KR20150038116A - 전력변환장치 - Google Patents

전력변환장치 Download PDF

Info

Publication number
KR20150038116A
KR20150038116A KR1020157004143A KR20157004143A KR20150038116A KR 20150038116 A KR20150038116 A KR 20150038116A KR 1020157004143 A KR1020157004143 A KR 1020157004143A KR 20157004143 A KR20157004143 A KR 20157004143A KR 20150038116 A KR20150038116 A KR 20150038116A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
capacitor
switching device
converter
phase
level converter
Prior art date
Application number
KR1020157004143A
Other languages
English (en)
Other versions
KR101724217B1 (ko
Inventor
유우스케 고노
요스케 나카자와
켄타로 스즈키
류타 하세가와
토모유키 마키노
Original Assignee
가부시끼가이샤 도시바
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 가부시끼가이샤 도시바 filed Critical 가부시끼가이샤 도시바
Publication of KR20150038116A publication Critical patent/KR20150038116A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101724217B1 publication Critical patent/KR101724217B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/322—Means for rapidly discharging a capacitor of the converter for protecting electrical components or for preventing electrical shock
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Electric Propulsion And Braking For Vehicles (AREA)

Abstract

전력변환장치는 제2 컨버터에 접속된 제1 컨버터를 포함한다. 제1 컨버터는 제1 커패시터를 포함하고 제2 컨버터는 제3 커패시터에 직렬 접속된 제2 커새피터를 포함한다. 이 커패시터들은 각각의 저항과 병렬로 접속된다. 또한 전력변환장치는 제1 컨버터에 접속되고 제2 컨버터에 직렬 접속된 바이패스 스위치를 포함한다. 제어모듈은 제1 컨버터, 제2 컨버터, 및 바이패스 스위치의 동작에 의해 단상 출력 전압을 제어하도록 설정된다.

Description

전력변환장치{POWER CONVERSION APPARATUS}
본 명세서의 실시형태들은 일반적으로 전력변환장치에 관한 것이다.
종래, 컨버터는 흔히 다이오드 클램프-타입 3-레벨 회로를 포함한다. 그와 같은 컨버터에 있어서, 실리콘 카바이드 소자와 같은 저손실 장치를 사용하여 컨버터 장치를 소형화하는 것이 요구되어 왔다. 그러나, 현재 이용 가능한 실리콘 카바이드 소자들 중에는, 높은 전압에 견디는 소자가 알려져 있지 않다. 따라서, 실리콘 카바이드를 직렬로 배열하거나, 실리콘 카바이드 소자가 기존 실리콘 소자와 결합되는 멀티-레벨화(multi-leveling)를 채택하는 것이 필요하다. 이 두 가지 방법 중에서, 소자를 직렬 배치하는 것은 저항 손실의 증가, 전체 소자 수의 증가 및 밸런스 제어의 필요와 같은 문제가 있다. 따라서, 멀티레벨화가 소자들의 직렬 배치보다 더 실용적으로 보인다.
멀티-레벨화 기술에 있어서, 출력 전압의 레벨 수에 대해 스위칭 소자들의 수를 감소시킬 수 있는 방법으로서 플라잉 커패시터(flying capacitor) 방식이 제안되어 있다. 그러나, 그와 같은 방법에서도 커패시터의 수는 증가한다.
멀티-레벨화 장치에서 커패시터의 수가 증가하는 것을 제한하기 위해 다이오드 클램핑 방식이 제안되어 있다. 다이오드 클램핑 방식에서, 필터 커패시터 전압을 갖는 밸런스 회로가 필요하며 따라서 컨버터의 크기가 증가할 가능성이 있다. 다이오드 클램핑 방식 외에, 다른 방법으로는 단상 풀-브리지(full-bridge) 컨버터(인버터)의 교류(AC) 입/출력 점들이 직렬 접속되는 캐스케이드(cascade) 방식과 계조(gray scale) 제어 방식이 있다.
종래 기술에서는, 높은 전압에 견디면서 커패시터의 수를 감소시킬 수 있지만, 스위칭 소자의 수는 출력 전압의 레벨의 수에 따라 증가하므로, 컨버터 장치의 소형화가 어렵다.
따라서, 복수의 상이한 레벨 컨버터들이 직렬 접속되는 멀티레벨 컨터버를 생각할 수 있다. 그러나 레벨 컨버터의 커패시터의 과전압을 억제하는 회로가 각 레벨 컨버터를 위해 필요하게 된다. 과전압을 억제하기 위한 보호회로는 급방전을 실시하기 위한 방전 저항을 포함하지만, 보호회로는 큰 전류에 견딜 수 있는 용량을 갖는 것이 요구되므로, 상기 보호회로가 커지는 경향이 있다. 따라서, 전력변환장치의 크기를 축소하는 것이 어렵다.
본 발명에 의하면, 전력변환장치는 제2 컨버터에 접속된 제1 컨버터를 포함한다. 제1 컨버터는 제1 커패시터를 포함하고 제2 컨버터는 제3 커패시터에 직렬 접속된 제2 커패시터를 포함한다. 상기 커패시터들은 각각의 저항과 병렬로 각각 접속된다. 전력변환장치는 또한, 제1 컨버터에 병렬 접속되고 제2 컨버터에 직렬 접속된 바이패스 스위치를 포함한다. 제어모듈은 제1 컨버터, 제2 컨버터 및 바이패스 스위치를 동작시켜서 단상 출력 전압을 제어하도록 구성된다.
일반적으로, 또 다른 실시예에 있어서, 차량용 전력변환장치는 단상 교류 전력을 직류(DC) 전력으로 변환하기 위한 전력변환장치이다. 이 전력변환장치는 단상 2-레벨 컨버터, 단상 3-레벨 컨버터, 및 쌍방향 바이패스 스위치를 포함한다. 단상 2-레벨 컨버터는 커패시터를 포함한다. 단상 2-레벨 컨버터에서는, 자기 소호(arc-extinguishing) 능력을 갖는 제1 스위칭 장치 및 제2 스위칭 장치가 상기 커패시터에 병렬 배치되고, 또한 단상 교류 전력을 공급하는 전원에 접속된 제1 접속점을 통해 직렬 2-소자로서 접속되며, 제3 스위칭 장치 및 제4 스위칭 장치는 상기 커패시터에 병렬 배치되고 제2 접속점을 통해서 직렬 2-소자로서 접속되며, 스위칭 장치마다 다이오드가 역방향 병렬 접속된다. 단상 3-레벨 컨버터는 직렬 접속된 2개의 커패시터를 포함한다. 단상 3-레벨 컨버터에서는, 제5 스위칭 장치 및 제6 스위칭 장치가 상기 직렬-접속된 커패시터들에 병렬 배치되고 또한 제2 접속점에 접속된 제3 접속점을 통해서 직렬 2-소자로서 접속되며, 제7 스위칭 장치 및 제8 스위칭 장치가 직렬 2-소자로서 접속된 커패시터들에 병렬 배치되고 또한 제4 접속점을 통해서 직렬 2-소자로서 접속되며, 제9 스위칭 장치 및 제10 스위칭 장치가 반대 극성으로 직렬 접속된 쌍방향 스위치가 제4 접속점으로부터 중성점까지의 경로 상에 제공되며, 스위칭 장치마다 다이오드가 역방향 병렬 접속된다. 쌍방향 바이패스 스위치에서는, 제11 스위칭 장치 및 제12 스위칭 장치가 직렬 2-소자로서 접속되고 또한 단상 2-레벨 컨버터에 병렬 배치되며, 제11 스위칭 장치에 역방향 배치된 다이오드와 제12 스위칭 장치에 역방향 병렬 배치된 다이오드는 서로 반대 극성으로 접속된다.
도 1은 제1 실시형태에 따른 전력변환장치의 멀티레벨 컨버터를 도시한다.
도 2는 제1 실시형태에 따른 멀티레벨 컨버터에 대한 출력 전압 명령에 대응하는 각 컨버터에 대한 명령치 전압을 도시한다.
도 3은 제1 실시형태에 따른 단상 2-레벨 컨버터 및 단상 3-레벨 컨버터에 포함되어 있는 각 스위칭 장치에 의해 수행된 스위치 제어를 도시한다.
도 4는 Vthr1 ≥ Vref ≥ -Vthr1의 조건이 충족되는 경우의 멀티레벨 컨버터의 단상 3-레벨 컨버터의 전류 경로를 도시한다.
도 5는 Vthr2 ≥ Vref ＞ Vthr1의 조건이 충족되는 경우의 멀티레벨 컨버터의 단상 3-레벨 컨버터의 전류 경로를 도시한다.
도 6은 Vref ＞ Vthr2의 조건이 충족되는 경우의 멀티레벨 컨버터의 단상 3-레벨 컨버터의 전류 경로를 도시한다.
도 7은 제1 실시형태에 따른 쌍방향 바이패스 스위치와 과전압 억제 회로가 동작하는 경우의 전류 경로를 도시한다.
도 8은 제1 실시형태의 변형예 1에 따른 전력변환장치에 있어서, 쌍방향 바이패스 스위치가 동작하는 경우의 전류 경로를 도시한다.
도 9는 제1 실시형태의 변형예 1에 따른 전력변환장치에 있어서, 커패시터에 과전압이 생겼을 경우의 처리 순서를 나타내는 흐름도이다.
도 10은 제1 실시형태의 변형예 2에 따른 제어모듈에 의해 수행된 제어로, 쌍방향 바이패스 스위치를 동작시키고 단상 3-레벨 컨버터의 스위칭 장치를 오프 상태로 했을 경우의 전류 경로를 도시한다.
도 11은 제2 실시형태에 따른 전력변환장치의 멀티레벨 컨버터의 구성을 도시한다.
도 12는 제2 실시형태에 따른 제어모듈이 각 커패시터의 충전을 개시하는 경우의 전류 경로를 도시한다.
도 13은 제2 실시형태에 따른 제어모듈이, 단상 2-레벨 컨버터의 커패시터의 초기 전압이 소망의 초기 전압 값에 도달했기 때문에, 단상 3-레벨 컨버터의 커패시터에만 대해 충전을 계속하는 경우의 전류 경로를 도시한다.
도 14는 제2 실시형태에 따른 전력변환장치에 있어서의 초기 충전 처리의 단계를 도시하는 흐름도이다.
도 1은 전력변환장치(11)의 멀티레벨 컨버터를 도시한다. 전력변환장치(11)는 예를 들면 자동차와 같은 차량에 탑재될 수 있다. 도 1에서와 같이, 제1 실시형태에 따른 멀티레벨 컨버터(1)에서는 단상 3-레벨 컨버터(50)와 단상 2-레벨 컨버터(40)가 직렬 접속된다.
멀티레벨 컨버터(1)는 인덕턴스 성분을 가진 수동소자(2)를 통해 전력계통 등의 교류 전원(100)에 접속된다. 멀티레벨 컨버터(1)는 단상 교류 전력을 직류 전력으로 변환한 후, 그 직류 전력을 전동기계(3)에 공급한다. 이 실시형태에서, 전력변환장치(11)가 탑재되는 차량은 제한되지 않으며, 전력변환장치(11)는 다양한 유형의 차량에 탑재 가능하다.
멀티레벨 컨버터(1)는 단상 3-레벨 컨버터(50)에서 커패시터 섹션(150)의 커패시터(15a, 15b)의 과전압을 억제하는 과전압 억제회로(130)를 포함한다. 쌍방향 바이패스 스위치(120)가 단상 2-레벨 컨터버(40)와 병렬 접속된다.
제어모듈(180)은 단상 3-레벨 컨버터(50), 단상 2-레벨 컨버터(40), 및 쌍방향 바이패스 스위치(120)를 제어한다. 제어모듈(180)을 멀티레벨 컨버터(1)의 외부에 도시하고 있지만, 제어모듈(180)은 멀티레벨 컨버터(1) 내부에 포함될 수도 있다.
단상 2-레벨 컨버터(40)는 단상 컨버터로서 스위칭 장치(4a~4d), 커패시터(14a), 저항(14c), 및 (환류) 다이오드(6a~6d)를 포함한다. 스위칭 장치(4a~4d)는 자기 턴-오프(self-turn-off) 스위칭 장치일 수 있다(예를 들면, 인젝션 강화된(injection enhanced) 게이트 트랜지스터, 게이트 턴-오프 싸이리스터(thyristors)). 이 실시형태에 따른 단상 2-레벨 컨버터(40)는 SiC(실리콘 카바이드) 장치이다. SiC 장치를 사용하면, 스위칭 손실을 감소시킬 수 있다.
단상 2-레벨 컨버터(40)에서, 스위칭 장치(4a) 및 스위칭 장치(4b)는 직렬 접속된다. 스위칭 장치(4a)는 커패시터(14a)의 양전위 측에 접속되고, 스위칭 장치(4b)는 커패시터(14a)의 음전위 측에 접속된다. 단상 2-레벨 컨버터(40)는 스위칭 장치(4a)와 스위칭 장치(4b) 사이에 제1 접속점(교류 입/출력점)(41)을 가진다. 제1 접속점(41)은 수동소자(2)를 통해 교류전원(100)에 접속된다. 다이오드(6a)는 스위칭 장치(4a)에 역방향 병렬 접속되고, 다이오드(6b)는 스위칭 장치(4b)에 역방향 병렬 접속된다.
쌍방향 바이패스 스위치(120)는 단상 2-레벨 컨버터(40)에 병렬 접속된다. 쌍방향 바이패스 스위치(120)에서는, 스위칭 장치(21a)와 스위칭 장치(21b)가 직렬 접속된다. 다이오드(22a)는 스위칭 장치(21a)에 역방향 병렬 접속되고, 다이오드(22b)는 스위칭 장치(21b)에 역방향 병렬 접속된다.
단상 2-레벨 컨버터(40)에서, 스위칭 장치(4c)와 스위칭 장치(4d)는 직렬 접속된다. 스위칭 장치(4c)는 커패시터(14a)의 양전위 측에 접속되고, 스위칭 장치(4d)는 커패시터(14a)의 음전위 측에 접속된다. 단상 2-레벨 컨버터(40)는 스위칭 장치(4c)와 스위칭 장치(4d) 사이에 제2 접속점(교류 입/출력점)(42)을 가지며, 이것은 단상 3-레벨 컨버터(50)에 접속된다. 다이오드(6c)는 스위칭 장치(4c)에 역방향 병렬 접속되고, 다이오드(6d)는 스위칭 장치(4d)에 역방향 병렬 접속된다. 커패시터(14a)에는 저항(14c)이 병렬 접속된다.
다음, 단상 2-레벨 컨버터(40)와 전동기계(3) 사이에 접속된 단상 3-레벨 컨버터(50)를 설명한다. 단상 3-레벨 컨버터(50)는 2개의 전류 경로, 쌍방향 스위칭 장치(7), 커패시터 섹션(150), 및 과전압 억제회로(130)를 포함한다. 단상 3-레벨 컨버터(50)에 포함된 모든 스위칭 장치들(5a~5f)은 셀프-턴-오프 스위칭 장치일 수 있다(예를 들면, 인젝션 강화된 게이트 트랜지스터, 게이트 턴-오프 싸이리스터).
단상 3-레벨 컨버터(50)에서 전류 경로들 중 하나는 스위칭 장치(5a, 5b) 및 다이오드(8a, 8b)를 포함한다. 스위칭 장치(5a, 5b)는 직렬 접속된다. 스위칭 장치(5a)는 커패시터 섹션(150)의 양전위와 교류 입/출력점(42a)(제2 접속점(42)에 접속된 접속점) 사이에 접속된다. 스위칭 장치(5b)는 커패시터 섹션(150)의 음전위와 교류 입/출력점(42a) 사이에 접속된다. 다이오드(8a)는 스위칭 장치(5a)에 역방향 병렬 접속되고, 다이오드(8b)는 스위칭 장치(5b)에 역방향 병렬 접속된다.
단상 3-레벨 컨버터(50)에서 전류 경로들 중 다른 하나는 스위칭 장치(5c, 5d) 및 다이오드(8c, 8d)를 포함한다. 스위칭 장치(5c, 5d)는 직렬 접속된다. 스위칭 장치(5c)는 커패시터 섹션(150)의 양전위와 교류 입/출력점(42b)(수동소자(2)를 통해 교류전원(100)에 접속되는 접속점) 사이에 접속된다. 교류 입/출력점(42b)은 또한 쌍방향 스위칭 장치(7)에 접속된다. 스위칭 장치(5d)는 커패시터 섹션(150)의 음전위와 교류 입/출력점(42b) 사이에 접속된다. 다이오드(8c)는 스위칭 장치(5c)에 역방향 병렬 접속되고, 다이오드(8d)는 스위칭 장치(5d)에 역방향 병렬 접속된다.
쌍방향 스위칭 장치(7)는, 전술한 것과 같이, 교류 입/출력점(42b)에 접속된다. 쌍방향 스위칭 장치(7)는 서로 반대 극성으로(예를 들면, 에미터 단자 대 에미터 단자) 접속된 스위칭 장치(5e, 5f), 및 서로 반대 극성으로(예를 들면, 양극 대 양극) 접속된 다이오드(8e, 8f)를 포함한다. 다이오드(8e)는 스위칭 장치(5e)에 역방향 병렬 접속되고, 다이오드(8f)는 스위칭 장치(5f)에 역방향 병렬 접속된다. 쌍방향 스위칭 장치(7)는 커패시터 섹션(150)에 접속된다.
커패시터 섹션(150)은 커패시터(15a, 15b)와 저항(15c, 15d)을 포함한다. 커패시터(15a, 15b)는 서로 직렬 접속된다. 양전위도선(10a)은 커패시터(15a)의 양측에 접속되고, 중성점(9)은 커패시터(15a)의 음측에 접속된다. 중성점(9)은 커패시터(15b)의 양측에 접속되고, 음전위도선(10b)은 커패시터(15b)의 음측에 접속된다. 저항(15c)은 커패시터(15a)와 병렬 접속되고, 저항(15d)은 커패시터(15b)와 병렬 접속된다. 이 제1 실시형태에 따른 단상 3-레벨 컨버터(50)에서, 저항은 각 커패시터와 병렬 접속된다. 커패시터 섹션(150)은 커패시터(15a, 15b)와 과전압 억제회로(130) 사이의 점에서 접속된다. 다시 말하면, 도 1에서와 같이, 커패시터(15a, 15b) 사이의 점이 과전압 억제회로(130)를 통해 중성점(9)에 접속된다.
과전압 억제회로(130)는 저항(33a), 다이오드(32a), 스위칭 장치(31a), 다이오드(32b), 스위칭 장치(31b), 및 저항(33b)을 포함한다. 저항(33a)은 양전위도선(10a)에 접속되고, 저항(33a), 스위칭 장치(31a) 및 다이오드(32a)는 서로 접속된다. 스위칭 장치(31a)와 다이오드(32a)는 중성점(9)에 접속된다. 여기서, 다이오드(32a)는 스위칭 장치(31a)에 역방향 병렬 접속된다. 중성점(9), 스위칭 장치(31b) 및 다이오드(32b)는 서로 접속된다. 스위칭 장치(31b)와 다이오드(32b)는 저항(33b)에 접속된다. 저항(33b)은 음전위도선(10b)에 접속된다. 다이오드(32b)는 스위칭 장치(31b)에 역방향 병렬 접속된다. 과전압 억제회로(130)는 전동기계(3)에 접속된다.
과전압 억제회로(130)는 커패시터(15a, 15b)에서의 과전압을 방지한다.
이와 같은 회로구성에 의해, 과전압 억제회로(130)가 제공되는 경우라도, 단상 3-레벨 컨버터(50)에서 사용된 스위칭 장치들의 수는 8이고(스위칭 장치(5a~5f), 스위칭 장치(31a, 31b)), 단상 3-레벨 컨버터(50)에서 사용된 커패시터들의 수는 2가 된다(커패시터(15a, 15b)). 따라서, 출력전압 레벨들의 수에 대해 필요한 부품들의 수는 감소할 수 있다.
전술한 것과 같이, 이 실시형태에 따른 단상 2-레벨 컨버터(40)는 스위칭 손실이 적은 실리콘 카바이드(SiC) 등을 포함하고, 단상 3-레벨 컨버터(50)는 높은 내전압(electrical breakdown strength)을 가진 실리콘 장치 등을 포함한다. 따라서, 단상 2-레벨 컨버터(40)의 스위칭 손실은 단상 3-레벨 컨버터(50)의 스위칭 손실보다 작을 수 있다. 한편, 단상 3-레벨 컨버터(50)는 단상 2-레벨 컨버터(40)보다 더 높은 내전압 특성을 갖는다.
이 실시형태에서, 단상 3-레벨 컨버터(50)는 양전위도선(10a)과 음전위도선(10b)을 통해 전동기계(인버터 등을 포함할 수 있음)(3)에 접속되며, 따라서 단상 3-레벨 컨버터(50)의 신뢰성이 과전압 억제회로(130)의 설치로 증가한다. 한편, 단상 2-레벨 컨버터(40)는 단상 3-레벨 컨버터(50)만큼 신뢰성이 높을 필요는 없다. 따라서, 단상 2-레벨 컨버터(40)에는, 과전압 억제 저항을 포함하는 보호회로 대신에 쌍방향 바이패스 스위치(120)가 제공된다. 따라서, 커패시터들(15a, 15b, 14a) 중 어느 하나에 과전압이 발생하는 경우, 쌍방향 바이패스 스위치(120)를 동작시켜 전류가 단상 2-레벨 컨버터(40)를 통해 흐르는 것을 방지함으로써 상기 전류가 단상 2-레벨 컨버터(40)를 우회하도록 하는 것이 가능하다. 예를 들면, 커패시터(14a)에 과전압이 발생한 경우, 쌍방향 바이패스 스위치(120)는, 전류가 단상 2-레벨 컨버터(40)를 통해 흐르지 않도록, 상기 전류가 단상 2-레벨 컨버터(40)를 우회하는 것을 허용한 후, 커패시터(14a)는 저항(14c)에 의해 방전되며, 따라서 커패시터(14a)의 전압을 감소시킬 수 있다.
쌍방향 바이패스 스위치(120)는 스위칭 장치(21a, 21b)와 다이오드(22a, 22b)를 포함하며, 따라서 쌍방향 바이패스 스위치(120)에 의해 장치 크기가 감소하고 방열이 필요한 저항이 구비된 보호회로에 비해서 부품 수가 감소한다. 예를 들어 저항(33a, 33b)은 방열이 필요할 수 있으며, 이것은 일반적으로 더 큰 장치를 필요로 한다.
도 2는 제1 실시형태에 따른 멀티레벨 컨버터(1)에 전송된 출력전압 명령에 대응하는 각 컨버터들에 대한 명령치 전압들을 도시한다. 도 2에서, 멀티레벨 컨버터(1)에 대한 출력전압 명령치(Vref)(201), 단상 3-레벨 컨버터(50)에 대한 명령치 전압(202), 단상 2-레벨 컨버터(40)에 대한 명령치 전압(203), 및 단상 2-레벨 컨버터(40)에 대한 출력전압(204)이 도시되어 있다.
즉, 본 실시형태에 따른 전력변환장치(11)에서, 멀티레벨 컨버터(1)에 대한 출력전압 명령치(Vref)(201)는 단상 3-레벨 컨버터(50)에 대한 명령치 전압(202), 단상 2-레벨 컨버터(40)에 대한 명령치 전압(203)을 서로 결합하여 실현하고 있다.
그 다음, 본 실시형태에 따른 전력변환장치(11)에서, 스위칭 손실이 작은 단상 2-레벨 컨버터(40)의 스위칭 주파수를 단상 3-레벨 컨버터(50)의 스위칭 주파수보다 높게 설정한 후, 단상 2-레벨 컨버터(40)가 출력전압 명령치(Vref)(201)의 상세한 변화에 추종하도록 단상 2-레벨 컨버터(40)를 제어한다. 그와 같은 제어에 의해, 상세한 전압 제어와 스위칭 손실의 감소를 실현하는 것이 가능하다.
일반적으로, 실리콘 카바이드와 같이 스위칭 손실이 작은 소자는 통상적으로 낮은 내전압을 가진다. 따라서, 본 실시형태에서는, 높은 내전압을 가진 단상 3-레벨 컨버터(50)가 큰 전압 변화를 가능하도록 하기 위해, 계단 파형에 의한 제어가 단상 3-레벨 컨버터(50)에 적용된다.
본 실시형태에서, 멀티레벨 컨버터(1)에 대한 출력전압 명령치(Vref)(201)에 대해서, 커패시터(15a, 15b)들이 출력을 허용하는 문턱값들이 제공된다. 예를 들면, 커패시터들(15a, 15b) 중 어느 하나의 출력을 허용하는 전압의 문턱값을 ±Vthr1로 한다. 또한, 커패시터(15a, 15b)의 양쪽 모두의 출력을 허용하는 전압의 문턱값을 ±Vthr2로 한다. 제어모듈(180)은, 출력전압 명령치(Vref)가 전압의 문턱값(±Vthr1) 및 전압의 문턱값(±Vthr2)을 초과하는지 여부에 기초하여, 단상 3-레벨 컨버터(50)에 포함된 스위칭 장치(5a~5f)를 제어한다.
또한, 제어모듈(180)은, 단상 2-레벨 컨버터(40)의 출력 전압(204)이 얻어지도록, 단상 2-레벨 컨버터(40)의 명령치 전압(203)에 기초하여 제어한다. 다음에, 구체적인 스위칭 장치의 제어에 대해 설명한다.
도 3은 멀티-레벨 컨버터(1)에 포함된 스위칭 장치들(5a~5f, 4a~4d)에 의해 수행되는 스위치 제어를 도시한다. 도 3에 도시된 예에는, 단상 3-레벨 컨버터(50) 측의 스위치 장치들(5a~5f)의 스위치 제어와 단상 2-레벨 컨버터(40)의 스위칭 장치들(4a~4d)의 스위치 제어가 도시되어 있다.
Vthr1 ≥ Vref ≥ -Vthr1의 조건을 충족하는 경우(시간 0~t1, t4~t5, t8 이후), 제어모듈(180)은, 단상 3-레벨 컨버터(50)에 포함된 스위칭 장치(5a) 및 스위칭 장치(5c)의 조합과 스위칭 장치(5b) 및 스위칭 장치(5d)의 조합 중 어느 하나의 조합을 온 상태로 한다. 이것에 의해, 컨버터(50)의 출력 전압에는, 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 중첩되지 않고, 제어모듈(180)은 단상 2-레벨 컨버터(40)에 대한 펄스폭 변조 제어로 컨버터 전체의 출력전압 명령치(Vref)를 출력한다.
도 4는 Vthr1 ≥ Vref ≥ -Vthr1 조건이 충족되는 경우 멀티-레벨 컨버터의 단상 3-레벨 컨버터(50)의 전류 경로를 도시한다. 도 4에 도시한 예에서, 스위칭 장치(5a) 및 스위칭 장치(5c)의 조합을 온 상태로 하고 다른 스위칭 장치들(5b, 5d~5f)을 오프 하도록 스위칭 제어된다. 이 경우에, 전류는 굵은선(401)으로 그려진 경로를 통해 흐르며, 따라서 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 컨버터(50)의 출력 전압에 중첩될 가능성은 없다. 도 4는 스위칭 장치(5a) 및 스위칭 장치(5c)의 조합만을 온 상태로 하는 예를 도시하고 있지만, 스위칭 장치(5b) 및 스위칭 장치(5d)의 조합만을 온 상태로 하는 예를 채택하는 것도 역시 가능할 것이다.
도 3으로 돌아가서, Vthr2 ≥ Vref ＞ Vthr1의 조건을 충족하는 경우(시간 t1~t2, t3~t4), 제어모듈(180)은, 단상 3-레벨 컨버터(50)에 포함된 스위칭 장치들(5a, 5e, 5f)을 온 상태에 제어한다. 이와 같은 제어에 의해, 컨버터(50)의 출력 전압에 커패시터(15a)의 전압이 더해지며, 따라서 단상 2-레벨 컨버터(40)는, 컨버터 전체의 출력전압 명령치(Vref)로부터 커패시터(15a)의 전압을 공제하여 얻어진 차분 전압을, 제어모듈(180)에 의해 수행된 펄스폭 변조 제어에 따라 출력한다.
도 5는 Vthr2 ≥ Vref ＞ Vthr1의 조건을 충족하는 경우의 단상 3-레벨 컨버터(50)의 전류 경로를 도시한다. 도 5에 도시한 예에서는, 스위칭 장치들(5a, 5e, 5f)의 조합만이 온 상태로 하고, 다른 스위칭 장치들은 오프 상태로 하도록 스위칭 제어되고 있다. 이 경우, 전류는 굵은선(501)으로 그려진 경로를 통해 흐르기 때문에, 커패시터(15a)의 출력 전압만이 단상 3-레벨 컨버터(50)의 출력전압에 중첩된다.
도 3으로 돌아가서, Vref ＞ Vthr2의 조건을 충족하는 경우(시간 t2~t3), 제어모듈(180)은, 단상 3-레벨 컨버터(50)에 포함된 스위칭 장치(5a, 5d)를 온 상태로 한다. 이와 같은 제어에 의해, 컨버터(50)의 출력 전압에 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 더해지므로, 단상 2-레벨 컨버터(40)는, 컨버터 전체의 출력전압 명령치(Vref)로부터 커패시터들(15a, 15b)의 전압을 공제하여 얻어진 차분 전압을, 제어모듈(180)에 의해 수행된 펄스폭 변조 제어에 따라 출력한다.
도 6은 Vref ＞ Vthr2의 조건을 충족하는 경우의 단상 3-레벨 컨버터(50)의 전류 경로를 도시한다. 도 6에 도시한 예에서는, 스위칭 장치(5a) 및 스위칭 장치(5d)의 만을 온 상태로 제어하고 있다. 이 경우, 전류는 굵은선(601)으로 그려진 경로를 흐르므로, 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 컨버터(50)의 출력전압에 중첩된다.
도 3으로 돌아와서, -Vthr1 ＞ Vref ≥ -Vthr2의 조건을 충족하는 경우(시간 t5~t6, t7~t8), 제어모듈(180)은, 단상 3-레벨 컨버터(50)에 포함된 스위칭 장치들(5b, 5e, 5f)를 온 상태로 한다. 이와 같은 제어에 의해, 컨버터(50)의 출력 전압으로부터 커패시터(15b)의 전압이 공제되므로, 단상 2-레벨 컨버터(40)는, 컨버터 전체의 출력전압 명령치(Vref)에 커패시터(15b)의 전압을 가산한 차분 전압을, 제어모듈(180)에 의해 수행된 펄스폭 변조 제어에 따라 출력한다.
-Vthr2 ＞ Vref의 조건을 충족하는 경우(시간 t6~t7), 제어모듈(180)은, 단상 3-레벨 컨버터(50)에 포함된 스위칭 장치들(5b, 5c)을 온 상태로 한다. 이와 같은 제어에 의해, 컨버터(50)의 출력 전압으로부터 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 공제되므로, 단상 2-레벨 컨버터(40)는, 컨버터 전체의 출력전압 명령치(Vref)에, 커패시터들(15a, 15b)의 전압을 가산하여 얻어진 차분 전압을, 제어모듈(180)에 의해 수행된 펄스폭 변조 제어에 따라 출력한다.
이와 같이, 본 실시형태의 제어모듈(180)은 단상 3-레벨 컨버터(50)에 포함된 스위칭 장치들(5a~5f)을, 소정 전압 증분 값들(문턱값±Vthr2, 문턱값±Vthr1)에 따라 제어한다. 그 다음, 제어모듈(180)은, 소정 전압보다 작은 출력 전압의 변화에 대응하여, 단상 2-레벨 컨버터(40)에 포함된 스위칭 장치들(4a~4d)을 제어한다.
전술한 제어를 수행함으로써, 본 실시형태의 전력변환장치(11)는 출력전압의 1 주기당 각 스위칭 장치들(5a~5f)의 스위칭 회수를 4회로 감소시킬 수 있다. 그러나 본 실시형태에서는, 상기 스위칭 회수가 4회에 제한되지 않으며 그 값은 문턱값들의 수 등에 따라 변할 수 있다. 스위칭 회수는 문턱값들의 수를 감소시킴으로써 추가로 감소할 수 있다. 예를 들면, 스위칭 회수는 1회, 2회, 또는 3회 등이 될 수 있다.
단상 3-레벨 컨버터(50)는 멀티-레벨 컨버터(1)의 출력전압의 기초가 되는 계단 파형을 발생시킨다. 단상 3-레벨 컨버터(50)는 실리콘 소자를 포함하므로, 스위칭 손실이 일반적으로 높지만, 단상 3-레벨 컨버터(50)는 내전압이 높다. 그러나 본 실시형태에서는, 단상 3-레벨 컨버터(50)의 출력 파형으로서 계단 파형이 채택되므로, 1 주기당 스위칭 회수는 감소할 수 있다. 이것에 의해, 스위칭 회수는 제한될 수 있으므로, 스위칭 손실이 감소할 수 있다.
단상 2-레벨 컨버터(40)는 단상 3-레벨 컨버터(50)의 출력 계단 파형과 멀티-레벨 컨버터 출력전압의 소망의 전체 출력 사이의 전압 차이를 보상하기 위해 고속 스위칭 제어를 수행한다. 이와 같이, 단상 2-레벨 컨버터(40)는 단상 3-레벨 컨버터(50)의 계단 파형과 소망의 멀티-레벨 컨버터 출력전압 사이의 전압 차이를 보상한다.
본 실시형태에서는, 문턱값 전압들(Vthr1, Vthr2)을 적절히 설정함으로써 상대적으로 작은 전압 차이들을 보상하기 위해 단상 2-레벨 컨버터(40)를 사용할 수 있기 때문에, 단상 2-레벨 컨버터(40)의 높은 전압 출력이 불필요하며, 따라서 단상 2-레벨 컨버터(40)에서 내전압이 낮은 스위칭 소자를 사용하는 것이 가능하다. 즉, 소망의 전체 출력 전압 값들에 가까운 전압 레벨들을 제공하도록 문턱값 전압들(Vthr1, Vthr2)을 설정함으로써, 단상 2-레벨 컨버터(40)에 의해 제공되는 전압 레벨은 상대적으로 작을 수 있다. 단상 2-레벨 컨버터(40)는 또한 전체 멀티-레벨 컨버터(1)의 교류 입/출력 전압과 단상 3-레벨 컨버터(50)의 계단 파형 사이의 전압 차이를 보상하기 위해 고속 스위칭 제어를 수행한다. 본 실시형태에서는, 고속 스위칭에 따른 손실은 실리콘 카바이드 소자를 단상 2-레벨 컨버터(40)로서 사용함으로써 감소할 수 있다.
단상 3-레벨 컨버터(50)는 실리콘 카바이드 소자와 같이 내전압이 높은 소자를 사용한다.
단상 3-레벨 컨버터(50)로서 스위칭 손실이 큰 실리콘계 소자를 이용하는 경우에서도, 필요한 스위칭이 더 적기 때문에, 종래의 삼각파를 이용하는 펄스폭 변조 제어 방식과 비교하여 전체 스위칭 회수가 감소할 수 있다. 따라서, 스위칭 손실이 감소할 수 있다. 즉, 단상 2-레벨 컨버터(40)로서 실리콘 카바이드 소자 등을 사용함으로써, 스위칭 손실을 감소시킬 수 있을 뿐만 아니라, 원하는 파형의 출력을 위해 컨버터(50)에 필요한 스위칭 회수를 감소시킴으로써 단상 3-레벨 컨버터(50)에서도 스위칭 손실을 감소할 수 있다. 이것에 의해, 멀티레벨 컨버터(1)의 스위칭 손실이 한층 감소할 수 있다.
다음, 본 실시형태의 전력변환장치(11)에 있어서 커패시터 과전압 시의 동작 방식을 설명한다. 커패시터(14a)와 커패시터들(15a, 15b) 중 어느 하나가 상한 문턱값을 초과할 때, 제어모듈(180)은 쌍방향 바이패스 스위치(120) 및 과전압 억제회로(130)를 동작시킨다. 또한 제어모듈(180)은 스위칭 장치들(5a~5e) 모두와 스위칭 장치들(4a~4d) 모두를 오프 상태(개방 상태)로 하는 제어를 수행한다. 도 7은 쌍방향 바이패스 스위치(120) 및 과전압 억제회로(130)가 동작할 때 전류 경로를 도시한다. 상한 문턱 전압 값에 대해서, 커패시터들(15a, 15b, 14a)의 각각에 적합한 값이 설정되어 있는 것으로 한다.
즉, 제어모듈(180)은, 커패시터들(15a, 15b, 14a)의 전압들 중 하나가 상기 상한 문턱 전압 값을 초과한 것을 제어모듈(180)이 검출하는 경우, 도 7에서와 같이, 과전압 억제회로(130)의 스위칭 장치들(31a, 31b)을 온 상태로 하는 제어를 수행한다(스위칭 장치들(31a, 31b)에 전기를 공급함). 이때, 제어모듈(180)은 쌍방향 바이패스 스위치(120)의 스위칭 장치들(21a, 21b)을 온 상태로 하는 제어도 수행한다.
이와 같은 제어에 의해, 도 7의 전류 경로로 표시된 것처럼, 과전압 억제회로(130) 내의 저항들(33a, 33b)로 전류가 흐른다. 이 저항들(33a, 33b)은 저항들(15c, 15d)에 비해 작은 저항값을 가진다. 따라서, 저항들(33a, 33b)에 큰 전류가 흐르므로, 커패시터들(15a, 15b)의 전압을 신속히 저하시킬 수 있다. 한편, 단상 2-레벨 컨버터(40)에는 전류가 흐르지 않으므로, 커패시터(14a)에 발생한 과전압은 저항(14c)에 의해 방전되며, 그에 의해 커패시터(14a)의 과전압을 억제하는 것이 가능하다.
한편, 저항들(15c, 15d)의 저항값들이 크기 때문에, 저항들(15c, 15d)에는 전류가 거의 흐르지 않는다. 그러나 과전압 억제회로(130)가 커패시터들(15a, 15b)에 과전압 발생에 불구하고 동작하지 않는 경우, 커패시터들(15a, 15b)에 저장된 전기가 저항들(15c, 15d)에 흐르지 않으므로, 커패시터들(15a, 15b)에서 과전압의 발생이 억제될 수 있다.
본 실시형태는, 커패시터들(15a, 15b, 14a) 중 하나에서 과전압이 발생할 때, 과전압 억제회로(130) 및 쌍방향 바이패스 스위치(120)가 동작하는 경우와 관련하여 설명되었다. 그러나 본 실시형태는 그와 같은 예에 한정되지 않으며, 본 실시형태는 제어모듈(180)이 이상을 검출한 경우에도 적용 가능하다.
제어모듈(180)이 검출하는 이상으로서는, 예를 들며, 전력변환장치(1)의 내부에서 일어나는 이상, 전력변환장치(11)의 주변에서 일어나는 이상(예컨대, 전원공급장치와 같은 다른 소자들에서), 또는 전력변환장치(11)가 탑재되는 전동기계(3)(예컨대, 차량 등)에서 일어나는 이상 등을 생각할 수 있다.
전력변환장치(1)의 내부에서 일어나는 이상으로서는, 예를 들면, 전력변환장치(1)의 내부의 각 소자들 중 하나의 온도가 허용치를 초과하는 경우를 생각할 수 있다.
전력변환장치(11)의 주변에서 일어나는 이상으로서는, 예를 들면, 전원 전압이 저하하는 경우, 단락을 검출하는 경우, 다른 기기로부터 전송된 고장신호를 전력변환장치(11)의 주변의 제어시스템에서 수신하는 경우를 생각할 수 있다.
차량의 이상으로서는, 예를 들면, 가공선(overhead line) 등에서 이상(예컨대, 과전류)이 일어나는 경우를 생각할 수 있다.
본 실시형태의 전력변환장치(11)에서는, 이상이 발생할 때 쌍방향 바이패스 스위치(120) 및 과전압 억제회로(130)를 동작시킴으로써 전력변환장치(11)의 커패시터(14a, 15a, 15b) 등을 보호하는 것이 가능하다.
(제1 실시형태의 변형예 1)
제1 실시형태에서는, 과전압이 커패시터들(14a, 15a, 15b) 중 하나에서 발생할 때, 쌍방향 바이패스 스위치(120) 및 과전압 억제회로(130)가 동작하는 예에 대해서 설명했다. 이 경우에, 단상 2-레벨 컨버터(40)와 단상 3-레벨 컨버터(50)의 어느 것도 사용할 수 없다. 그러나, 단상 2-레벨 컨버터(40)를 사용할 수 없더라도, 단상 3-레벨 컨버터(50)만을 사용하는 것에 의해 전력 손실이 크지만 출력전압을 제어하는 것이 가능하다. 따라서, 제1 실시형태의 변형예 1에서는, 단상 3-레벨 컨버터(50)만을 사용하여 출력전압을 제어하는 예에 대해 설명한다.
예를 들어, 커패시터(14a)의 전압이 과전압이 되어 상한 문턱 전압 값을 초과하고, 동시에, 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 상한 문턱 전압 값 이내인 경우, 단상 2-레벨 컨버터(40)를 사용할 수 없더라도, 단상 3-레벨 컨버터(50)는 이용 가능하다.
따라서, 커패시터(14a)의 전압이 과전압이 되어 상한 문턱 전압 값을 초과하고, 동시에, 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 상한 문턱 전압 값 이내인 경우, 쌍방향 바이패스 스위치(120)의 스위칭 장치들(21a, 21b)을 동작시킴으로써, 제어모듈(180)은 단상 2-레벨 컨버터(40)의 각 스위칭 장치들(4a~4d)을 오프 상태(개방 상태)로 함으로써, 및 단상 3-레벨 컨버터(50)의 각 스위칭 장치들(5a~5f)을 동작시킴으로써, 동작을 계속시키는 제어를 수행한다. 제어모듈(180)은 과전압 억제회로(130)를 동작시키는 제어를 수행하지 않는다.
도 8은 본 변형예에서 쌍방향 바이패스 스위치(120)가 동작할 때의 전류 경로를 도시한다. 도 8에 도시한 전류 경로에서, 전류가 커패시터(14a)에 흐르지 않기 때문에, 커패시터(14a)에 발생한 과전압은 저항(14c)에 의해 방전 가능하다. 한편, 제어모듈(180)은 스위칭 장치들(5a~5f)을 제어함으로써 출력전압을 제어한다.
상기 변형예에서 수행된 제어를 제1 실시형태에서 수행된 제어와 결합할 수 있다. 도 9는 본 변형예에 따른 전력변환장치(11)에서 전술한 처리의 단계들을 보여주는 흐름도이다.
도 9에서와 같이, 제어모듈(180)은 커패시터들(14a, 15a, 15b) 중 하나의 전압이 상한 문턱 전압 값을 초과하는지 여부를 판정한다(단계 S601). 상기 전압이 상한 문턱 전압 값을 초과하지 않으면(단계 S601: 아니오), 단계 S601의 처리를 반복한다.
한편, 제어모듈(180)이, 커패시터들(14a, 15a, 15b) 중 하나의 전압이 상한 문턱 전압 값을 초과한 것을 검출하면(단계 S601: 예), 제어모듈(180)은 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 상한 문턱 전압 값 이내에 있는지 여부를 판정한다(단계 S602). 컨버터(50)의 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 상한 문턱 전압 값 이내에 있지 않은 경우(단계 S602: 아니오), 제어모듈(180)은 제1 실시형태와 같은 방식으로 쌍방향 바이패스 스위치(120) 및 과전압 억제회로(130)의 동작을 제1 제어로서 제어한다(단계 S603).
커패시터들(15a, 15b)의 전압이 상한 문턱 전압 값 이내에 있을 때(단계 S602: 예), 제어모듈(180)은, 과전압 억제회로(130)를 전술한 제어와 같은 방식으로 정지시킨 상태에서, 쌍방향 바이패스 스위치(120)의 동작 제어 및 단상 3-레벨 컨버터(50)의 동작 제어를 제2 제어로서 수행한다(단계 S604).
본 변형예에서는, 커패시터에 과전압이 발생했을 때, 커패시터들(15a, 15b)의 전압이 상한 문턱 전압 값 이내인지 여부에 따라 처리를 스위칭하여, 이상이 발생한 경우 가능한 많이 출력전압을 제어하는 동작 제어를 수행하는 것을 가능하게 한다.
(제1 실시형태의 변형예 2)
전술한 실시형태 및 변형예 1에서는, 커패시터에 과전압이 발생한 경우에 대해 설명했다. 그러나, 쌍방향 바이패스 스위치(120)를 사용한 제어는 커패시터에 과전압이 발생한 경우에 한정되지 않으며, 커패시터에 낮은 전압이 발생한 경우에도 수행될 수 있다.
따라서, 제1 실시형태의 변형예 2에서는, 커패시터들(15a, 15b) 중 적어도 하나의 전압이 하한 문턱 전압 값보다 더 낮을 경우에 수행되는 제어에 대해서 설명한다. 제1 실시형태의 변형예 2에서는, 커패시터들(15a, 15b) 중 적어도 하나의 전압이 하한 문턱 전압 값보다 더 낮을 경우, 커패시터들(15a, 15b)의 전압을 증가시키는 제어를 수행하는 것이 바람직하다.
따라서, 제1 실시형태의 변형예 2에 따른 제어모듈(180)은, 커패시터들(15a, 15b) 중 하나의 전압이 하한 문턱 전압 값보다 더 낮을 경우, 커패시터들(15a, 15b)의 전력을 증가시키기 위해 쌍방향 바이패스 스위치(120)를 동작시키는 제어를 수행한다. 또한 과전압 억제회로(130)를 정지시킨 상태로 한다.
도 10은 제1 실시형태의 변형예 2에 따른 제어모듈(180)에 의해 수행되는 제어를 도시한다. 즉, 도 10은 쌍방향 바이패스 스위치(120)를 동작시키고 스위칭 장치들(5a~5f)을 오프 상태(개방 상태)로 한 경우에 형성된 전류 경로를 도시한다. 도 10에서와 같이 전류 경로를 형성함으로써, 커패시터들(15a, 15b)을 충전하는 것이 가능하다.
(제2 실시형태)
제2 실시형태에서는, 멀티-레벨 컨버터(1)에 초기 충전을 실시한 경우에 대해서 설명한다. 도 11은 제2 실시형태에 따른 전력변환장치의 멀티-레벨 컨버터(1)를 도시한다. 본 실시형태의 전력변환장치(800)는, 초기 충전을 실시하기 위한 구성으로서, 제1 실시형태의 전력변환장치(11)와 비교할 때 스위칭 장치(41, 42) 및 저항(43)을 포함한다. 또한, 본 실시형태의 전력변환장치(800)에서는, 제어모듈(180)은 처리가 다른 제어모듈(850)로 변경되어 있다.
수동소자(2)와 단상 2-레벨 컨버터(40) 사이에 스위칭 장치(42)가 접속된다. 직렬로 접속된 스위칭 장치(41)와 저항(43)은 스위칭 장치(42)에 병렬 접속된다. 즉, 스위칭 장치(41)와 저항(43)으로 형성된 직렬 소자가 스위칭 장치(42)에 병렬 접속된다. 또한, 스위칭 장치(41)의 일단은 수동소자(2)에 접속되고, 저항(43)의 일단은 단상 2-레벨 컨버터(40)에 접속된다.
제어모듈(850)은 초기 충전기법으로서 커패시터들(14a, 15a, 15b)의 충전을 개시한다. 커패시터(14a)와 커패시터들(15a, 15b)은 소망의 초기 전압 값이 서로 상이하지만, 상기 초기 전압 값은 각 커패시터들의 용량비에 기초하여 결정된다.
본 실시형태에서는, 커패시터들(15a, 15b)이 커패시터(14a)보다 소망의 초기 전압이 더 큰 예를 설명한다.
제어모듈(850)은, 커패시터(14a)의 초기 전압이 소망의 초기 전압 값에 도달한 경우, 제어모듈(850)이 쌍방향 바이패스 스위치(120)를 제어하여, 커패시터(15a, 15b)의 충전을 계속하고, 커패시터(14a)에는 충전이 이루어지지 않도록, 제어를 수행한다.
도 12는 제어모듈(850)이 커패시터(14a) 및 커패시터들(15a, 15b)의 충전을 개시할 때의 전류 경로를 도시한다. 도 12의 예에서는, 제어모듈(850)이, 스위칭 장치들(4a~4d) 및 스위칭 장치들(5a~5f)을 오프 상태로 하고 쌍방향 바이패스 스위치(120) 및 과전압 억제회로(130)를 정지한 후에, 스위칭 장치(41)를 온 상태로 하는 제어를 수행한다. 커패시터들(14a, 15a, 15b)의 충전은 도 12에 도시한 전류 경로가 형성된 때 개시한다.
도 13은 제어모듈(850)이, 커패시터(14a)의 초기 전압이 소망의 초기 전압 값에 도달한 이후, 커패시터들(15a, 15b)에 대해서만 충전을 계속하는 경우의 전류 경로를 도시한다. 도 13에 도시한 예에서는, 제어모듈(850)은, 커패시터(14a)의 충전을 정지하고 커패시터들(15a, 15b)의 충전을 계속하도록, 쌍방향 바이패스 스위치(120)를 제어한다. 이와 같이, 제어모듈(850)은, 커패시터들(15a, 15b)의 충전을 완료할 때까지 커패시터(14a)의 충전을 실행하지 않도록, 제어한다.
다음, 본 실시형태의 전력변환장치(800)의 제어모듈(850)에서 초기 충전처리에 대해 설명한다. 도 14는 본 실시형태의 전력변환장치(800)의 제어모듈(850)에서 전술한 충전처리의 단계들을 도시하는 흐름도이다.
도 14에서와 같이, 제어모듈(850)은 커패시터들(14a, 15a, 15b)의 충전 개시 제어를 수행한다(단계 S1101). 이와 같은 충전 개시 제어에 의해, 커패시터들(14a, 15a, 15b)의 충전이 도 12에 도시한 전류 경로를 사용하여 개시된다.
다음, 제어모듈(850)은 커패시터(14a)의 초기 전압이 소망의 초기 전압 값에 도달했는지 여부, 즉 커패시터(14a)의 충전량이 문턱값을 초과했는지 여부를 판정한다(단계 S1102). 제어모듈(850)이, 커패시터(14a)의 초기 전압이 아직 소망의 초기 전압 값에 도달하지 않은 것으로 판정하면(단계 S1102: 아니오), 제어모듈(850)은 도 12에 도시한 전류 경로를 사용하여 충전을 계속하고, 단계 S1102의 판정을 다시 수행한다.
한편, 제어모듈(850)이, 커패시터(14a)의 초기 전압이 소망의 초기 전압 값에 도달한 것으로 판정하면(단계 S1102: 예), 제어모듈(850)은 쌍방향 바이패스 스위치(회로)(120)를 제어하여 동작시킨다. 이와 같은 제어에 의해, 제어모듈(850)은 도 13에 도시한 전류 경로를 사용하여 충전을 개시한다.
다음, 제어모듈(850)은 커패시터들(15a, 15b)의 초기 전압이 소망의 초기 전압 값에 도달했는지 여부, 즉 커패시터들(15a, 15b)의 충전량이 문턱값을 초과했는지 여부를 판정한다(단계 S1104). 제어모듈(850)이, 커패시터들(15a, 15b)의 초기 전압이 소망의 초기 전압 값에 도달하지 않은 것으로 판정하면(단계 S1104: 아니오), 제어모듈(850)은 도 13에 도시한 전류 경로를 사용하여 충전을 계속하고, 단계 S1104의 판정을 다시 수행한다.
한편, 제어모듈(850)이, 커패시터들(15a, 15b)의 초기 전압이 소망의 초기 전압 값에 도달한 것으로 판정하면(단계 S1104: 예), 제어모듈(850)은 커패시터들(15a, 15b)의 충전을 정지하는 제어를 수행한다(단계 S1105).
커패시터들(14a, 15a, 15b)을 소정 초기 전압 값까지 충전하는 것은 전술한 단계들에 따라 실현될 수 있다.
전술한 바와 같이, 제1 실시형태 및 제2 실시형태에 의하면, 종래 기술에 비해서 커패시터들의 개수와 스위칭 장치들의 부품의 개수를 감소하는 동시에, 멀티-레벨 전압들을 출력할 수 있는 멀티-레벨 회로 방법을 실현하는 것이 가능하다. 부품의 개수를 감소시킴으로써 용이하게 효과적인 냉각이 이루어진다. 냉각이 용이하기 때문에, 마진에 여유가 증가하여 전력변환장치의 소형화가 가능하다.
제1 실시형태 및 제2 실시형태에 의하면, 멀티-레벨 컨버터(1) 전체의 스위칭 손실은 더 감소할 수 있다.
또한, 제1 실시형태 및 제2 실시형태에 의하면, 이상이 발생할 때(예컨대, 과전압이 발생할 때), 커패시터들(14a, 15a, 15b))의 전압이 과전압이 되는 것을 방지하는 것이 가능하다.
또한, 이상을 검출할 때 쌍방향 바이패스 스위치(120)를 동작시킴으로써, 주회로 전류는 단상 2-레벨 컨버터(40)의 커패시터 또는 단상 3-레벨 컨버터(50)의 커패시터들에 흐르지 않고, 커패시터들에 저장된 전하가 방전 저항에 의해 점차 방전된다. 따라서, 커패시터들을 과전압 등으로부터 보호하는 것이 가능하다. 이와 같이, 제1 실시형태 및 제2 실시형태에 의하면, 단상 2-레벨 컨버터용의 대형 과전압 억제 저항이 불필요해지므로, 보호회로시스템의 체적을 감소시킬 수 있다.
본 발명의 몇몇 실시예들을 설명했지만, 이 실시예들은 단지 예시로서 제시된 것이며, 본 발명의 범위를 한정하려는 의도는 아니다. 사실, 여기서 설명된 실시예들은 다양한 다른 형태로 구현될 수 있을 것이다; 또한, 본 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위에서 여기서 설명된 실시예들의 형태의 다양한 생략, 치환 및 변경이 이루어질 수 있을 것이다. 첨부된 청구항들과 그 균등물은 본 발명의 범위 및 사상에 속하는 형태 및 변형을 포함하는 것을 의도한다.

Claims (15)

  1. 전력변환장치에 있어서,
    제1 저항에 병렬 접속된 제1 커패시터를 포함하는 제1 컨버터;
    제3 커패시터에 직렬 접속된 제2 커패시터를 포함하는 제2 컨버터;
    상기 제1 컨버터에 병렬 접속되고 상기 제2 컨버터에 직렬 접속된 바이패스 스위치; 및
    상기 제1 컨버터, 상기 제2 컨버터 및 상기 바이패스 스위치의 동작에 의해 단상 출력전압을 제어하는 제어모듈을 포함하고,
    상기 제2 커패시터는 제2 저항에 병렬 접속되고, 상기 제3 커패시터는 제3 저항에 병렬 접속되며, 상기 제2 컨버터는 상기 제1 컨버터에 직렬 접속되는, 전력변환장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 컨버터는 단상 2-레벨 컨버터인, 전력변환장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 컨버터는 단상 3-레벨 컨버터인, 전력변환장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 커패시터 및 상기 제3 커패시터에 접속된 과전압 억제회로를 추가로 포함하는, 전력변환장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어모듈은 상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터 및 상기 제3 커패시터 중 1개 이상이 미리 결정된 전압 레벨을 초과했는지 판정하고, 상기 미리 결정된 전압 레벨을 초과한 것으로 판정된 경우, 상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터 및 상기 제3 커패시터 중 1개 이상의 전압 레벨을 감소시키기 위해 상기 바이패스 스위치 및 상기 과전압 억제회로를 제어하는, 전력변환장치.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제어모듈은, 상기 전력변환장치에서 또는 상기 전력변환장치가 접속되는 소자에서 이상을 검출한 경우, 상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터 및 상기 제3 커패시터 중 일부의 충전을 방지하기 위해 상기 바이패스 스위치 및 상기 과전압 억제회로를 제어하는, 전력변환장치.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제1 컨버터는:
    제2 스위칭 장치에 직렬 접속된 제1 스위칭 장치;
    제4 스위칭 장치에 직렬 접속된 제3 스위칭 장치;
    상기 제1 커패시터의 제1 단자 및 상기 제1 커패시터의 제2 단자에 접속된 제1 저항;
    상기 제1 스위칭 장치에 역방향 병렬 접속된 제1 다이오드;
    상기 제2 스위칭 장치에 역방향 병렬 접속된 제2 다이오드;
    상기 제3 스위칭 장치에 역방향 병렬 접속된 제3 다이오드; 및
    상기 제4 스위칭 장치에 역방향 병렬 접속된 제4 다이오드를 포함하고,
    상기 제1 커패시터의 제1 단자는 상기 제1 스위칭 장치 및 상기 제3 스위칭 장치에 접속되고, 상기 제1 커패시터의 상기 제2 단자는 상기 제2 스위칭 장치 및 상기 제4 스위칭 장치에 접속되는, 전력변환장치.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제2 컨버터는:
    제6 스위칭 장치에 직렬 접속된 제5 스위칭 장치;
    제8 스위칭 장치에 직렬 접속된 제7 스위칭 장치; 및
    제10 스위칭 장치에 직렬 접속된 제9 스위칭 장치를 포함하는 쌍방향 스위치를 포함하고,
    상기 제5 스위칭 장치는 상기 제2 커패시터의 제1 단자에 접속되고, 상기 제6 스위칭 장치는 상기 제3 커패시터의 제1 단자에 접속되며,
    상기 제7 스위칭 장치는 상기 제2 커패시터의 제1 단자에 접속되고, 상기 제 제8 스위칭 장치는 상기 제3 커패시터의 제1 단자에 접속되며,
    상기 제10 스위칭 장치는 상기 2 커패시터와 상기 제3 커패시터 사이에 있는 제1 접속점에 접속되고, 상기 제9 스위칭 장치는 상기 제7 스위칭 장치와 상기 제8 스위칭 장치 사이에 있는 제2 접속점에 접속되는, 전력변환장치.
  9. 단상 교류 전력을 직류 전력으로 변환하는 전력변환장치에 있어서:
    단상 2-레벨 컨버터;
    단상 3-레벨 컨버터; 및
    서로 반대 극성으로 직렬 접속된 제11 스위칭 장치 및 제12 스위칭 장치를 포함하고, 상기 단상 2-레벨 컨버터에 병렬 접속된 쌍방향 바이패스 스위치를 포함하고,
    상기 단상 2-레벨 컨버터는:
    제1 커패시터;
    서로 직렬 접속되고 상기 제1 커패시터에 병렬 접속된 제1 직렬-접속 소자를 형성하는 제1 스위칭 장치 및 제2 스위칭 장치; 및
    서로 직렬 접속되고 상기 제1 커패시터에 병렬 접속된 제2 직렬-접속 소자를 형성하는 제3 스위칭 장치 및 제4 스위칭 장치를 포함하고,
    상기 제1 직렬-접속 소자는 단상 교류를 공급하는 전원에 접속 가능한 상기 제1 스위칭 장치와 상기 제2 스위칭 장치 사이에 있는 제1 접속점을 갖고,
    상기 제2 직렬-접속 소자는 상기 제1 스위칭 장치와 상기 제2 스위칭 장치 사이에 제2 접속점을 가지며,
    상기 단상 3-레벨 컨버터는:
    서로 직렬 접속되어 커패시터 섹션을 형성하는 제2 커패시터 및 제3 커패시터;
    서로 직렬 접속되고 상기 커패시터 섹션에 병렬 접속된 제3 직렬-접속 소자를 형성하는 제5 스위칭 장치 및 제6 스위칭 장치;
    서로 직렬 접속되고 상기 커패시터 섹션에 병렬 접속된 제4 직렬-접속 소자를 형성하는 제7 스위칭 장치 및 제8 스위칭 장치; 및
    서로 반대 극성으로 직렬 접속된 제9 스위칭 장치 및 제10 스위칭 장치를 가진 쌍방향 스위치를 포함하고,
    상기 제3 직렬-접속 소자는 상기 제2 접속점에 연결된 상기 제5 스위칭 장치와 상기 제6 스위칭 장치 사이의 제3 접속점을 갖고,
    상기 제4 직렬-접속 소자는 상기 제7 스위칭 장치와 상기 제8 스위칭 장치 사이의 제4 접속점을 갖고,
    상기 쌍방향 스위치는 상기 제4 접속점과 그라운드 단자 사이에 접속되는, 전력변환장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 스위칭 장치 각각은 다이오드에 역방향 병렬 접속되는, 전력변환장치.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 제2 커패시터에 병렬 접속된 제1 저항;
    상기 제3 커패시터에 병렬 접속된 제2 저항; 및
    상기 제2 커패시터 및 상기 제3 커패시터 중 하나에 병렬 접속된 제5 직렬-접속 소자를 형성하기 위해, 제13 스위칭 장치에 직렬 접속된 제3 저항을 포함하는 과전압 억제회로를 추가로 포함하는, 전력변환장치.
  12. 제 11 항에 있어서,
    이상이 발생한 것으로 판정된 경우, 상기 쌍방향 바이패스 스위치의 제11 스위칭 장치 및 제12 스위칭 장치를 동작시키고, 상기 제13 스위칭 장치를 동작시키고, 상기 단상 2-레벨 컨버터의 모든 스위칭 장치들을 개방하고, 상기 단상 3-레벨 컨버터의 모든 스위칭 장치들을 개방하도록 제어하는 제어모듈을 추가로 포함하는, 전력변환장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제어모듈은 상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터, 또는 상기 제3 커패시터의 전압 레벨이 미리 결정된 상한 문턱 전압 값을 초과하면 이상이 발생한 것으로 판정하는, 전력변환장치.
  14. 제1 커패시터를 포함하는 단상 2-레벨 컨버터, 제2 커패시터 및 제3 커패시터를 포함하고 상기 단상 2-레벨 컨버터에 접속된 단상 3-레벨 컨버터, 상기 단상 2-레넬 컨버터에 병렬 접속되고 상기 단상 3-레벨 컨버터에 직렬 접속된 쌍방향 바이패스 스위치, 및 상기 단상 3-레벨 컨버터에 접속된 과전압 억제회로를 포함하는 전력변환장치를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터, 및 상기 제3 커패시터 중 일부가 미리 결정된 상한값을 초과하는 전압 레벨을 가졌는지 판정하는 단계;
    상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터, 및 상기 제3 커패시터 중 일부가 상기 미리 결정된 상한값을 초과하는 전압 레벨을 가진 것으로 판정된 경우, 상기 쌍방향 바이패스 스위치를 통전 상태로 하고 상기 과전압 억제회로를 동작시키는 단계;
    상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터, 및 상기 제3 커패시터 중 일부가 상기 미리 결정된 상한값을 초과하는 전압 레벨을 가진 것으로 최초 판정된 경우, 상기 제2 커패시터, 및 상기 제3 커패시터 중 하나가 상기 미리 결정된 상한값을 초과하는지 판정하는 단계; 및
    상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터, 및 상기 제3 커패시터 중 어느 하나가 상기 미리 결정된 상한값을 초과하는 전압 레벨을 가진 것으로 최초 판정된 후, 상기 제2 커패시터 및 상기 제3 커패시터 중 어느 것도 상기 미리 결정된 상한값을 초과하는 전압 레벨을 갖지 않는 것으로 판정된 경우, 상기 쌍방향 바이패스 스위치를 통전 상태로 하고 상기 과전압 억제회로의 동작을 정지시키는 단계를 포함하는, 전력변환장치 제어 방법.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 전력변환장치 및 상기 전력변환장치가 접속되는 회로들에서 이상이 발생했는지를 검출하는 단계; 및
    상기 이상이 검출된 경우, 상기 쌍방향 바이패스 스위치를 통전 상태로 하고 상기 과전압 억제회로를 동작시키는 단계를 추가로 포함하는, 전력변환장치 제어 방법.
KR1020157004143A 2013-01-24 2014-01-22 전력변환장치 KR101724217B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013011332A JP5872494B2 (ja) 2013-01-24 2013-01-24 車両用電力変換装置
JPJP-P-2013-011332 2013-01-24
PCT/JP2014/000290 WO2014115539A1 (en) 2013-01-24 2014-01-22 Power conversion apparatus

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20150038116A true KR20150038116A (ko) 2015-04-08
KR101724217B1 KR101724217B1 (ko) 2017-04-18

Family

ID=51207167

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020157004143A KR101724217B1 (ko) 2013-01-24 2014-01-22 전력변환장치

Country Status (9)

Country Link
US (1) US9450509B2 (ko)
EP (1) EP2949034B1 (ko)
JP (1) JP5872494B2 (ko)
KR (1) KR101724217B1 (ko)
CN (1) CN104620489B (ko)
BR (1) BR112015004807B1 (ko)
IN (1) IN2015DN01031A (ko)
WO (1) WO2014115539A1 (ko)
ZA (1) ZA201501244B (ko)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20180005136A (ko) * 2016-07-05 2018-01-15 독터. 인제니어. 하.체. 에프. 포르쉐 악티엔게젤샤프트 전자 시스템
KR20180013705A (ko) 2017-06-21 2018-02-07 주식회사 세라 펄스분할 전력변환장치
KR20210082635A (ko) * 2019-12-26 2021-07-06 주식회사 현대케피코 페일 세이프 기능을 구비한 모터 구동 회로 및 그것의 동작 방법

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2889996B1 (en) * 2012-08-21 2018-12-19 Fuji Electric Co., Ltd. Power conversion device
JP2015233394A (ja) 2014-06-10 2015-12-24 株式会社東芝 車両用電力変換装置
US9871437B2 (en) * 2014-07-10 2018-01-16 University-Industry Foundation(UIF) Fault current reduction structure of multi-level converter and apparatus using the fault current reduction structure
US9843270B2 (en) * 2015-01-13 2017-12-12 Hamilton Sundstrand Corporation Phase leg arrangements for multilevel active rectifiers
KR102009510B1 (ko) * 2015-04-09 2019-08-13 엘에스산전 주식회사 멀티 레벨 인버터
KR101943884B1 (ko) * 2017-06-02 2019-01-30 효성중공업 주식회사 Ｍｍｃ 컨버터 및 그의 서브모듈
JP6765392B2 (ja) * 2018-02-05 2020-10-07 株式会社デンソーテン 電源制御装置および電源制御方法
EP4014308A1 (en) * 2019-08-13 2022-06-22 Vestas Wind Systems A/S Intelligent discharge control for modular multilevel converter
WO2021185431A1 (en) * 2020-03-17 2021-09-23 Huawei Technologies Co., Ltd. Ac/dc converter stage for a converter system with an input series structure with improved common mode performance
CN112039360A (zh) * 2020-08-12 2020-12-04 华北电力大学（保定） 一种具备故障电流阻断和自均压能力的mmc子模块
KR20230037755A (ko) 2021-09-09 2023-03-17 주식회사 엘지에너지솔루션 전력공급 차단시 배터리팩 운용방식의 배터리 교체 스테이션
KR20230043423A (ko) 2021-09-24 2023-03-31 주식회사 엘지에너지솔루션 비상발전기능을 갖는 배터리 교체 스테이션

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE19646043A1 (de) * 1996-11-08 1998-05-14 Bosch Gmbh Robert Vorrichtung zur Spannungsversorgung
CN1242604A (zh) * 1998-06-26 2000-01-26 株式会社东芝 半导体保护器件和功率转换器件
JP4029709B2 (ja) * 2002-04-05 2008-01-09 三菱電機株式会社 電力変換装置
US7710082B2 (en) * 2007-10-18 2010-05-04 Instituto Potosino De Investigacion Cientifica Y Technologica (Ipicyt) Controller for the three-phase cascade multilevel converter used as shunt active filter in unbalanced operation with guaranteed capacitors voltages balance
JP4889697B2 (ja) * 2008-09-08 2012-03-07 三菱電機株式会社 交流直流変換装置及び交流直流変換装置の制御方法並びにヒートポンプ式給湯器及び空気調和機
JP5323426B2 (ja) * 2008-09-08 2013-10-23 三菱電機株式会社 電力変換装置
US8233258B2 (en) 2009-01-15 2012-07-31 Rockwell Automation Technologies, Inc. DC bus clamp circuit to prevent over voltage failure of adjustable speed drives
JP4911733B2 (ja) * 2009-03-13 2012-04-04 オムロン株式会社 電力変換装置、パワーコンディショナ、および発電システム
CN102460932B (zh) * 2009-06-19 2014-12-10 三菱电机株式会社 电力变换装置
JP5593660B2 (ja) * 2009-09-25 2014-09-24 富士電機株式会社 ５レベルインバータ
JP4850279B2 (ja) * 2009-11-27 2012-01-11 三菱電機株式会社 電力変換装置
JP4940286B2 (ja) * 2009-11-27 2012-05-30 株式会社東芝 コンデンサの放電回路
EP2495858A1 (de) * 2011-03-01 2012-09-05 Rheinisch-Westfälisch-Technische Hochschule Aachen Bidirektionaler Gleichspannungswandler
JP5624577B2 (ja) * 2012-03-16 2014-11-12 株式会社東芝 車両用電力変換装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20180005136A (ko) * 2016-07-05 2018-01-15 독터. 인제니어. 하.체. 에프. 포르쉐 악티엔게젤샤프트 전자 시스템
KR20180013705A (ko) 2017-06-21 2018-02-07 주식회사 세라 펄스분할 전력변환장치
KR20210082635A (ko) * 2019-12-26 2021-07-06 주식회사 현대케피코 페일 세이프 기능을 구비한 모터 구동 회로 및 그것의 동작 방법

Also Published As

Publication number Publication date
WO2014115539A1 (en) 2014-07-31
US20140203632A1 (en) 2014-07-24
JP2014143854A (ja) 2014-08-07
IN2015DN01031A (ko) 2015-06-26
BR112015004807B1 (pt) 2022-01-25
EP2949034B1 (en) 2018-10-24
JP5872494B2 (ja) 2016-03-01
US9450509B2 (en) 2016-09-20
EP2949034A1 (en) 2015-12-02
CN104620489B (zh) 2017-11-28
EP2949034A4 (en) 2016-10-05
BR112015004807A2 (pt) 2017-07-04
CN104620489A (zh) 2015-05-13
KR101724217B1 (ko) 2017-04-18
ZA201501244B (en) 2016-10-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101724217B1 (ko) 전력변환장치
US11139808B2 (en) Semiconductor device and power conversion system
US9214877B2 (en) Gate driving circuit having a fault detecting circuit for a semiconductor switching device
US9643496B2 (en) Power conversion apparatus for vehicle and vehicle
KR101189428B1 (ko) 전력 변환 장치
US9318969B2 (en) Frequency converter with DC link capacitor and method for pre-charging the DC link capacitor
JP6079407B2 (ja) マルチレベル変換回路
US8830704B2 (en) Power converter
US10224712B2 (en) Current flow controller
US9564797B2 (en) Indirect matrix converter
CN106664037B (zh) 半导体切换电路
US20190173393A1 (en) Voltage balancing of voltage source converters
JP5522265B2 (ja) フィルタ回路及びそれを備える双方向電力変換装置
JP2016059132A (ja) 電力変換装置
US20140268963A1 (en) Dc voltage conversion circuit
CN107078628B (zh) 具有二个半导体开关以操作负载的半桥
JP6115026B2 (ja) 誘導加熱電源装置
NL2028254B1 (en) Electrical converter with overvoltage protection circuit
KR20230109336A (ko) 3레벨 dc/dc 컨버터
KR20230109337A (ko) 3레벨 dc/dc 컨버터
Sarkar et al. Improvement of commutation time in matrix converter
EP3284166A1 (en) Hybrid modular multilevel converter with director valves

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right