用電力変換装置及び車両に関する。
　新幹線用電力変換器のコンバータとしては、ダイオードクランプ形３レベル回路で構成されていることが多い。
　これに対して、近年、シリコンカーバイド素子等の低損失デバイスが提案されている。そこで、今後、シリコンカーバイド素子等の低損失デバイスを適用することで、コンバータを小型化することが期待されている。
　しかしながら、現在提供されているシリコンカーバイド素子等においては、高い電圧に耐えられる素子がない。このため、素子の直列化や、現存のシリコン素子と組み合わせたマルチレベル化を行う必要がある。この２つのうち、素子の直列化は、損失増加、素子数増加、バランス制御等の課題がある。このため、現状ではマルチレベル化が実用的である。
　マルチレベル化として、出力電圧のレベル数に対するスイッチング素子の数が少ない方式としてフライングキャパシタ方式が提案されている。しかしながら、当該方式では、コンデンサ数が多くなる。
　コンデンサ数を抑止したマルチレベル化として、ダイオードクランプ方式が提案されている。ダイオードクランプ方式では、フィルタコンデンサ電圧のバランス回路が必要で、体積が増加する可能性がある。他にも単相フルブリッジコンバータ（インバータ）の交流入出力点を直列接続するカスケード方式や階調制御方式がある。ここで、その技術に関して、下記文献を引用し、その内容全体を引用によりここに包含する。
特開２００４－７９４１号公報
"Multicell　Converters:Active　Control　and　Observation　of　Flying-Capacitor　Voltages",　IEEE　Trans.Ind.Electron.vol.49,　No.5,　pp.998-1008,　2002.
　しかしながら、従来技術では、高い電圧に耐えることができる上で、コンデンサ数を少なくすることができるが、出力電圧のレベル数に対してスイッチング素子の数が多くなる。このため、小型化するのは難しい。
　上記状況を鑑みて、より小型な車両用電力変換装置が提供される。
　実施形態の車両用電力変換装置は、単相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータとを備える。単相２レベルコンバータは、コンデンサと、コンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイスと、コンデンサの他端と一方の交流入出力点との間に接続される第２の可制御スイッチングデバイスと、コンデンサの一端と他方の交流入出力点との間に接続される第３の可制御スイッチングデバイスと、コンデンサの他端と他方の交流入出力点との間に接続される第４の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される。単相３レベルコンバータは、２個直列接続されるコンデンサと、２個直列接続されるコンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される第５の可制御スイッチングデバイスと、２個直列接続されるコンデンサの他端と一方の交流入出力点との間に接続される第６の可制御スイッチングデバイスと、２個直列接続されるコンデンサの一端と他方の交流入出力点との間に接続される第７の可制御スイッチングデバイスと、２個直列接続されるコンデンサの他端と他方の交流入出力点との間に接続される第８の可制御スイッチングデバイスと、２個直列接続されるコンデンサ間の接続点及び他方の交流入出力点の間に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される。単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータと、は交流入出力点で直列接続される。単相２レベルコンバータは、単相３レベルコンバータより、スイッチング損失が少なく、単相３レベルコンバータは、単相２レベルコンバータより、耐電圧性が高い。
第１の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータの構成を示した図である。 第１の実施形態にかかるマルチレベルコンバータに対する出力電圧指示に対応する各コンバータの指令値電圧を示した図である。 第１の実施形態にかかる単相２レベルコンバータ及び単相３レベルコンバータに含まれている各スイッチングデバイスによるスイッチ制御を示した図である。 Ｖthr1≧Ｖref≧－Ｖthr1の条件を満たしている場合におけるマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流の流れを示した図である。 Ｖthr2≧Ｖref＞Ｖthr1の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流の流れを示した図である。 Ｖref＞Ｖthr2の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流の流れを示した図である。 第２の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータの構成を示した図である。 第２の実施形態にかかる単相３レベルコンバータに含まれている２個直列接続されたコンデンサに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。 第２の実施形態にかかる単相３レベルコンバータに含まれている２個直列接続されたコンデンサに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。 第２の実施形態にかかる単相２レベルコンバータに含まれているコンデンサに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。 第２の実施形態にかかる単相２レベルコンバータに含まれているコンデンサに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。 本実施形態にかかる電力変換装置におけるコンデンサの充電の処理手順の手順を示すフローチャートである。
（第１の実施形態）
　図１は、第１の実施形態にかかる車両用の電力変換装置１１のマルチレベルコンバータ１の構成を示した図である。図１に示すように、本実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１は、単相３レベルコンバータ５０と、単相２レベルコンバータ４０と、を直列接続している。そして、マルチレベルコンバータ１は、リアクトル成分を有する受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００と接続し、単相交流電力を直流電力に変換した後、主電動機３に対して電力を供給する。なお、本実施形態は、電力変換装置１１が搭載される車両を制限するものではなく、様々な車両に搭載して良い。
　制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０と、単相２レベルコンバータ４０と、を制御する。なお、制御部１５０は、電力変換装置１１の内部に設けられており、マルチレベルコンバータ１の内部に含まれても良い。
　単相２レベルコンバータ４０は、一般的な単相コンバータであり、スイッチングデバイス４ａ～４ｄと、コンデンサ１４と、（還流）ダイオード６ａ～６ｄとで構成される。本実施形態にかかる単相２レベルコンバータ４０は、ＳｉＣ（シリコンカーバイドデバイス）で構成される。単相２レベルコンバータ４０は、ＳｉＣ（シリコンカーバイドデバイス）を適用することで、スイッチング損失を低減できる。
　スイッチングデバイス４ａ～４ｄは、自己消弧能力を有する。また、スイッチングデバイス４ａは、コンデンサ１４の一端と一方の交流入出力点との間に接続される。また、スイッチングデバイス４ｂは、コンデンサ１４の他端と一方の交流入出力点との間に接続される。スイッチングデバイス４ｃは、コンデンサ１４の一端と他方の交流入出力点との間に接続される。スイッチングデバイス４ｄは、コンデンサ１４の他端と他方の交流入出力点との間に接続される。
　ダイオード６ａは、スイッチングデバイス４ａに逆並列に接続され、ダイオード６ｂは、スイッチングデバイス４ｂに逆並列に接続され、ダイオード６ｃはスイッチングデバイス４ｃに逆並列に接続され、ダイオード６ｄは、スイッチングデバイス４ｄに逆並列に接続されている。
　単相３レベルコンバータ５０は、スイッチングデバイス５ａ～５ｆと、２個直列接続された（フィルタ）コンデンサ１５ａ、１５ｂと、ダイオード８ａ～８ｆとを有する。コンデンサ１５ａは、正電位導線１０ａを正側に、中性点９を負側に接続する。コンデンサ１５ｂは、中性点９を正側に、負電位導線１０ｂを負側に接続する。そして、スイッチングデバイス５ｃ、５ｄ、５ｅの接続点を交流電圧入出力点とする。そして、スイッチングデバイス５ｃ、５ｄ、５ｅは、交流電圧入出力点から受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００と接続される。
　単相３レベルコンバータ５０は、２個のレグを備える。そして、単相３レベルコンバータ５０に含まれているスイッチングデバイス５ａ～５ｆは、自己消弧能力を有する。
　一方のレグは、２個の直列のスイッチングデバイス５ａ、５ｂで構成される。スイッチングデバイス５ａは、２個直列接続されるコンデンサ１５ａ、１５ｂの正電位と一方の交流入出力点との間に接続される。スイッチングデバイス５ｂは、２個直列接続されるコンデンサ１５ａ、１５ｂの負電位と一方の交流入出力点との間に接続される。
　他方のレグは、２個の直列のスイッチングデバイス５ｃ、５ｄで構成される。さらに、双方向スイッチングデバイス７が２個の直列のスイッチングデバイス５ｃ、５ｄに後述のように接続される。スイッチングデバイス５ｃは、２個直列接続されるコンデンサ１５ａ、１５ｂの正電位と他方の交流入出力点との間に接続される。スイッチングデバイス５ｄは、２個直列接続されるコンデンサ１５ａ、１５ｂの負電位と他方の交流入出力点との間に接続される。
　２個の直列のスイッチングデバイス５ｃ、５ｄは、正電位と他方の交流入出力点の間、および他方の交流入出力点と負電位の間に接続される。
　双方向スイッチングデバイス７は、逆極性に直列接続されたスイッチングデバイス５ｅ、５ｆと、ダイオード８ｅ、８ｆで構成される。そして、双方向スイッチングデバイス７は、２個直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂの間の中性点９の電位ともう一方の交流入出力点との間に接続される。
　この回路構成では単相３レベルコンバータ５０の使用スイッチングデバイス数は６個、コンデンサは２個となり、出力電圧レベル数に対する必要部品数が少ない。
　ダイオード８ａは、スイッチングデバイス５ａに逆並列に接続され、ダイオード８ｂは、スイッチングデバイス５ｂに逆並列に接続され、ダイオード８ｃはスイッチングデバイス５ｃに逆並列に接続され、ダイオード８ｄは、スイッチングデバイス５ｄに逆並列に接続されている。さらに、双方向スイッチングデバイス７に含まれるダイオード８ｅはスイッチングデバイス５ｅに逆並列に接続され、ダイオード８ｆは、スイッチングデバイス５ｆに逆並列に接続されている。
　本実施形態にかかる単相２レベルコンバータ４０は、スイッチング損失が少ないシリコンカーバイドデバイス（ＳｉＣ）等で構成される。また、単相３レベルコンバータ５０は、高耐圧のシリコンデバイス等で構成される。これにより、単相２レベルコンバータ４０は、単相３レベルコンバータ５０より、スイッチング損失が少なくなる一方、単相３レベルコンバータ５０は、単相２レベルコンバータ４０より、耐電圧性が高くなる。
　図２は、第１の実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１に対する出力電圧指示に対応する各コンバータの指令値電圧を示した図である。図２には、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖref２０１と、単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧２０２と、単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧２０４と、が示されている。
　つまり、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧２０２と単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３とを組み合わせることで、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖref２０１を実現している。
　そして、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、スイッチング損失が低い単相２レベルコンバータ４０を、単相３レベルコンバータ５０よりスイッチング周波数を高くした上で、出力電圧指令値Ｖref２０１の詳細な変化に追従するように単相２レベルコンバータ４０を制御する。これにより詳細な電圧の制御と、スイッチング損失の低減とを実現する。
　一般に、シリコンカーバイドデバイスなどのスイッチング損失が少ない素子は、耐電圧性が低いことが多い。そこで、本実施形態では、電圧の大きな変化を可能とするために、耐電圧性の高い単相３レベルコンバータ５０に対して、階段波形を実現するための制御を行うこととした。
　本実施形態では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖref２０１について、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂが出力するための閾値が設けられている。例えば、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれか１つで出力するための電圧の閾値を±Ｖthr1とする。さらには、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの両方が出力するための電圧の閾値を±Ｖthr2とする。そして、制御部１５０は、出力電圧指令値Ｖrefが、電圧の閾値±Ｖthr1及び電圧の閾値±Ｖthr2を超えたか否かに基づいて、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ～５ｆを制御する。
　さらには、単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３に基づいて、制御部１５０は、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧２０４となるよう制御する。次に具体的なスイッチングデバイスの制御について説明する。
　図３は、各コンバータに含まれているスイッチングデバイスによるスイッチ制御を示した図である。図３に示す例では、単相３レベルコンバータ５０側のスイッチングデバイス５ａ～５ｆのスイッチ制御と、単相２レベルコンバータ４０側のスイッチングデバイス４ａ～４ｄのスイッチ制御と、が示されている。
　そして、Ｖthr1≧Ｖref≧－Ｖthr1の条件を満たす場合（時間0～ｔ1、ｔ4～ｔ5、ｔ8以降）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせ、のうちいずれか１つの組み合わせをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧には、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳されず、制御部１５０が、単相２レベルコンバータ４０に対するパルス幅変調制御でコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefを出力する。
　図４は、Ｖthr1≧Ｖref≧－Ｖthr1の条件を満たしている場合におけるマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流の流れを示した図である。図４に示す例では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせをオン状態とし、他のスイッチングデバイス５ｂ、５ｄ～５ｆがオフ状態で制御されている。この場合、太線４０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳されることがない。なお、図４では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせのみオン状態とした例であるが、スイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのみオン状態としてもよい。
　図３に戻り、Ｖthr2≧Ｖref＞Ｖthr1の条件を満たす場合（時間ｔ1～ｔ2、ｔ3～ｔ4）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ、５ｅ、５ｆをオン状態に制御する。これにより、コンバータ出力電圧に、コンデンサ１５ａの電圧が足されるため、単相２レベルコンバータ４０は、コンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefからコンデンサ１５ａの電圧を差し引いた差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御に従って出力する。
　図５は、Ｖthr2≧Ｖref＞Ｖthr1の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流の流れを示した図である。図５に示す例では、スイッチングデバイス５ａ、５ｅ、５ｆの組み合わせのみがオン状態で、他のスイッチングデバイスがオフ状態で制御されている。この場合、太線５０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａの電圧のみ重畳される。
　図３に戻り、Ｖref＞Ｖthr2の条件を満たす場合（時間ｔ2～ｔ3）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ、５ｄをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧に、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が足されるため、単相２レベルコンバータ４０はコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefからコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧を差し引きした差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。
　図６は、Ｖref＞Ｖthr2の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流の流れを示した図である。図６に示す例では、スイッチングデバイス５ａ、及びスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのみオン状態で制御されている。この場合、太線６０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳される。
　図３に戻り、－Ｖthr1＞Ｖref≧－Ｖthr2の条件を満たす場合（時間ｔ5～ｔ6、ｔ7～ｔ8）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ｂ、５ｅ、及び５ｆをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧から、コンデンサ１５ｂの電圧が引かれるため、単相２レベルコンバータ４０はコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefにコンデンサ１５ａの電圧を加算した差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。
　－Ｖthr2＞Ｖrefの条件を満たす場合（時間ｔ6～ｔ7）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ｂ、及び５ｃをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧からコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が引かれるため、単相２レベルコンバータ４０は、コンバータ全体の出力電圧指令値Ｖrefに、コンデンサ１５ａ、１５ｂを加算した差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。
　このように、本実施形態にかかる制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ～５ｆを、所定電圧単位（閾値±Ｖthr2、閾値±Ｖthr1）で制御する。そして、制御部１５０は、所定電圧より小さい出力電圧の変化に対応して、単相２レベルコンバータ４０に含まれるスイッチングデバイス４ａ～４ｄを制御する。
　以上の制御を実施することで、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、コンバータ出力電圧の１周期において、単相３レベルコンバータ５０の各スイッチングデバイス５ａ～５ｆのスイッチング回数を４回と少なくできる。なお、本実施形態は、スイッチング回数を４回に制限するものではなく、閾値の数等によってスイッチング回数が変化する。閾値を少なくすることで、スイッチング回数をより少なくできる。例えば、スイッチング回数が１～３回等であっても良い。
　単相３レベルコンバータ５０が、マルチレベルコンバータ１のコンバータ出力電圧の土台となる階段波形を作成する。単相３レベルコンバータ５０はシリコン素子で構成されているため、耐電圧性は高いが、スイッチング損失が高い。しかしながら、本実施形態では、階段波形となるため、１周期におけるスイッチングの回数が少なくなる。これにより、スイッチング回数を抑止して、スイッチング損失を低減できる。
　そして、単相２レベルコンバータ４０が、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ出力電圧の差分電圧を補償するために高速スイッチング制御を行う。このように、単相２レベルコンバータ４０が、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ出力電圧との間の差分電圧を補償する。
　本実施形態では、閾値電圧Ｖthr1、Ｖthr2を適切に設定することで、単相２レベルコンバータ４０は差分電圧の補償に用いられるため、高い電圧は必要とならず、低耐電圧性のスイッチング素子を利用できる。また、単相２レベルコンバータ４０は、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ１全体の交流入出力電圧の差分電圧を補償するために高速スイッチング制御を行う。本実施形態では、単相２レベルコンバータ４０として、スイッチング損失が小さいシリコンカーバイド素子等を用いることで、高速スイッチングによる損失を抑止できる。
　単相３レベルコンバータ５０は、マルチレベルコンバータ１の出力電圧の土台となる階段波を形成するために、耐電圧性が高い素子を用いる。これにより、直列化するコンバータの数を抑止できる。
　さらに、単相３レベルコンバータ５０として、スイッチングにおける損失が大きいシリコン素子を用いる場合でも、従来の三角波比較によるパルス幅変調制御方式で複数回スイッチングを行う場合と比べてスイッチング回数を低減できる。これにより、損失低減効果を向上させることができる。つまり、単相２レベルコンバータ４０にシリコンカーバイド素子等を適用することで、スイッチング損失低減効果を生じさせるだけでなく、従来のシリコン素子を用いた単相３レベルコンバータ５０でもスイッチング損失を低減できる。これにより、マルチレベルコンバータ１全体のスイッチング損失をより一層低減できる。
（第２の実施形態）
　第２の実施形態では、マルチレベルコンバータ１に対して初期充電を行う場合について説明する。図７は、第２の実施形態にかかる電力変換装置のマルチレベルコンバータ１の構成を示した図である。本実施形態にかかる電力変換装置７００では、初期充電を行うための構成として、第１の実施形態の電力変換装置１１と比べて、スイッチングデバイス２１とスイッチングデバイス２２と抵抗２３とを備えている。さらに、本実施形態にかかる電力変換装置７００は、制御部１５０と処理が異なる制御部７５０に変更され、電流検出部７０２と、温度検出部７０１と、が追加されている。
　電流検出部７０２は、マルチレベルコンバータ１に流れる電流値を検出する。温度検出部７０１は、単相２レベルコンバータ４０の温度を計測する。なお、本実施形態は、単相３レベルコンバータ５０の温度を計測するための温度検出部が設けられても良い。
　制御部７５０は、第１の実施形態にかかる制御部１５０と同様の制御を行うほか、初期充電を行うための制御を行う。本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値や、温度検出部７０１で検出された温度を考慮して、初期充電時の制御を行う。
　スイッチングデバイス２１は、初期充電を行う際にオン状態となる。また、スイッチングデバイス２２は、主電動機３に電圧を出力する場合にオン状態となる。抵抗２３は、充電する際に、素子を痛めないために設けられている。
　ところで、初期充電を行う際に、コンデンサ１４と、コンデンサ１５ａ、１５ｂと、を直列に接続して、両方同時に充電を行っても良いが、静電容量の違い等から、コンデンサ１４、及びコンデンサ１５ａ、１５ｂの全てを電圧ピーク値まで充電するのが難しい場合がある。
　そこで、本実施形態では、制御部７５０が、コンデンサ１５ａ、１５ｂを所望する電圧値まで充電した後、コンデンサ１４を所望する電圧値まで充電を行う例とする。なお、本実施形態は、充電順序を制限するものではなく、例えば、コンデンサ１４を先に充電した後、コンデンサ１５ａ、１５ｂを充電するようにしても良い。
　図８は、単相３レベルコンバータ５０に含まれている２個直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。図８に示す例では、制御部７５０が、スイッチングデバイス４ｂ及びスイッチングデバイス４ｄをオン状態とする制御を行い、それ以外のスイッチングデバイス（スイッチングデバイス４ａ、４ｃ、単相３レベルコンバータ５０に含まれる全てのスイッチングデバイス５ａ～５ｆ）をオフ状態とする制御を行う。
　これにより、本実施形態にかかる電力変換装置７００では、図８の点線に示すような電流が流れる。よって、コンデンサ１５ａ、１５ｂに充電が行われ、コンデンサ１４の充電が行われないことになる。
　図９は、単相３レベルコンバータ５０に含まれている２個直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂに対して充電する場合の電流の流れを示した図である。図９に示す例では、制御部７５０が、スイッチングデバイス４ａ及びスイッチングデバイス４ｃをオン状態とする制御を行い、それ以外のスイッチングデバイス（スイッチングデバイス４ｂ、４ｄ、単相３レベルコンバータ５０に含まれる全てのスイッチングデバイス５ａ～５ｆ）をオフ状態とする制御を行う。
　これにより、本実施形態にかかる電力変換装置７００では、図９の点線に示すような電流が流れる。よって、コンデンサ１５ａ、１５ｂに充電が行われ、コンデンサ１４の充電が行われないことになる。
　このように、本実施形態にかかる制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０が備える、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とする制御を行う。このような制御を行うことで、コンデンサ１５ａ、１５ｂは、還流ダイオード６ａ～６ｄを介して、最大で交流電源１００の電圧ピーク値まで充電される。
　本実施形態は、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのどちらをオン状態にするのかを制限するものではない。
　さらに、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのうち、どちらをオン状態にするのかを、各スイッチングデバイスの損失を考慮して切り替えても良い。
　そこで、本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値や、温度検出部７０１で検出された温度に基づいて、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのうち、どちらをオン状態にするのかを切り替えることとした。本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値、又は温度検出部７０１で検出された温度が予め定められた閾値を超えた場合に、現在まで利用していた組み合わせをオフ状態とし、他方の組み合わせをオン状態とする制御を行うこととした。
　そして、ピーク値までの間にコンデンサ１５ａ、１５ｂが、所望する電圧値に達した場合、制御部７５０は、コンデンサ１４を充電するための制御を開始する。
　図１０は、単相２レベルコンバータ４０に含まれているコンデンサ１４に対して充電する場合の電流の流れを示した図である。図１０に示す例では、制御部７５０が、スイッチングデバイス５ａ及びスイッチングデバイス５ｃをオン状態とする制御を行い、それ以外のスイッチングデバイス（単相２レベルコンバータ４０に含まれている全てのスイッチングデバイス４ａ～４ｄ、スイッチングデバイス５ｂ、５ｄ～５ｆ）をオフ状態とする制御を行う。
　これにより、本実施形態にかかる電力変換装置７００では、図１０の点線１００１及び一点鎖線１００２に示す交流電流が流れる。よって、コンデンサ１４に充電が行われ、コンデンサ１５ａ、１５ｂの充電が行われないことになる。
　図１１は、単相２レベルコンバータ４０に含まれているコンデンサ１４に対して充電する場合の電流の流れを示した図である。図１１に示す例では、制御部７５０が、スイッチングデバイス５ｂ及びスイッチングデバイス５ｄをオン状態とする制御を行い、それ以外のスイッチングデバイス（単相２レベルコンバータ４０に含まれている全てのスイッチングデバイス４ａ～４ｄ、スイッチングデバイス５ａ、５ｃ、５ｅ～５ｆ）をオフ状態とする制御を行う。
　これにより、本実施形態にかかる電力変換装置７００では、図１０の点線１１０１及び一点鎖線１１０２に示す交流電流が流れる。よって、コンデンサ１４に充電が行われ、コンデンサ１５ａ、１５ｂの充電が行われないことになる。
　このように、本実施形態にかかる制御部７５０は、単相３レベルコンバータ５０が備える、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とする制御を行う。このような制御を行うことで、コンデンサ１４は、還流ダイオード８ａ～８ｄを介して、最大で交流電源１００の電圧ピーク値まで充電される。
　本実施形態は、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのどちらをオン状態にするのかを制限するものではない。
　さらに、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのうち、どちらをオン状態にするのかを、各スイッチングデバイスの損失を考慮して切り替えても良い。
　そこで、本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値に基づいて、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのうち、どちらをオン状態にするのかを切り替えることとした。本実施形態にかかる制御部７５０は、電流検出部７０２で検出された電流値（なお、単相３レベルコンバータ５０から検出された温度でも良い）が予め定められた閾値を超えた場合に、現在まで利用していた組み合わせをオフ状態とし、他方の組み合わせをオン状態とする制御を行うこととした。
　コンデンサ１４は、還流ダイオード８ａ～８ｄを介して、最大で交流電源１００の電圧ピーク値まで充電される。ピーク値までの間にコンデンサ１４が所望の電圧値に達した場合、主電動機３を動作させるための制御に移行する。その際の制御は、第１の実施形態で説明したので省略する。
　次に、本実施形態にかかる電力変換装置７００におけるコンデンサの充電の処理手順について説明する。図１２は、本実施形態にかかる電力変換装置７００における上述した処理の手順を示すフローチャートである。
　まずは、制御部７５０が、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの充電を開始する（ステップＳ１２０１）。充電手法は、図８又は図９に示した手法とする。このために、制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０が備える、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とする制御を行う。なお、スイッチングデバイス５ａ～５ｆは全てオフ状態とする。
　次に、制御部７５０が、電流検出部７０２で検出された電流、又は温度検出部７０１で検出された温度が、所定の閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ１２０２）。なお、閾値は、実際の態様に合わせて設定されるものとする。閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ１２０２：Ｎｏ）、特に処理は行われず、ステップＳ１２０４に遷移する。
　一方、制御部７５０が、所定の閾値以上と判定した場合（ステップＳ１２０２：Ｙｅｓ）、オン状態とする単相２レベルコンバータ４０のスイッチングデバイスの組み合わせを切り替える（ステップＳ１２０３）。本実施形態では、スイッチングデバイス４ａ且つスイッチングデバイス４ｃの組み合わせ、又はスイッチングデバイス４ｂ且つスイッチングデバイス４ｄの組み合わせに切り替える。
　その後、制御部７５０は、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値が、第１の閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ１２０４）。そして、制御部７５０が、第１の閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ１２０４：Ｎｏ）、ステップＳ１２０２の処理から行う。
　一方、制御部７５０が、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値が、第１の閾値（所望する電圧値）以上であると判定した場合（ステップＳ１２０４：Ｙｅｓ）、３レベル側のコンデンサ１５ａ、１５ｂの充電が終了したものとする。
　そして、制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の充電を開始する（ステップＳ１２０５）。充電手法は、図１０又は図１１に示した手法とする。このために、制御部７５０は、単相３レベルコンバータ５０が備える、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とする制御を行う。なお、単相２レベルコンバータ４０のスイッチングデバイス４ａ～４ｄはオフ状態とする。
　次に、制御部７５０が、電流検出部７０２で検出された電流（又は単相３レベルコンバータ５０から検出された温度でも良い）が、所定の閾値以上であるか否かを判定する（ステップＳ１２０６）。なお、閾値は、実際の態様に合わせて設定されるものとする。閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ１２０６：Ｎｏ）、特に処理は行われず、ステップＳ１２０９に遷移する。
　一方、制御部７５０が、所定の閾値以上と判定した場合（ステップＳ１２０６：Ｙｅｓ）、オン状態とするスイッチングデバイスの組み合わせを切り替える（ステップＳ１２０７）。本実施形態では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、又はスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせに切り替える。
　その後、制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値が、第２の閾値（所望する電圧値）以上であるか否かを判定する（ステップＳ１２０８）。第２の閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ１２０８：Ｎｏ）、ステップＳ１２０６の処理から行う。
　一方、制御部７５０が、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値が、第２の閾値以上であると判定した場合（ステップＳ１２０８：Ｙｅｓ）、２レベル側のコンデンサの充電が終了したものとする（ステップＳ１２０９）。
　上述した手法により、制御部７５０は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４、及び単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの充電制御が可能となる。
　第２の実施形態にかかる電力変換装置７００では、上述した充電手法を行うことで、主回路損失の低減を実現できる。
　以上説明したとおり、第１～第２の実施形態によれば、スイッチングデバイスと、コンデンサと、の部品点数を従来と比べて少なくした上で、多レベル電圧が出力可能なマルチレベル回路方式を実現できる。さらに、部品点数を少なくすることで、効率的な冷却を容易にする。冷却が容易になったことで、マージンに余裕が生じるため、小型化が可能となる。
　さらに、第１～第２の実施形態によれば、マルチレベルコンバータ１全体のスイッチング損失をより一層低減できる。
　本実施形態では、パルス幅変調部として、単相２レベルコンバータを例示したが、これに限らず、例えば、単相３レベルコンバータでも単相４レベル以上のコンバータでもよい。
　本発明の実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。この新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。
　１…マルチレベルコンバータ、２…受動素子、３…主電動機、４ａ～４ｄ、５ａ～５ｆ…スイッチングデバイス、６ａ～６ｄ、８ａ～８ｆ…ダイオード、７…双方向スイッチングデバイス、９…中性点、１４…コンデンサ、１５ａ、１５ｂ…コンデンサ、１５…コンデンサ、１５ａ…コンデンサ、１５ｂ…コンデンサ、１５ａ…コンデンサ、２１、２２…スイッチングデバイス、２３…抵抗、４０…単相２レベルコンバータ、５０…単相３レベルコンバータ、１００…交流電源、１５０、７５０…制御部、７０１…温度検出部、７０２…電流検出部

Claims (19)

  1. 　単相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
    　コンデンサと、前記コンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの他端と前記一方の交流入出力点との間に接続される第２の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの前記一端と他方の交流入出力点との間に接続される第３の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの前記他端と前記他方の交流入出力点との間に接続される第４の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される単相２レベルコンバータと、
    　２個直列接続されるコンデンサと、前記２個直列接続されるコンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される第５の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの他端と前記一方の交流入出力点との間に接続される第６の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの前記一端と他方の交流入出力点との間に接続される第７の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの前記他端と前記他方の交流入出力点との間に接続される第８の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサ間の接続点及び前記他方の交流入出力点の間に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される単相３レベルコンバータと、を備え、
    　前記単相２レベルコンバータと、前記単相３レベルコンバータと、を交流入出力点で直列接続し、
    　前記単相２レベルコンバータは、前記単相３レベルコンバータより、スイッチング損失が少なく、前記単相３レベルコンバータは、前記単相２レベルコンバータより、耐電圧性が高い、
    　車両用電力変換装置。
  2. 　前記単相２レベルコンバータに含まれる可制御スイッチングデバイスは、前記単相３レベルコンバータに含まれる可制御スイッチングデバイスより、スイッチング周波数が高い、
    　請求項１に記載の車両用電力変換装置。
  3. 　前記単相３レベルコンバータに含まれる可制御スイッチングデバイスを所定電圧単位で制御し、前記所定電圧単位より小さい出力電圧の変化に対応して、前記単相２レベルコンバータに含まれる可制御スイッチングデバイスを制御する制御手段を、
    　さらに備える請求項２に記載の車両用電力変換装置。
  4. 　前記単相２レベルコンバータにSiC（シリコンカーバイド）を用いる、
    　請求項１に記載の車両用電力変換装置。
  5. 　前記制御手段は、前記単相２レベルコンバータが備える、前記第１の可制御スイッチングデバイス且つ前記第３の可制御スイッチングデバイスの組み合わせ、及び前記第２の可制御スイッチングデバイス且つ前記第４の可制御スイッチングデバイスの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とし、前記単相３レベルコンバータが備える全ての可制御スイッチングデバイスを全てオフ状態として、前記単相３レベルコンバータ内に２個直列に接続される前記コンデンサが第１の所望電圧値となるまで充電を行う、
    　請求項１に記載の車両用電力変換装置。
  6. 　前記制御手段は、電力変換装置を流れる電流、又は前記単相２レベルコンバータが発する温度に基づいて、オン状態とする、前記単相２レベルコンバータに含まれるスイッチングデバイスの前記組み合わせを切り替える、
    　請求項４に記載の車両用電力変換装置。
  7. 　前記制御手段は、前記単相３レベルコンバータが備える、前記第５の可制御スイッチングデバイス且つ前記第７の可制御スイッチングデバイスの組み合わせ、及び前記第６の可制御スイッチングデバイス且つ前記第８の可制御スイッチングデバイスの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とし、前記単相２レベルコンバータが備える全ての可制御スイッチングデバイスを全てオフ状態として、前記単相２レベルコンバータ内に接続される前記コンデンサが第２の所望電圧値となるまで充電を行う、
    　請求項１に記載の車両用電力変換装置。
  8. 　前記制御手段は、電力変換装置を流れる電流、又は前記単相３レベルコンバータが発する温度に基づいて、オン状態とする、前記単相３レベルコンバータに含まれるスイッチングデバイスの前記組み合わせを切り替える、
    　請求項７に記載の車両用電力変換装置。

  9. 　コンデンサと、前記コンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの他端と前記一方の交流入出力点との間に接続される第２の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの前記一端と他方の交流入出力点との間に接続される第３の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの前記他端と前記他方の交流入出力点との間に接続される第４の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される単相２レベルコンバータと、２個直列接続されるコンデンサと、前記２個直列接続されるコンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される第５の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの他端と前記一方の交流入出力点との間に接続される第６の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの前記一端と他方の交流入出力点との間に接続される第７の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの前記他端と前記他方の交流入出力点との間に接続される第８の可制御スイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサ間の接続点及び前記他方の交流入出力点の間に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される単相３レベルコンバータと、を有し、前記単相２レベルコンバータと、前記単相３レベルコンバータと、を交流入出力点で直列接続し、前記単相２レベルコンバータは、前記単相３レベルコンバータより、スイッチング損失が少なく、前記単相３レベルコンバータは、前記単相２レベルコンバータより、耐電圧性が高い、電力変換装置と
    　前記電力変換装置により、変換された電力が供給される主電動機と、
    を備えたことを特徴とする車両。

  10. 　交流電源に接続され、複数のスイッチングデバイスと複数のダイオードとコンデンサからなるパルス幅変調部と
    　入力側で前記パルス変調手段に直列接続され、出力側で主電動機に接続され、
    ２個直列接続されるコンデンサと、前記２個直列接続されるコンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される第５のスイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの他端と前記一方の交流入出力点との間に接続される第６のスイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの前記一端と他方の交流入出力点との間に接続される第７のスイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサの前記他端と前記他方の交流入出力点との間に接続される第８のスイッチングデバイスと、前記２個直列接続されるコンデンサ間の接続点及び前記他方の交流入出力点の間に接続された双方向スイッチと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、で構成される単相３レベルコンバータと、
    　前記単相３レベルコンバータの出力電圧指令値が、前記単相３レベルコンバータの２つのコンデンサのいずれか１つで出力するための第一電圧閾値と前記単相３レベルコンバータの２つのコンデンサの両方が出力するための電圧の第二電圧閾値とを超えたか否かに基づいて、前記単相３レベルコンバータに含まれるスイッチングデバイスを制御する制御部とを備えたことを特徴とする電力変換装置。
  11. 　前記制御部は、さらに、前記単相３レベルコンバータの出力電圧指令値から前記２つのコンデンサの電圧を差し引いた差分電圧を前記パルス幅変調部により出力制御する、
    　請求項１０に記載の車両用電力変換装置。
  12. 　前記パルス幅変調部は、コンデンサと、前記コンデンサの一端と一方の交流入出力点との間に接続される、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの他端と前記一方の交流入出力点との間に接続される第２の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの前記一端と他方の交流入出力点との間に接続される第３の可制御スイッチングデバイスと、前記コンデンサの前記他端と前記他方の交流入出力点との間に接続される第４の可制御スイッチングデバイスと、可制御スイッチングデバイス毎に逆並列に接続されるダイオードと、である、
    　請求項１０に記載の車両用電力変換装置。
  13. 　前記パルス幅変調部に含まれるスイッチングデバイスは、前記単相３レベルコンバータに含まれるスイッチングデバイスより、スイッチング周波数が高い、
    　請求項１０に記載の車両用電力変換装置。
  14. 　前記制御手段は、前記単相３レベルコンバータに含まれるスイッチングデバイスを所定電圧単位で制御し、前記所定電圧単位より小さい出力電圧の変化に対応して、前記パルス幅制御部を制御する、
    　請求項１１に記載の車両用電力変換装置。
  15. 　前記パルス幅変調部にSiC（シリコンカーバイド）を用いる、
    　請求項１０に記載の車両用電力変換装置。
  16. 　前記制御手段は、前記パルス幅変調部が備える、前記第１の可制御スイッチングデバイス且つ前記第３の可制御スイッチングデバイスの組み合わせ、及び前記第２の可制御スイッチングデバイス且つ前記第４の可制御スイッチングデバイスの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とし、前記単相３レベルコンバータが備える全てのスイッチングデバイスを全てオフ状態として、前記単相３レベルコンバータ内に２個直列に接続される前記コンデンサが第１の所望電圧値となるまで充電を行う、
    　請求項１２に記載の車両用電力変換装置。
  17. 　前記制御手段は、電力変換装置を流れる電流、又は前記単相２レベルコンバータが発する温度に基づいて、オン状態とする、前記パルス幅変調部に含まれるスイッチングデバイスの前記組み合わせを切り替える、
    　請求項１０に記載の車両用電力変換装置。
  18. 　前記制御手段は、前記単相３レベルコンバータが備える、前記第５のスイッチングデバイス且つ前記第７のスイッチングデバイスの組み合わせ、及び前記第６のスイッチングデバイス且つ前記第８のスイッチングデバイスの組み合わせのうち、いずれか一方の組み合わせをオン状態とし、前記パルス幅変調部が備える全てのスイッチングデバイスを全てオフ状態として、前記パルス幅変調手段内に接続される前記コンデンサが第２の所望電圧値となるまで充電を行う、
    　請求項１０に記載の車両用電力変換装置。
  19. 　前記制御手段は、電力変換装置を流れる電流、又は前記単相３レベルコンバータが発する温度に基づいて、オン状態とする、前記単相３レベルコンバータに含まれるスイッチングデバイスの前記組み合わせを切り替える、
    　請求項１８に記載の車両用電力変換装置。
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