JP6129650B2 - 車両用電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、車両用電力変換装置に関する。

従来から、コンバータがダイオードクランプ形３レベル回路で構成されていることは多かった。

このコンバータに対して、近年、開発が進められているシリコンカーバイド素子等の低損失デバイスを適用することで、コンバータ装置を小型化することが期待されている。

しかしながら、現在提供されているシリコンカーバイド素子等においては、高い電圧に耐えられる素子がない。このため、素子の直列化や、現存のシリコン素子と組み合わせたマルチレベル化を行う必要がある。

現在、新幹線用電力変換器のコンバータはダイオードクランプ形３レベル回路で構成されているが、今後はシリコンカーバイド素子等の低損失デバイスの適用によるコンバータの小型化が期待される。

そこで、冷却器の大幅な小型化を実現し得る単相３レベルコンバータと単相２レベルコンバータを直列接続したマルチレベル回路が提案されている。

マルチレベル回路においては、高耐圧素子で構成される単相３レベルコンバータは高電圧の階段波電圧を出力することでスイッチング損失を抑制し、正弦波電圧と階段波電圧の差分電圧を、スイッチング損失が小さい低耐圧素子で構成される単相２レベルコンバータで出力することで、高い電圧に耐えられると共に損失を低減させている。

また、マルチレベル回路では、指示通りに電圧の出力制御を行うために、各種コンバータが有するコンデンサの電圧値を制御する必要がある。

一方、３相インバータにおいて、コンデンサの電圧値を制御するために、３相３レベルインバータの出力電圧の位相を制御する手法が提案されている。

特開２０１１−１２０３２５号公報

ところで、従来技術においては、３相３レベルインバータを用いていたが、これに代えて単相３レベルコンバータを用いることを考えた場合、特に２レベルコンバータと組み合わせて、非対称な単相３レベルコンバータとして用いることを考えた場合、マルチレベルコンバータを構成する単相２レベルコンバータの（直流）コンデンサ電圧および単相３レベルコンバータのコンデンサ電圧を制御するのは難しい。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、コンデンサの電圧値の調整を可能とする車両用電力変換装置を提供することを目的とする。

実施形態の車両用電力変換装置は、単相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、単相２レベルコンバータと、単相３レベルコンバータと、電圧検出部と、制御部と、を備える。単相２レベルコンバータは、コンデンサを有すると共に、コンデンサと並列に、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイス及び第２の可制御スイッチングデバイスが、単相交流電力を供給する電源と接続される第１の接続点を介して２個直列に接続され、コンデンサと並列に、第３の可制御スイッチングデバイス及び第４の可制御スイッチングデバイスが、第２の接続点を介して２個直列に接続され、可制御スイッチングデバイス毎にダイオードが逆並列に接続される。単相３レベルコンバータは、２個直列接続されたコンデンサを有すると共に、２個直列接続されるコンデンサと並列に、第５の可制御スイッチングデバイス及び第６の可制御スイッチングデバイスが、第２の接続点と接続される第３の接続点を介して２個直列に接続され、２個直列接続されるコンデンサと並列に、第７の可制御スイッチングデバイス及び第８の可制御スイッチングデバイスが、第４の接続点を介して２個直列に接続され、第４の接続点から中性点までの経路上に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチが設けられ、可制御スイッチングデバイス毎にダイオードが逆並列に接続される。電圧検出部は、単相２レベルコンバータが有するコンデンサの電圧値、又は単相３レベルコンバータが有する２個直列接続されたコンデンサの電圧値を検出する。制御部は、電圧検出部が検出した、単相２レベルコンバータが有するコンデンサの電圧値、及び単相３レベルコンバータが有する２個直列接続されたコンデンサの電圧値に基づいて、単相３レベルコンバータの出力周期内で、単相３レベルコンバータの出力電圧を５段階で調整可能とする、当該単相３レベルコンバータが有する可制御スイッチングの切り替えタイミングを表した位相を制御する。

図１は、実施形態にかかる車両用の電力変換装置のマルチレベルコンバータの構成を示した図である。 図２は、実施形態にかかるマルチレベルコンバータに対する出力電圧指示に対応する各コンバータの指令値電圧を示した図である。 図３は、各コンバータに含まれているスイッチングデバイスによるスイッチ制御を示した図である。 図４は、Ｖｔｈｒ１≧Ｖｒｅｆ≧−Ｖｔｈｒ１の条件を満たしている場合におけるマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流経路を示した図である。 図５は、Ｖｔｈｒ２≧Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ１の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流経路を示した図である。 図６は、Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ２の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータの単相３レベルコンバータの電流経路を示した図である。 図７は、実施形態にかかるマルチレベルコンバータにおける各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。 図８は、実施形態にかかる制御部が備える構成を示したブロック図である。 図９は、実施の形態にかかる制御部における、コンデンサの電圧値を調整するための処理の手順を示すフローチャートである。 図１０は、実施形態において位相βをδ_βだけ遅らせた場合の各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。 図１１は、実施形態にかかる位相制御部で位相の調整係数δ_βを求める構成の一例を示した図である。 図１２は、実施形態において、位相αをδ_αだけ遅らせた場合の各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。 図１３は、実施形態にかかる位相制御部で位相の調整係数δ_αを求める構成の一例を示した図である。 図１４は、実施形態において、位相βをδ_γβ１だけ遅らせるとともに、位相π＋βをδ_γβ２だけ早めた場合の各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。 図１５は、実施形態にかかる位相制御部で位相の調整係数δ_γβ１と調整係数δ_γβ２とを求める構成の一例を示した図である。 図１６は、実施形態にかかる位相制御部で位相の調整係数δ_γβ１と調整係数δ_γβ２とを求める構成の一例を示した図である。 図１７は、実施形態において、単相３レベルコンバータのコンデンサの電圧値を調整するために、位相αをδ_γα１だけ遅らせるとともに、位相π＋αをδ_γα２だけ早めた場合の各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。 図１８は、実施形態にかかる位相制御部で位相の調整係数δ_γα１と調整係数δ_γα２とを求める構成の一例を示した図である。 図１９は、実施形態にかかる位相制御部で位相の調整係数δ_γα１と調整係数δ_γα２とを求める構成の一例を示した図である。 図２０は、変形例において、単相３レベルコンバータのコンデンサの電圧値を調整するために変調波を切り替えた場合の各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。

図１は、実施形態にかかる車両用の電力変換装置１１のマルチレベルコンバータ１の構成を示した図である。図１に示すように、本実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１は、単相３レベルコンバータ５０と、単相２レベルコンバータ４０と、を直列接続している。

そして、マルチレベルコンバータ１は、リアクトル成分を有する受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００と接続し、単相交流電力を直流電力に変換した後、主電動機３に対して電力を供給する。なお、本実施形態は、電力変換装置１１が搭載される車両を制限するものではなく、様々な車両に搭載して良い。

制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０と、単相２レベルコンバータ４０と、を制御する。なお、制御部１５０は、電力変換装置１１の内部に設けられているが、マルチレベルコンバータ１の内部に含まれても良い。

単相２レベルコンバータ４０は、単相コンバータであり、自己消弧能力を有するスイッチングデバイス４ａ〜４ｄと、（直流）コンデンサ１４と、（還流）ダイオード６ａ〜６ｄとで構成される。本実施形態にかかる単相２レベルコンバータ４０は、ＳｉＣ（シリコンカーバイドデバイス）で構成される。単相２レベルコンバータ４０は、ＳｉＣ（シリコンカーバイドデバイス）を用いることで、スイッチング損失を低減できる。

単相２レベルコンバータ４０は、コンデンサ１４より交流電源１００側に、スイッチングデバイス４ａと、スイッチングデバイス４ｂと、を直列に接続している。スイッチングデバイス４ａは、コンデンサ１４の正電位側に設けられ、スイッチングデバイス４ｂは、コンデンサ１４の負電位側に設けられている。そして、スイッチングデバイス４ａと、スイッチングデバイス４ｂと、の間の第１の接続点４１（交流入出力点）から受動素子２を介して電力系統等の交流電源１００と接続されている。また、ダイオード６ａは、スイッチングデバイス４ａと逆並列に接続され、ダイオード６ｂは、スイッチングデバイス４ｂと逆並列に接続される。

また、単相２レベルコンバータ４０は、コンデンサ１４より主電動機３側に、スイッチングデバイス４ｃと、スイッチングデバイス４ｄと、を直列に接続している。スイッチングデバイス４ｃは、コンデンサ１４の正電位側に設けられ、スイッチングデバイス４ｄは、コンデンサ１４の負電位側に設けられている。そして、スイッチングデバイス４ｃとスイッチングデバイス４ｄと、の間の第２の接続点４２（交流入出力点）から単相３レベルコンバータ５０と接続されている。そして、ダイオード６ｃは、スイッチングデバイス４ｃと逆並列に接続され、ダイオード６ｄは、スイッチングデバイス４ｄ逆並列に接続される。

次に、単相２レベルコンバータ４０と主電動機３との間に接続されている単相３レベルコンバータ５０について説明する。単相３レベルコンバータ５０は、２個のレグと、双方向スイッチングデバイス７と、コンデンサ部１５と、を備える。なお、単相３レベルコンバータ５０に含まれている全てのスイッチングデバイス５ａ〜５ｆは、自己消弧能力を有する。

単相３レベルコンバータ５０が備える２個のレグのうち一方は、スイッチングデバイス５ａ、スイッチングデバイス５ｂ、ダイオード８ａ、ダイオード８ｂにより構成される。スイッチングデバイス５ａ、５ｂは直列に接続される。スイッチングデバイス５ａは、コンデンサ部１５の正電位と一方の交流入出力点４２ａ（第２の接続点４２と接続する接続点）との間に接続される。スイッチングデバイス５ｂは、コンデンサ部１５の負電位と一方の交流入出力点４２ａとの間に接続される。また、ダイオード８ａは、スイッチングデバイス５ａに逆並列に接続され、ダイオード８ｂは、スイッチングデバイス５ｂに逆並列に接続される。

単相３レベルコンバータ５０が備える２個のレグのうち他方は、スイッチングデバイス５ｃ、スイッチングデバイス５ｄ、ダイオード８ｃ、ダイオード８ｄにより構成される。スイッチングデバイス５ｃ、５ｄは直列に接続される。スイッチングデバイス５ｃは、コンデンサ部１５の正電位と他方の交流入出力点４２ｂ（双方向スイッチングデバイス７、及び中性点９側の接続点）との間に接続される。スイッチングデバイス５ｄは、コンデンサ部１５の負電位と他方の交流入出力点４２ｂとの間に接続される。また、ダイオード８ｃはスイッチングデバイス５ｃに逆並列に接続され、ダイオード８ｄは、スイッチングデバイス５ｄに逆並列に接続されている。

２個のレグの他方の交流出力点４２ｂの主電動機３側には双方向スイッチングデバイス７が接続される。双方向スイッチングデバイス７は、逆極性に直列接続されたスイッチングデバイス５ｅ、５ｆと、ダイオード８ｅ、８ｆを有している。ダイオード８ｅはスイッチングデバイス５ｅに逆並列に接続され、ダイオード８ｆは、スイッチングデバイス５ｆに逆並列に接続されている。双方向スイッチングデバイス７の主電動機３側は、コンデンサ部１５と接続される。

コンデンサ部１５は、コンデンサ１５ａ、コンデンサ１５ｂを有している。コンデンサ１５ａとコンデンサ１５ｂは直列に接続される。コンデンサ１５ａは、主電動機３の正電位導線１０ａを正側に、中性点９を負側に接続する。コンデンサ１５ｂは、中性点９を正側に、主電動機３の負電位導線１０ｂを負側に接続する。コンデンサ部１５内で直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂの間は、中性点９と接続される。

本実施形態にかかる単相２レベルコンバータ４０は、上述したように、スイッチング損失が少ないシリコンカーバイドデバイス（ＳｉＣ）等で構成され、単相３レベルコンバータ５０は、高耐圧のシリコンデバイス等で構成される。これにより、単相２レベルコンバータ４０は、単相３レベルコンバータ５０より、スイッチング損失を少なくできる。一方、単相３レベルコンバータ５０は、単相２レベルコンバータ４０より、耐電圧性が高くなる。

ところで、単相３レベルコンバータ５０がメインの（フィルタ）コンデンサ１５ａ、１５ｂを備えていることに加えて、単相２レベルコンバータ４０もコンデンサ１４を備えている。この単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂ、及び単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４から供給される電力により電動機３への出力電圧が制御される。

本実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１では、電動機３への出力を継続して行っている間、コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４の充電と放電とのバランスが釣り合い、コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４が保持している電圧値が、それぞれ毎に定められた範囲内に収まるのが望ましい。しかしながら、繰り返し利用している際に、コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４が保持している電圧値が、それぞれ毎に定められた範囲外になる可能性がある。そこで本実施形態では、その場合に行う制御について説明する。

第１の電圧検出部５１は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値を検出する。また、第２の電圧検出部５２ａは、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａの電圧値を検出する。また、第３の電圧検出部５２ｂは、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ｂの電圧値を検出する。

さらに、制御部１５０は、第１の電圧検出部５１が検出したコンデンサ１４の電圧値、第２の電圧検出部５２ａが検出したコンデンサ１５ａの電圧値、及び第３の電圧検出部５２ｂが検出したコンデンサ１５ｂの電圧値に基づいて、単相３レベルコンバータ５０の制御を行う。

単相３レベルコンバータ５０の基本出力周期内では、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧が５段階で調整可能である。当該単相３レベルコンバータ５０が有する（可制御）スイッチングデバイス５ａ〜５ｆの切り替え位相を制御する。次に、単相３レベルコンバータ５０の５段階の出力電圧を含めて、マルチレベルコンバータ１の指令値電圧について説明する。

図２は、実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１に対する出力電圧指示に対応する各コンバータの指令値電圧を示した図である。図２には、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２０１と、単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧２０２と、単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧２０４と、が示されている。

つまり、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧２０２と単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３とを組み合わせることで、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２０１を実現している。

そして、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、スイッチング損失が低い単相２レベルコンバータ４０を、単相３レベルコンバータ５０よりスイッチング周波数を高くした上で、出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２０１の詳細な変化に追従するように単相２レベルコンバータ４０を制御する。これにより詳細な電圧の制御と、スイッチング損失の低減とを実現する。

一般に、シリコンカーバイドデバイスなどのスイッチング損失が少ない素子は、耐電圧性が低いことが多い。そこで、本実施形態では、電圧の大きな変化を可能とするために、耐電圧性の高い単相３レベルコンバータ５０に対して、階段波形を実現するための制御を行うこととした。

本実施形態では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２０１について、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの直流電圧を出力するための閾値が設けられている。例えば、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれか１つで直流電圧を出力するための電圧の閾値を±Ｖｔｈｒ１とする。さらには、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの両方の直流電圧を出力するための電圧の閾値を±Ｖｔｈｒ２とする。そして、制御部１５０は、出力電圧指令値Ｖｒｅｆが、電圧の閾値±Ｖｔｈｒ１及び電圧の閾値±Ｖｔｈｒ２を超えたか否かに基づいて、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ〜５ｆを制御する。

図２の指令値電圧２０２に示されるように、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧値は、負の（コンデンサ１５ａ、１５ｂによる）全電圧、負の（コンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれか一方による）半電圧、０、正の（コンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれか一方による）半電圧、及び正の（コンデンサ１５ａ、１５ｂによる）全電圧の５段階で出力電圧値が制御される。そして、制御部１５０は、出力電圧値を５段階で切り替えるタイミングである、時刻ｔ１〜ｔ８に対応する位相の制御を行う。

さらには、単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧２０３に基づいて、制御部１５０は、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧２０４となるよう制御する。次に具体的なスイッチングデバイスの制御について説明する。

図３は、各コンバータに含まれているスイッチングデバイスによるスイッチ制御を示した図である。図３に示す例では、単相３レベルコンバータ５０側のスイッチングデバイス５ａ〜５ｆのスイッチ制御と、単相２レベルコンバータ４０側のスイッチングデバイス４ａ〜４ｄのスイッチ制御と、が示されている。

そして、Ｖｔｈｒ１≧Ｖｒｅｆ≧−Ｖｔｈｒ１の条件を満たす場合（時間０〜ｔ１、ｔ４〜ｔ５、ｔ８以降）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせ、及びスイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせ、のうちいずれか１つの組み合わせをオン状態とする。これにより、単相３レベルコンバータ５０出力電圧には、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳されず、制御部１５０が、単相２レベルコンバータ４０に対するパルス幅変調制御でコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆを出力する。

図４は、Ｖｔｈｒ１≧Ｖｒｅｆ≧−Ｖｔｈｒ１の条件を満たしている場合におけるマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流経路を示した図である。図４に示す例では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせをオン状態とし、他のスイッチングデバイス５ｂ、５ｄ〜５ｆがオフ状態で制御されている。この場合、太線４０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳されることがない。なお、図４では、スイッチングデバイス５ａ且つスイッチングデバイス５ｃの組み合わせのみオン状態とした例であるが、スイッチングデバイス５ｂ且つスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのみオン状態としてもよい。

図３に戻り、Ｖｔｈｒ２≧Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ１の条件を満たす場合（時間ｔ１〜ｔ２、ｔ３〜ｔ４）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ、５ｅ、５ｆをオン状態に制御する。これにより、コンバータ出力電圧に、コンデンサ１５ａの電圧が足されるため、単相２レベルコンバータ４０は、コンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆからコンデンサ１５ａの電圧を差し引いた差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御に従って出力する。

図５は、Ｖｔｈｒ２≧Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ１の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流経路を示した図である。図５に示す例では、スイッチングデバイス５ａ、５ｅ、５ｆの組み合わせのみがオン状態で、他のスイッチングデバイスがオフ状態で制御されている。この場合、太線５０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａの電圧のみ重畳される。

図３に戻り、Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ２の条件を満たす場合（時間ｔ２〜ｔ３）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ、５ｄをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧に、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が足されるため、単相２レベルコンバータ４０はコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆからコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧を差し引きした差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。

図６は、Ｖｒｅｆ＞Ｖｔｈｒ２の条件を満たしている場合のマルチレベルコンバータ１の単相３レベルコンバータ５０の電流経路を示した図である。図６に示す例では、スイッチングデバイス５ａ、及びスイッチングデバイス５ｄの組み合わせのみオン状態で制御されている。この場合、太線６０１で示される経路を電流が流れるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が重畳される。

図３に戻り、−Ｖｔｈｒ１＞Ｖｒｅｆ≧−Ｖｔｈｒ２の条件を満たす場合（時間ｔ５〜ｔ６、ｔ７〜ｔ８）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ｂ、５ｅ、及び５ｆをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧から、コンデンサ１５ｂの電圧が引かれるため、単相２レベルコンバータ４０はコンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆにコンデンサ１５ａの電圧を加算した差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。

−Ｖｔｈｒ２＞Ｖｒｅｆの条件を満たす場合（時間ｔ６〜ｔ７）、制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ｂ、及び５ｃをオン状態とする。これにより、コンバータ出力電圧からコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧が引かれるため、単相２レベルコンバータ４０は、コンバータ全体の出力電圧指令値Ｖｒｅｆに、コンデンサ１５ａ、１５ｂを加算した差分電圧を、制御部１５０によるパルス幅変調制御により出力する。

このように、本実施形態にかかる制御部１５０は、単相３レベルコンバータ５０に含まれるスイッチングデバイス５ａ〜５ｆを、所定電圧単位（閾値±Ｖｔｈｒ２、閾値±Ｖｔｈｒ１）で制御する。そして、制御部１５０は、所定電圧より小さい出力電圧の変化に対応して、単相２レベルコンバータ４０に含まれるスイッチングデバイス４ａ〜４ｄを制御する。

以上の制御を実施することで、本実施形態にかかる電力変換装置１１は、コンバータ出力電圧の１周期において、単相３レベルコンバータ５０のスイッチングデバイス５ａ、５ｂのスイッチング回数を１回、スイッチングデバイス５ｃ、５ｄのスイッチング回数を２回、スイッチングデバイス５ｅ、５ｆのスイッチング回数を４回と少なくできる。なお、本実施形態は、スイッチング回数を４回に制限するものではなく、閾値の数等によってスイッチング回数が変化する。閾値を少なくすることで、スイッチング回数をより少なくできる。例えば、スイッチング回数が１〜３回等であっても良い。

図７は、実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１における各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。図７には、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ７０１と、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧を変化させる変調波７０２と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧を変化させる変調波７０３と、コンデンサ１５ａの入出力エネルギー７０４と、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギー７０５と、コンデンサ１４の入出力エネルギー７０６と、が示されている。

上述した単相３レベルコンバータ５０の指令値電圧に従って出力される単相３レベルコンバータ５０の出力電圧を変化させる変調波７０２と、上述した単相２レベルコンバータ４０の指令値電圧に従って出力される単相２レベルコンバータ４０の出力電圧を変化させる変調波７０３と、を組み合わせることで、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆを実現できる。

そして、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧を切り替える位相のうち、（フィルタ）コンデンサの半電圧（つまりコンデンサ１５ａ、１５ｂのうちいずれか一方を用いる）に上昇させる位相αとし、（フィルタ）コンデンサの全電圧（つまりコンデンサ１５ａ、１５ｂの両方を用いる）に上昇させる位相βとする。さらに（フィルタ）コンデンサの全電圧（つまりコンデンサ１５ａ、１５ｂの両方を用いる）から半電圧に下降させる位相π―βとし、（フィルタ）コンデンサの半電圧（つまりコンデンサ１５ａ、１５ｂのいずれか一方を用いる）から‘０’に下降させる位相π―αとする。なお、π〜２πで行われる切り替えについては、コンバータの出力電圧基本波の１周期の０〜πとπ〜２πとの間に、正負が逆転した反対称性があることから、上述した説明から導出できるため説明を省略する。

ところで、単相２レベルコンバータ４０の（直流）コンデンサ１４の充放電エネルギーは、コンバータの出力電圧基本波の半周期で‘０’になる必要がある。このため、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ電圧（２個直列に接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂの両端電圧）をＶｄｃ、マルチレベルコンバータ電圧の交流出力電圧ピーク値をＶＰとすると、位相αと位相βの制約条件は下記の式（１）を満たす必要がある。

ｃｏｓα＋ｃｏｓβ＝（π／２）（Ｖｐ／Ｖｄｃ）…（１）

以上の条件を満たすような位相α、βを選ぶと、各コンデンサ１４は、図７で示したような１周期の入出力エネルギー変化となる。次に入出力エネルギー変化について具体的に説明する。

位相０〜αにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧‘０’であるが、主電動機３の利用によりコンデンサ１５ａ、１５ｂの入出力エネルギーは減少していく。一方、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は正であり、主電動機３の利用量より上回るため、微少ではあるが、コンデンサ１４の入出力エネルギーは徐々に増加していく。なお、位相０〜πまでは、電流が正となる。

位相α〜βにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧が半電圧となり、コンデンサ１５ａにのみ電力（出力電圧が正であり且つ電流が正であるために正の電力）が供給されるため、コンデンサ１５ａの入出力エネルギーが増加し、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギーは減少していく。一方、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は途中で負から正に切り替わるため、当該途中までは、コンデンサ１４の入出力エネルギーは徐々に減少し、当該途中からは徐々に増加していく。

位相β〜π―βにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧が全電圧となり、コンデンサ１５ａ、１５ｂに電力が供給されるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの入出力エネルギーは共に増加する。一方、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は常に負のため、コンデンサ１４の入出力エネルギーは減少していく。

位相π―β〜π―αにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧が半電圧となり、コンデンサ１５ａにのみ電力が供給されるため、コンデンサ１５ａの入出力エネルギーが増加し、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギーは減少していく。一方、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は途中で正から負に切り替わるため、当該途中までは、コンデンサ１４の入出力エネルギーは途中まで増加した後、当該途中から徐々に減少する。

位相π―α〜π＋αにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧‘０’であるが、主電動機３の利用によりコンデンサ１５ａ、１５ｂの入出力エネルギーは減少していく。一方、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は途中（π）で正から負に切り替わるが、当該途中で電流も正から負に切り替わる。このため、コンデンサ１４の入出力エネルギーは徐々に増加していく。

位相π＋α〜π＋βにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧が負の半電圧となり、コンデンサ１５ｂにのみ電力（出力電圧が負であり且つ電流が負であるために正の電力）が供給されるため、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギーが増加し、コンデンサ１５ａの入出力エネルギーは減少していく。一方、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は途中で正から負に切り替わり且つ電流は常に負であるため、当該途中までは、コンデンサ１４の入出力エネルギーは徐々に減少し、当該途中からは徐々に増加していく。

位相π＋β〜２π―βにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧が全電圧となり、コンデンサ１５ａ、１５ｂに電力が供給されるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの入出力エネルギーは共に増加する。一方、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は常に正であり電流が常に負のため、コンデンサ１４の入出力エネルギーは減少していく。

位相２π―β〜２π―αにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧が半電圧となり、コンデンサ１５ｂにのみ電力が供給されるため、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギーが増加し、コンデンサ１５ａの入出力エネルギーは減少していく。一方、電流が負の状態で、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は途中で負から正に切り替わるため、当該途中までは、コンデンサ１４の入出力エネルギーは途中まで増加した後、当該途中から徐々に減少する。

位相２π―α〜２πにおいては、単相３レベルコンバータ５０において出力電圧‘０’であるため、コンデンサ１５ａ、１５ｂの入出力エネルギーは減少していく。一方、単相２レベルコンバータ４０において出力電圧は常に負のため、コンデンサ１４の入出力エネルギーは徐々に増加していく。

そして、位相２πでコンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４の入出力エネルギーが‘０’となる。この場合に、各コンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４の出力電圧１周期の間の入力エネルギーと出力エネルギーとが均衡していることになる。入力エネルギーと出力エネルギーとが均衡することとは、１周期前のコンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４が保持している電圧値と、１周期後のコンデンサ１５ａ、１５ｂ、１４が保持している電圧値と、が一致することを意味する。

これは、コンデンサでは、Ｅ＝１／２ＣＶ^２（エネルギーＥ、コンデンサの静電容量Ｃ、電圧値Ｖ）が成り立つことに基づく。

このように、単相３レベルコンバータ５０の（フィルタ）コンデンサ１５ａは位相α〜π−α、及び位相π＋β〜２π−βで交流側に接続されて充電される。一方、（フィルタ）コンデンサ１５ｂは、位相β〜π−β、及び位相π＋α〜２π−αで交流側に接続されて充電される。

そして、本実施形態では、全電圧や半電圧に切り替える位相を調整して、入力エネルギー＞出力エネルギー、又は入力エネルギー＜出力エネルギーとすることで、コンデンサ１４、１５ａ、１５ｂの電圧値を調整できる。次に、コンデンサ１４、１５ａ、１５ｂに充電される電圧値を調整するための構成について説明する。

図８は、制御部１５０が備える構成を示したブロック図である。図８に示されるように、制御部１５０は、電力制御部８０１と、電流検出部８０２と、電流制御部８０３と、マルチレベル出力電力指令部８０４と、位相制御部８０５と、波形制御部８０６と、差分電圧制御部８０７と、を備える。

電力制御部８０１は、主電動機３を動作させるための電力制御を行う。

電流検出部８０２は、単相２レベルコンバータ４０、及び単相３レベルコンバータ５０で流れている電流値を検出する。このために図１に示す回路上に電流値を検出するための（図示しない）構成が設けられている。

電流制御部８０３は、電流検出部８０２の検出結果に基づいて、電力制御部８０１で制御された電力が出力されるよう、電流値を制御する。

マルチレベル出力電力指令部８０４は、マルチレベルコンバータ１が制御通りに電圧を出力できるように、各コンデンサ１４、１５ａ、１５ｂの指令値電圧を出力する。

位相制御部８０５は、単相２レベルコンバータ４０が有するコンデンサ１４の電圧値、及び単相３レベルコンバータ５０が有する２個直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値を調整するために、マルチレベル出力電力指令部８０４により出力される指令値電圧と、電圧検出部５１、５２ａ、５２ｂにより検出される電圧値により、単相３レベルコンバータ５０の全電圧及び半電圧に切り替える位相を制御（調整）する。

本実施形態にかかる位相制御部８０５は、単相２レベルコンバータ４０が有するコンデンサ１４の電圧値、及び単相３レベルコンバータ５０が有する２個直列接続されたコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値を調整する際、５段階で調整可能とする位相のうち、全電圧に上昇させる位相（β）と半電圧に上昇させる位相（α）とを、それぞれ異なるコンデンサの電圧値の調整に割り当てる。なお、位相制御の詳細については後述する。

波形制御部８０６は、位相制御部８０５より調整された位相と指令値電圧とに基づいて、単相３レベルコンバータ５０が有する（可制御）スイッチングデバイス５ａ〜５ｆをオン／オフを制御する。これにより、単相３レベルコンバータ５０が、マルチレベルコンバータ１のコンバータ出力電圧の土台となる階段波形を作成できる。

また、差分電圧制御部８０７は、単相２レベルコンバータ４０が有する可制御スイッチング４ａ〜４ｄをオン／オフを制御する。その際に、差分電圧制御部８０７は、単相２レベルコンバータ４０が、単相３レベルコンバータ５０の階段波形とマルチレベルコンバータ１の出力電圧の差分電圧を補償できるように、（可制御）スイッチングデバイス４ａ〜４ｄに対して高速スイッチング制御を行う。

次に、本実施形態にかかる制御部１５０における、コンデンサの電圧値を調整するための処理について説明する。図９は、本実施の形態にかかる制御部１５０における上述した処理の手順を示すフローチャートである。

まず、電圧検出部（第１の電圧検出部５１、第２の電圧検出部５２ａ、及び第３の電圧検出部５２ｂ）が、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値、及び単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値を検出する（ステップＳ９０１）。そして、検出された電圧値は、位相制御部８０５に入力される。

そして、位相制御部８０５は、単相２レベルコンバータ４０が有するコンデンサ１４の電圧値が、使用するために適切な電圧値から、所定の設定値（例えば１０％）以上の差が生じたか否かを判定する（ステップＳ９０２）。

使用するために適切な電圧値から所定の設定値（例えば１０％）以上の差が生じた場合（ステップＳ９０２：Ｙｅｓ）、位相制御部８０５は、位相αの調整で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値制御を行い、位相βの調整で、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値制御を行う（ステップＳ９０５）。例えば、使用するために適切な電圧値の９０パーセント、１１０パーセントを基準値として設定し、当該９０パーセントの基準値を下回ったり、１１０パーセントの基準値を上回った場合に電圧値制御を行う。以下に、９０パーセントの基準値を下回った場合について説明する。ステップＳ９０５では、位相β及び位相αの両方を調整するが、説明を容易にするために、位相βを用いた電圧値の調整と、位相αを用いた電圧値の調整と、をわけて説明する。まずは、ステップＳ９０５における、位相βを調整して、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサの電圧値制御の行う例について説明する。

図１０は、本実施形態において位相βをδ_βだけ遅らせた場合の各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。

図１０に示す例では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ１００１と、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧を変化させる変調波１００２と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧を変化させる変調波１００３と、コンデンサ１５ａの入出力エネルギー１００４と、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギー１００５と、コンデンサ１４の入出力エネルギー１００６と、が示されている。

位相βをδ_βだけ遅らせることで、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５Ｂの全電圧で出力している期間１０１１、１０１２が短縮される。一方、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４においては、期間１０１１、１０１２は、放電期間である。このため、の期間１０１１、１０１２が短縮されると、単相２レベルコンバータ４０の（直流）コンデンサ１４の充電期間が延長されることになる。このため、単相２レベルコンバータは、１周期での入出力エネルギー収支がΔＥ_１だけ正となる。換言すれば、単相２レベルコンバータのコンデンサ１４は、ΔＥ_１＝ＣＶ^２のＶに対応する電圧値だけ上昇する。これにより、制御部１５０は、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値を、使用するために適切な値まで上昇させることができる。

なお、期間１０１１、１０１２の変更により、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値等も少し変化するが、当該変化は位相α等を制御することで調整可能とする。つまり、本実施形態において、位相α及び位相βの両方で調整可能ということは、２つの自由度で調整可能と言うことを意味するため、１つの位相のみ調整可能な場合よりも、より適切な調整を可能としている。

また、単相２レベルコンバータ４０の（直流）コンデンサ１４の電圧値を調整するために位相βを用いたのは、図７のコンデンサ１４の入出力エネルギーの遷移を参照すればわかるように、位相βを利用した方が、入出力エネルギーをより大きく調整できるためである。つまり、本実施形態では、コンデンサ１４の電圧値が１０パーセント以上の差が生じた場合、コンデンサ１４の電圧値を早急に調整する必要があるものとして、位相βを用いて制御を行うこととした。次に位相の調整係数δ_βを求める構成について説明する。

図１１は、位相制御部８０５内で位相の調整係数δ_βを求める構成の一例を示した図である。図１１に示されるように、演算部１１０１と、乗算器１１０２と、ＰＩ制御部１１０３と、を備えている。

演算部１１０１は、コンデンサ１４の指令値電圧から、第１の電圧検出部５１で検出された電圧値を減算する。

そして、乗算器１１０２が、演算部１１０１で求められた差分に対して、電力極性を乗算する。電力極性とは、電源１００から主電動機３に電力を供給している場合に正‘＋１’となり、主電動機３から回生エネルギーを得ている場合に負‘−１’となる。

そして、ＰＩ制御部１１０３が、乗算器１１０２による演算結果に対してＰＩ制御を行うことで、位相の調整係数δ_βを算出する。そして、算出された位相の調整係数δ_βが波形制御部８０６に出力される。これにより、位相の調整係数δ_βを考慮して全電圧の立ち上げ制御等が行われる。なお、ＰＩ制御に用いるゲイン等は、コンデンサ１４の特性等に基づいて適切な値が設定される。

これにより、ステップＳ９０５における位相βの調整で、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値制御が実現できる。次に、ステップＳ９０５における位相αの調整で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値制御を行う場合について説明する。

図１２は、本実施形態において、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値を調整するために、位相αをδ_γα１だけ遅らせるとともに、位相π＋αをδ_γα２だけ早めた場合の各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。

図１２に示す例では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ１７０１と、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧を変化させる変調波１７０２と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧を変化させる変調波１７０３と、コンデンサ１５ａの入出力エネルギー１７０４と、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギー１７０５と、コンデンサ１４の入出力エネルギー１７０６と、が示されている。

図１２に示されるように、出力電圧の正側半周期で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの全電圧を出力する位相αをδ_γα１だけ遅らせるため、半電圧で出力している期間１７１１、１７１２が短縮される。一方、出力電圧の負側半周期で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの全電圧を出力する位相π＋αをδ_γα２だけ早めることで、全電圧で出力している期間１７１３、１７１４が延長される。これにより、コンデンサ１５ａの単独充電期間が延長され、コンデンサ１５ｂの単独充電期間が短縮される。このため、コンデンサ１５ａにおいて１周期でのエネルギー収支がΔＥ_４だけ正となり、コンデンサ１５ｂにおいて１周期でのエネルギー収支がΔＥ_４だけ負となる。よって、コンデンサ１５ａの電圧値が上昇し、コンデンサ１５ｂの電圧値が低下する。これにより、位相αを調整した場合にでも単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値に調整を可能とする。

図１３は、位相制御部８０５内で位相の調整係数δ_γα１と調整係数δ_γα２とを求める構成の一例を示した図である。図１３に示されるように、演算部１８０１と、乗算器１８０２と、ＰＩ制御部１８０３と、ＰＩ制御部１８０４と、を備えている。

演算部１８０１は、第３の電圧検出部５２ｂで検出された電圧値から、第２の電圧検出部５２ａで検出された電圧を減算する。これにより、コンデンサ１５ａとコンデンサ１５ｂとの差分電圧が求められる。

そして、乗算器１８０２が、演算部１８０１で求められた差分電圧に対して、電力極性を乗算する。

その後、ＰＩ制御部１８０３が、乗算器１８０２による演算結果に対してＰＩ制御を行うことで、位相の調整係数δ_γα１を算出する。一方、ＰＩ制御部１８０４が、乗算器１８０２による演算結果に対してＰＩ制御を行うことで、位相の調整係数δ_γα２を算出する。そして、算出された位相の調整係数δ_γα１及び調整係数δ_γα２が波形制御部８０６に出力される。

また、位相の調整係数δ_γα１及び調整係数δ_γα２の算出手法は、図１３に示す構成に制限するものではない。図１３に示す例では、コンデンサ１５ａの電圧値とコンデンサ１５ｂの電圧値とのバランスを調整する場合にはよいが、コンデンサ１５ａの電圧値とコンデンサ１５ｂの電圧値との平均値が、使用するために適切な所定の電圧値とならない場合には、位相の調整係数δ_γα１及び調整係数δ_γα２をそれぞれ異なる構成で算出した方が好ましい。そこで、位相の調整係数δ_γα１及び調整係数δ_γα２をそれぞれ異なる構成で調整する例について説明する。

図１４は、位相制御部８０５内で位相の調整係数δ_γα１と調整係数δ_γα２とを求める構成の一例を示した図である。図１４に示されるように、演算部１９０１と、乗算器１９０２と、ＰＩ制御部１９０３と、演算部１９１１と、符号反転器１９１２と、乗算器１９１３と、ＰＩ制御部１９１４と、を備えている。

演算部１９０１は、コンデンサ１５ａの指令値電圧から、第２の電圧検出部５２ａで検出された電圧値を減算して、差分電圧値を算出する。そして、乗算器１９０２が、演算部１６０１で求められた差分電圧に対して、電力極性を乗算する。そして、ＰＩ制御部１９０３が、乗算器１９０２による演算結果に対してＰＩ制御を行うことで、位相の調整係数δ_γα１を算出する。

一方、演算部１９１１は、コンデンサ１５ｂの指令値電圧から、第３の電圧検出部５２ｂで検出された電圧値を減算して、差分電圧値を算出する。そして、符号反転部１９１２が、算出された差分電圧値の符号を反転する。そして、乗算器１９１３が、符号反転部１９１２に符号が反転された後の差分電圧値に対して、電力極性を乗算する。そして、ＰＩ制御部１９１４が、乗算器１９１３による演算結果に対してＰＩ制御を行うことで、位相の調整係数δ_γα２を算出する。

そして、算出された位相の調整係数δ_γα１及び調整係数δ_γα２が波形制御部８０６に出力される。これにより、調整係数δ_γα１及び調整係数δ_γα２をそれぞれ異なる構成で調整することができる。

図９に戻り、ステップＳ９０２で、位相制御部８０５が、コンデンサ１４について、使用するために適切な電圧値か所定の設定値（例えば１０パーセント）以上の差が生じていないと判定した場合（ステップＳ９０２：Ｎｏ）、さらに、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値と、使用するために適切な電圧値との差が、所定の閾値より小さいか否かを判定する（ステップＳ９０３）。

位相制御部８０５が、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値と、所定の電圧値との差が、所定の閾値より小さくないと判定した場合（ステップＳ９０３：Ｎｏ）、位相制御部８０５は、位相βの調整で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値制御を行い、位相αの調整で、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値制御を行う（ステップＳ９０４）。つまり、本実施形態では、通常の制御として、静電容量が大きいコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値制御に、位相βを用い、静電容量が小さいコンデンサ１４の電圧値制御に、位相αを用いる。以下に電圧値制御について説明するが、説明を容易にするために、位相βを用いた電圧値の調整と、位相αを用いた電圧値の調整と、を分けて説明する。まずは位相αを用いて、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサの電圧値制御の行う例について説明する。

図１５は、本実施形態において、コンデンサ１４の電圧値を調整するために、位相αをδ_αだけ遅らせた場合の各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。

図１５に示す例では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ１２０１と、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧を変化させる変調波１２０２と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧を変化させる変調波１２０３と、コンデンサ１５ａの入出力エネルギー１２０４と、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギー１２０５と、コンデンサ１４の入出力エネルギー１２０６と、が示されている。

図１５に示されるように、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの全電圧を出力する位相αをδ_αだけ遅らせるため、半電圧で出力している期間１２１１、１２１２、１２１３、１２１４が短縮される。一方、位相０〜αでは、コンデンサ１４の入出力エネルギーは徐々に増加していくため、位相αをδ_αだけ遅らせることで、コンデンサ１４の入力エネルギーが増加する。また、同様に、位相π―（α＋δ_α）〜π＋（α＋δ_α）間でもコンデンサ１４に入力エネルギーが増加する。したがって、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの半電圧を出力する位相αをδ_αだけ遅らせた場合、単相２レベルコンバータ４０の（直流）コンデンサ１４の充電期間が延長されるため、１周期でのエネルギー収支がΔＥ_２だけ正となる。これにより、コンデンサ１４の電圧値が上昇する。

図１６は、位相制御部８０５内で位相の調整係数δ_αを求める構成の一例を示した図である。図１６に示されるように、演算部１３０１と、乗算器１３０２と、ＰＩ制御部１３０３と、を備えている。

演算部１３０１は、コンデンサ１４の指令値電圧から、第１の電圧検出部５１で検出された電圧を減算して差分を算出し、乗算器１３０２が、演算部１３０１で求められた差分に対して、電力極性を乗算する。

そして、ＰＩ制御部１３０３が、乗算器１３０２による演算結果に対してＰＩ制御を行うことで、位相の調整係数δ_αを算出する。そして、算出された位相の調整係数δ_αが波形制御部８０６に出力される。

そして、位相αを調整することで、コンデンサ１４の電圧値を制御する一方で、位相βを調整することで、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値を調整する。

図１７は、本実施形態において、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値を調整するために、位相βをδ_γβ１だけ遅らせるとともに、位相π＋βをδ_γβ２だけ早めた場合の各コンバータの出力電圧を変化させる変調波、及び各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。

図１７に示す例では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ１４０１と、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧を変化させる変調波１４０２と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧を変化させる変調波１４０３と、コンデンサ１５ａの入出力エネルギー１４０４と、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギー１４０５と、コンデンサ１４の入出力エネルギー１４０６と、が示されている。

図１７に示されるように、出力電圧の正側半周期で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの全電圧を出力する位相βをδ_γβ１だけ遅らせるため、全電圧で出力している期間１４５１が短縮される。一方、出力電圧の負側半周期で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの全電圧を出力する位相π＋βをδ_γβ２だけ早めることで、全電圧で出力している期間１４５２が延長される。これにより、コンデンサ１５ａの単独充電期間が延長され、（フィルタ）コンデンサ１５ｂの単独充電期間が短縮されるため、コンデンサ１５ａにおいて１周期でのエネルギー収支がΔＥ_３だけ正となり、コンデンサ１５ｂにおいて１周期でのエネルギー収支がΔＥ_３だけ負となる。よって、コンデンサ１５ａの電圧値が上昇し、コンデンサ１５ｂの電圧値が低下する。

図１８は、位相制御部８０５内で位相の調整係数δ_γβ１と調整係数δ_γβ２とを求める構成の一例を示した図である。図１８に示されるように、演算部１５０１と、乗算器１５０２と、ＰＩ制御部１５０３と、ＰＩ制御部１５０４と、を備えている。なお、図１８に示す構成例では、コンデンサ１５ａの電圧値とコンデンサ１５ｂの電圧値との平均値が、使用するために適切な所定の電圧値となる場合とする。例えば、コンデンサ１５ａ、１５ｂでは１５００Ｖが最も望ましい電圧値である場合に、コンデンサ１５ａが１４００Ｖであり、コンデンサ１５ｂが１６００Ｖであることが考えられる。なお、図１８に示す構成例は、図１３と同様に、コンデンサ１５ａ、１５ｂの間の電圧値のバランスをとるための構成とする。なお、実行する処理も図１５と同様として説明を省略する。

また、位相の調整係数δ_γβ１及び調整係数δ_γβ２の算出手法は、図１８に示す構成に制限するものではない。図１８に示す例では、コンデンサ１５ａの電圧値とコンデンサ１５ｂの電圧値とのバランスを調整する場合にはよいが、コンデンサ１５ａの電圧値とコンデンサ１５ｂの電圧値との平均値が、使用するために適切な所定の電圧値とならない場合には、位相の調整係数δ_γβ１及び調整係数δ_γβ２をそれぞれ異なる構成で算出した方が好ましい。この場合、例えば図１９の構成で調整する。

図１９は、位相制御部８０５内で位相の調整係数δ_γβ１と調整係数δ_γβ２とを求める構成の一例を示した図である。図１９に示されるように、演算部１６０１と、乗算器１６０２と、ＰＩ制御部１６０３と、演算部１６１１と、符号反転器１６１２と、乗算器１６１３と、ＰＩ制御部１６１４と、を備えている。

演算部１６０１は、コンデンサ１５ａの指令値電圧から、第２の電圧検出部５２ａで検出された電圧値を減算して、差分電圧値を算出する。そして、乗算器１６０２が、演算部１６０１で求められた差分電圧に対して、電力極性を乗算する。そして、ＰＩ制御部１６０３が、乗算器１６０２による演算結果に対してＰＩ制御を行うことで、位相の調整係数δ_γβ１を算出する。

一方、演算部１６１１は、コンデンサ１５ｂの指令値電圧から、第３の電圧検出部５２ｂで検出された電圧値を減算して、差分電圧値を算出する。そして、符号反転部１６１２が、算出された差分電圧値の符号を反転する。そして、乗算器１６１３が、符号反転部１６１２に符号が反転された後の差分電圧値に対して、電力極性を乗算する。そして、ＰＩ制御部１６１４が、乗算器１６１３による演算結果に対してＰＩ制御を行うことで、位相の調整係数δ_γβ２を算出する。

そして、算出された位相の調整係数δ_γβ１及び調整係数δ_γβ２が波形制御部８０６に出力される。

図９に戻り、ステップＳ９０３で、位相制御部８０５が、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値と、使用するために適切な電圧値との差が、所定の閾値より小さいと判定した場合（ステップＳ９０３：Ｙｅｓ）、位相制御部８０５は、位相αの調整で、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値制御を行い、位相βの調整で、単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値制御を行う（ステップＳ９０５）。

ステップＳ９０３において、所定の閾値より小さいと判定した際（ステップＳ９０３：：Ｙｅｓ）、ステップＳ９０５では、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値がほぼ理想通りとみなし、位相βをコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値の調整に用いる必要はないものとし、位相αをコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値の調整に用いることとした。なお、位相βで２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値制御、及び位相αでコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値の調整は、上述した通りとして説明を省略する。

上述した実施形態では、５段階に電圧が切り替わる単相３レベルコンバータ５０の位相を制御することで、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値、及び単相２レベルコンバータ４０のコンデンサ１４の電圧値を制御することができる。

これにより、本実施形態にかかるマルチレベルコンバータ１は、指令通りに電圧を出力することができるため、出力電圧の正弦波が歪むことを抑止できる。さらには、歪み等が生じることにともなう通信障害等を抑止できる。

上述した実施形態では、位相αと位相βとの両方を用いて、調整する例について説明した。しかしながら、本実施形態は、位相αと位相βとの両方を用いて調整する手法に制限するものではなく、位相α及び位相βのいずれか一方を用いて、コンデンサ１４、コンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値を調整しても良い。位相α及び位相βのいずれか一方を用いた電圧値の調整手法でも、上述した手法を用いれば良いものとして説明を省略する。

（変形例）
上述した実施形態では、位相α、βを調整することで、コンデンサ１４、１５ａ、１５ｂの電圧値を制御する場合について説明した。しかしながら、コンデンサ１４、１５ａ、１５ｂの電圧値を制御する際に、位相α、βを調整することに制限するものではない。

そこで変形例では、制御部１５０が、波形制御部８０６及び差分電圧制御部８０７が変調波を調整することで、コンデンサ１４、１５ａ、１５ｂの電圧値を制御する例とする。

図２０は、変形例において、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの電圧値を調整するために変調波を切り替えた場合の各コンデンサの入出力エネルギーを示した図である。

図２０に示す例では、マルチレベルコンバータ１の出力電圧指令値Ｖｒｅｆ２００１と、単相３レベルコンバータ５０の出力電圧を変化させる変調波２００２と、単相２レベルコンバータ４０の出力電圧を変化させる変調波２００３と、コンデンサ１５ａの入出力エネルギー２００４と、コンデンサ１５ｂの入出力エネルギー２００５と、コンデンサ１４の入出力エネルギー２００６と、が示されている。

図２０に示されるように、単相３レベルコンバータ５０の変調波を制御し、出力される電圧の切り替え制御を行う。同様に、単相２レベルコンバータ４０の変調波を制御し、出力される電圧の切り替え制御を行う。

これら変調波の制御により、コンデンサ１４、１５ａ、１５ｂの充電期間、及び放電期間を制御することができる。これにより、コンデンサ１４、１５ａ、１５ｂの電圧値を制御できる。

ただし、本変形例は、電圧の切り替えを、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの半電圧および全電圧出力時のそれぞれ１度だけスイッチングを行う例とする。この場合、半電圧出力時の中途スイッチング位相をα１、α２とし、全電圧出力時の中途スイッチング位相をβ１、β２とする。この場合に以下に示す式（２）を満足する必要がある。

（ｃｏｓα＋ｃｏｓα２―ｃｏｓα１＋ｃｏｓβ＋ｃｏｓβ２―ｃｏｓβ１）＝（π／２）・（Ｖｃ／Ｖｄｃ）…（２）

本変形例では、上述したスイッチング制御を行うことで位相の調整幅が広がる。このため、コンデンサエネルギーリプルの低減など制御性を向上させることができる。なお、中途スイッチング位相はコンデンサ電圧の情報などを用いて決定するものとして説明を省略する。

また、本変形例では、単相３レベルコンバータ５０のコンデンサ１５ａ、１５ｂの半電圧および全電圧出力時のそれぞれ１度だけスイッチングを１回行う例について説明したが、１回に制限するものではなく複数回行っても良い。本変形例では、上述した制御を行うことで、上述した実施形態と同様の効果を得ることができる。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…マルチレベルコンバータ、２…受動素子、３…主電動機、４ａ〜４ｄ、５ａ〜５ｆ…スイッチングデバイス、６ａ〜６ｄ、８ａ〜８ｆ…ダイオード、７…双方向スイッチングデバイス、９…中性点、１０ａ…正電位導線、１０ｂ…負電位導線、１１…電力変換装置、１４、１５ａ、１５ｂ…コンデンサ、４０…単相２レベルコンバータ、５０…単相３レベルコンバータ、５１、５２ａ、５２ｂ…電圧検出部、１００…交流電源、１５０…制御部、８０１…電力制御部、８０２…電流検出部、８０３…電流制御部、８０４…マルチレベル出力電力指令部、８０５…位相制御部、８０６…波形制御部、８０７…差分電圧制御部

Claims (6)

1. 単相交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
   コンデンサを有すると共に、前記コンデンサと並列に、自己消弧能力を有する第１の可制御スイッチングデバイス及び第２の可制御スイッチングデバイスが、前記単相交流電力を供給する電源と接続される第１の接続点を介して２個直列に接続され、前記コンデンサと並列に、第３の可制御スイッチングデバイス及び第４の可制御スイッチングデバイスが、第２の接続点を介して２個直列に接続され、可制御スイッチングデバイス毎にダイオードが逆並列に接続される単相２レベルコンバータと、
   ２個直列接続されたコンデンサを有すると共に、前記２個直列接続されるコンデンサと並列に、第５の可制御スイッチングデバイス及び第６の可制御スイッチングデバイスが、前記第２の接続点と接続される第３の接続点を介して２個直列に接続され、前記２個直列接続されるコンデンサと並列に、第７の可制御スイッチングデバイス及び第８の可制御スイッチングデバイスが、第４の接続点を介して２個直列に接続され、前記第４の接続点から中性点までの経路上に、第９の可制御スイッチングデバイスと第１０の可制御スイッチングデバイスとを逆極性に直列接続する双方向スイッチが設けられ、可制御スイッチングデバイス毎にダイオードが逆並列に接続される単相３レベルコンバータと、
   前記単相２レベルコンバータが有する前記コンデンサの電圧値、又は前記単相３レベルコンバータが有する２個直列接続されたコンデンサの電圧値を検出する電圧検出部と、
   前記電圧検出部が検出した、前記単相２レベルコンバータが有する前記コンデンサの電圧値、及び前記単相３レベルコンバータが有する２個直列接続されたコンデンサの電圧値に基づいて、前記単相３レベルコンバータの出力周期内で、前記単相３レベルコンバータの出力電圧を５段階で調整可能とする、当該単相３レベルコンバータが有する前記可制御スイッチングの切り替えタイミングを表した位相を制御する制御部と、
   を備える車両用電力変換装置。
2. 前記制御部は、さらに、前記単相２レベルコンバータが有する前記コンデンサの電圧値、及び前記単相３レベルコンバータが有する２個直列接続されたコンデンサの電圧値を調整する際、前記５段階で調整可能とする前記位相のうち、全電圧に上昇させる位相と半電圧に上昇させる位相とを、それぞれ異なるコンデンサの電圧値の調整に割り当てる、
   請求項１に記載の車両用電力変換装置。
3. 前記制御部は、さらに、前記全電圧に上昇させる位相を、前記単相３レベルコンバータが有する２個直列接続されたコンデンサの電圧値の調整に割り当て、前記半電圧に上昇させる位相を、前記単相２レベルコンバータが有するコンデンサの電圧値の調整に割り当てる、
   請求項２に記載の車両用電力変換装置。
4. 前記制御部は、さらに、前記単相２レベルコンバータが有するコンデンサの電圧値が所定の第１の基準値を下回った場合に、前記全電圧に上昇させる位相を、前記単相２レベルコンバータが有するコンデンサの電圧値の調整に割り当てる、
   請求項３に記載の車両用電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記単相３レベルコンバータが有する２個直列接続されたコンデンサの各々の電圧値を調整する際に、１周期のうち、第１の半周期を一方のコンデンサの電圧値を調整するために位相を制御し、第２の半周期を他方のコンデンサの電圧値を調整するために位相を制御する、
   請求項２又は３に記載の車両用電力変換装置。
6. 前記制御部は、
   前記単相３レベルコンバータが有する２個直列接続されたコンデンサのうち、いずれか一方の電圧値が、当該コンデンサを使用可能な基準値として定められた第２の基準値より大きくなり、いずれか他方の電圧値が、前記第２の基準値より小さくなった場合に、前記５段階で調整可能とする前記位相のうち、全電圧に上昇させる位相及び半電圧に上昇させる位相のうちいずれか一方を用いて、前記２個直列接続されたコンデンサの各々の電圧値が、前記所定の第２の基準値に近づくように制御する、
   請求項１乃至５のいずれか１つに記載の車両用電力変換装置。

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