JP2020048315A

JP2020048315A - Ａｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2020048315A
Application number: JP2018174518A
Authority: JP
Inventors: 知将小川; Toshiyuki Ogawa; 芙美杜塚; Fumi Moritsuka
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Electronic Devices and Storage Corp
Priority date: 2018-09-19
Filing date: 2018-09-19
Publication date: 2020-03-26
Anticipated expiration: 2038-09-19
Also published as: JP7039430B2; US10461662B1

Abstract

【課題】交流電源の電圧の極性の反転に応じて適切に制御することができるＡＣ／ＤＣコンバータを提供すること。【解決手段】ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電源の電圧の極性を検出する検知回路を有する。所定の駆動信号に応答してオン／オフするスイッチン素子を有する。交流電源の電圧と所定の参照信号から生成した２レベルのＰＷＭ信号から３レベルのＰＷＭ信号を生成し、生成した３レベルのＰＷＭ信号からスイッチング素子に供給する駆動信号を生成する。交流電源の電圧の極性が反転した場合には、交流電源の電圧の極性が反転する一つ前のサイクルの２レベルＰＷＭ信号のディーティ比を反転させたＰＷＭ信号からスイッチング素子に供給する駆動信号を生成する。【選択図】図１

Description

本実施形態は、ＡＣ／ＤＣコンバータに関する。

従来、交流電源の電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣコンバータにおいて、出力端子間に直列にコンデンサを接続し、出力電圧の中間レベルを生成して制御することにより力率改善を図る技術が開示されている。ＡＣ／ＤＣコンバータは、昇圧用インダクタに流れる電流によって出力電圧を昇圧、あるいは降圧する構成である。交流電源の電圧の極性が反転すると昇圧用インダクタに流れる電流の向きが変わるため、電圧の極性の反転に応じて、適切に制御されるＡＣ／ＤＣコンバータが望まれる。

特許第５７６９７６４号公報

一つの実施形態は、交流電源の電圧の極性の反転に応じて適切に制御することができるＡＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

一つの実施形態によれば、ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電源の一方の入力側に接続される第１の入力端子と、前記交流電源の他方の入力側に接続される第２の入力端子を有する。第１の出力端子と、第２の出力端子を有する。前記第１の出力端子と中間接続端子との間に接続される第１のコンデンサと、前記中間接続端子と前記第２の出力端子との間に接続される第２のコンデンサを有する。前記第１の入力端子から前記第１の出力端子の方向に順方向に接続される第１のダイオードと、前記第２の出力端子から前記第１の入力端子の方向に順方向に接続される第２のダイオードを有する。前記第１の出力端子と前記第２の入力端子との間に接続される第１のスイッチング素子と、前記第２の入力端子と前記第２の出力端子との間に接続される第２のスイッチング素子と、前記第２の入力端子と前記中間接続端子との間に主電流路が直列に接続される第３と第４のスイッチング素子を有する。前記交流電源の電圧と所定の参照信号との比較結果に応じて２レベルのＰＷＭ信号を生成する第１のＰＷＭ信号生成回路を有する。前記第１のＰＷＭ信号生成回路の出力信号から３レベルのＰＷＭ信号を生成する第２のＰＷＭ信号生成回路を有する。前記第１から第４のスイッチング素子に供給する駆動信号を前記第２のＰＷＭ信号生成回路の出力信号から生成する駆動信号生成回路を有する。前記交流電源の電圧の極性を検知する検知回路を有する。前記検知回路が前記交流電源の電圧の極性が反転したことを検知した場合に、前記交流電源の電圧の極性が反転する一つ前のサイクルに前記第１のＰＷＭ信号生成回路が出力した２レベルのＰＷＭ信号のディーティ比を反転させた２レベルのＰＷＭ信号を前記第２のＰＷＭ信号生成回路に供給する。

図１は、第１の実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータを示す図である。図２は、２レベルＰＷＭ信号生成回路の構成例を示す図である。図３は、ＰＷＭ信号の変換の例を示す図である。図４は、３レベルＰＷＭ信号のパルス幅の例を示す図である。図５は、３レベルＰＷＭ信号生成回路の構成例を示す図である。図６は、駆動信号の供給の仕方の例を示す図である。図７は、スイッチング素子の制御パターンと電流の流れを示す図である。図８は、交流電源の電圧極性の反転を検知したときのデューティ比の変換を示す図である。図９は、デューティ比変換フローの一つの実施形態を示す図である。

以下に添付図面を参照して、実施形態にかかるＡＣ／ＤＣコンバータを詳細に説明する。なお、これらの実施形態により本発明が限定されるものではない。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータを示す図である。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電源１が印加される入力端子３と、昇圧用インダクタ２を介して交流電源１に接続される入力端子４を有する。入力端子３から出力端子５に向けて、ダイオード１０が順方向に接続される。出力端子６から入力端子３に向けて、ダイオード１１が順方向に接続される。

入力端子４と出力端子５の間にはＮチャネル型ＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１２の主電流路であるエミッタ・コレクタ路が接続される。入力端子４と出力端子６の間にはＮチャネル型ＩＧＢＴ１３の主電流路であるエミッタ・コレクタ路が接続される。Ｎチャネル型ＩＧＢＴ１２、１３の耐圧は、例えば、６００Ｖである。

入力端子４と中間接続端子１８の間には、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１４と１５の主電流路である、ソース・ドレイン路が直列に接続される。Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１４、１５の耐圧は、例えば、３００Ｖである。以降、Ｎチャネル型ＩＧＢＴ１２、１３、及び、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１４、１５を総称してスイッチング素子と呼ぶ場合がある。

中間接続端子１８と出力端子５との間にはコンデンサ１６が接続される。中間接続端子１８と出力端子６の間にはコンデンサ１７が接続される。コンデンサ１６と１７の容量は、等しい値に設定される。出力端子５、６間の出力電圧が負荷７に供給される。

本実施形態は、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性の変化を検知する極性検知回路２０を備える。極性検知回路２０は、交流電源１の両端の電圧Ｖｉｎの電圧差を比較し、例えば、極性検知回路２０に印加される非反転入力端（＋）の電圧が反転入力端（−）より高くなった時にＨレベルの信号を出力する。すなわち、極性検知回路２０は、ゼロクロス検出を行う。

ＡＣ／ＤＣコンバータは、２レベルＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号生成回路２１を備える。２レベルＰＷＭ信号生成回路２１は、交流電源１の電圧Ｖｉｎと所定の参照信号、例えば、三角波信号を比較し、その比較結果に応じたデューティ比Ｄを有する２レベルＰＷＭ信号を生成して出力する。

２レベルＰＷＭ信号生成回路２１の出力信号は、切換回路２２とデューティ保持回路２３に供給される。デューティ保持回路２３は、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力した２レベルのＰＷＭ信号のデューティ比Ｄを記憶する。デューティ保持回路２３は、例えば、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力した２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄを反転したデューティ比／Ｄの２レベルＰＷＭ信号を生成して出力する。デューティ保持回路２３が保持するデューティ比Ｄは、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力する２レベルＰＷＭ信号に応じて、順次更新される構成とすることができる。

切換回路２２は、極性検知回路２０の検出信号に応じて、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力する２レベルＰＷＭ信号とデューティ保持回路２３が出力する２レベルＰＷＭ信号を切換えて出力する。例えば、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性の反転が検知された場合は、切換回路２２はデューティ保持回路２３が出力する２レベルＰＷＭ信号を３レベルＰＷＭ信号生成回路２４に供給する。すなわち、切換回路２２からは、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転する直前に２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力した２レベルＰＷＭ信号のデューティ比を反転させた２レベルＰＷＭ信号がデューティ保持回路２３から出力され、３レベルＰＷＭ信号生成回路２４に供給される。

交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性の反転により、昇圧用インダクタ２を介してコンデンサ１６、１７に供給される電流の向きが反転する。交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転した直後においては、駆動信号生成回路２５は交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転する直前に２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力した２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄを反転させた信号から生成した駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を各スイッチング素子１２〜１５に供給してＯＮ／ＯＦＦを制御する。

３レベルＰＷＭ信号生成回路２４は、切換回路２２から供給された２レベルＰＷＭ信号から３レベルＰＷＭ信号を生成する。具体的な構成については、後述する。

駆動信号生成回路２５は、各スイッチング素子１２〜１５に供給する駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を３レベルＰＭＭ信号生成回路２４の出力信号から生成して、夫々対応するスイッチング素子１２〜１５の制御電極に供給する。

本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転したことを検出する極性検知回路２０を備え、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転した直後においては、３レベルＰＷＭ信号生成回路２４は交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転する直前に２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力した２レベルＰＷＭ信号のデューティ比を反転させた信号から３レベルＰＷＭ信号を生成し、更に、駆動信号生成回路２５は３レベルＰＷＭ信号生成回路２４の出力信号から各スイッチング素子１２〜１５を制御する駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する。

交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転することにより昇圧用インダクタ２に流れる電流の向きが変わるが、昇圧用インダクタ２が有する現状の電流状態を維持する作用により、電流の変化に遅延が生じる。すなわち、交流電源１の電圧Ｖｉｎと参照信号との比較によって設定されるデューティ比の変化に対して実際に流れる電流の向きの変化に遅延が生じる。この為、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転した直後においては、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転する直前に２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力した２レベルＰＷＭ信号のデューティ比を反転させた信号を用いてスイッチング素子１２〜１５のＯＮ／ＯＦＦを制御して電流経路を制御する。これにより、昇圧用インダクタ２の作用による電流の変化の遅延に対応した制御を行うことができる。

図２は、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１の構成例を説明する為の図である。既述した実施形態に対応する構成には、同一符号を付し、重複した記載は必要な場合にのみ行う。以降、同様である。図２においては、図１に示す極性検知回路２０、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１の後段側の構成等は、省略している。

２レベルＰＷＭ信号生成回路２１は、デューティ制御部２１０を有する。デューティ制御部２１０には、出力端子５の電圧、交流電源１の電圧Ｖｉｎを整流回路２０１により全波整流した電圧、及び制御回路２０２からの出力電圧指示値が印加される。デューティ制御部２１０は、出力端子５の電圧が制御回路２０２からの出力電圧指示値に等しくなるように、全波整流された交流電源１の電圧Ｖｉｎのレベルを調整して出力する。

デューティ制御部２１０の出力信号は、比較回路２１２においてキャリア生成部２１１の参照信号と比較される。キャリア生成部２１１は、例えば、三角波の参照信号を生成する。

比較回路２１２は、デューティ制御部２１０の出力信号とキャリア生成部２１１の参照信号の大小関係を比較し、その結果に応じてＨレベルとＬレベルの比、すなわち、デューティ比が変化する２レベルＰＷＭ信号を出力する。２レベルＰＷＭ信号は、３レベルＰＷＭ信号生成回路２４によって３レベルＰＷＭ信号に変換される。

図３は、２レベルＰＷＭ信号から３レベルＰＷＭ信号への変換例を示す図である。図３（Ａ）は、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力する２レベルＰＷＭ信号の例を示す。縦軸にデューティ比Ｄを示す。図３の上段（i）は、デューティ比Ｄ＝１の２レベルＰＷＭ信号３０１、（ii）は、デューティ比Ｄが、０．５＜Ｄ＜１の２レベルＰＷＭ信号３０２、（iii）はデューティ比Ｄ＝０．５の２レベルＰＷＭ信号３０３、（iｖ）はデューティ比Ｄが、０＜Ｄ≦０．５の２レベルＰＷＭ信号３０４、（ｖ）はデューティ比Ｄ＝０の２レベルＰＷＭ信号３０５の例を示す。２レベルＰＷＭ信号３０１〜３０５は、１周期Ｔにおいて、デューティ比Ｄに応じて「０」レベルと「１」レベルの比率が変化する。

図３（Ｂ）は、３レベルに変換された３レベルＰＷＭ信号を示す。図３（Ｂ）の（ｉ）〜（ｖ）は、夫々、図３（Ａ）の（ｉ）〜（ｖ）の２レベルＰＷＭ信号３０１〜３０５に対応して変換された３レベルＰＷＭ信号３１１〜３１５を示す。３レベルＰＷＭ信号３１１〜３１５は、１周期Ｔにおいて、レベル「０」〜「０．５」の間でＨレベルとＬレベルの比率が変わるＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１と、レベル「１」とレベル「０．５」の間でＨレベルとＬレベルの比率が変わるＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２によって構成される。

例えば、図３（Ａ）の（ｉ）に示すデューティ比Ｄが「１」の２レベルＰＷＭ信号３０１は、図３（Ｂ）（ｉ）に示す「１」レベルを維持する３レベルＰＷＭ信号３１１に変換される。同様に、図３（Ａ）の（ｉｉ）に示すデューティ比Ｄが、０．５＜Ｄ＜１の２レベルＰＷＭ信号３０２は、図３（Ｂ）の（ｉｉ）に示すレベル「０．５」を維持するＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１と、レベル「０．５」とレベル「１」の間でＨレベルとＬレベルの比率が変わるＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２に変換される。

図４は２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄに対応する３レベルＰＷＭ信号のパルス幅の例を示す図である。２レベルＰＷＭ信号のデューティ比ＤがＤ＞０．５の場合には、３レベルＰＷＭ信号のＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１は、レベル「１」を維持する。すなわち、レベル「０．５」のＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１は、ＰＷＭ信号の１周期の間、Ｈレベルを維持する。３レベルＰＷＭ信号のＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２は、（１−Ｄ）／２の間、「１」レベルのＨレベルを維持する。

２レベルＰＷＭ信号のデューティ比ＤがＤ≦０．５の場合には、３レベルＰＷＭ信号のＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２は、レベル「０」を維持する。すなわち、レベル「１」のＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２は、ＰＷＭ信号の１周期の間、Ｌレベルを維持する。レベル「０．５」の３レベルＰＷＭ信号のＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１は、Ｄ×２の間、Ｈレベルを維持する。

３レベルＰＷＭ信号生成回路２４によって、２レベルＰＷＭ信号が３レベルＰＷＭ信号に変換されて出力される。

図５は、３レベルＰＷＭ信号生成回路２４の構成例を示す図である。図５（Ａ）に示す３レベルＰＷＭ信号生成回路２４は、２レベルＰＷＭ信号が非反転入力端子（＋）に供給される比較回路２４１、２４２を有する。

３レベルＰＷＭ信号生成回路２４は、参照信号を出力するキャリア生成回路２４３を有する。キャリア生成回路２４３は、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１を生成する為のＰＷＭ１キャリアを出力するＰＷＭ１キャリア生成回路２４５と、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２を生成する為のＰＷＭ２キャリアを出力するＰＷＭ２キャリア生成回路２４４を有する。

比較回路２４１は、２レベルＰＷＭ信号とＰＷＭ２キャリア生成回路２４４からのＰＷＭ２キャリアとの比較結果に応じてＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２を出力する。

比較回路２４２は、２レベルＰＷＭ信号とＰＷＭ１キャリア生成回路２４５からのＰＷＭ１キャリアとの比較結果に応じてＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１を出力する。

図５（Ｂ）は、ＰＷＭ２キャリア生成回路２４４、ＰＷＭ１キャリア生成回路２４５が出力するＰＷＭ２キャリアとＰＷＭ１キャリアの例を示す。ＰＷＭ１キャリア生成回路２４５は、レベル「０」とレベル「０．５」の間で形成される三角波のＰＷＭ１キャリア３２を出力する。ＰＷＭ２キャリア生成回路２４４は、レベル「０．５」とレベル「１」の間で形成される三角波のＰＷＭ２キャリア３１を出力する。

例えば、２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄが０．５より大きい場合には、ＰＷＭ１キャリア３２との比較の結果に応じて比較回路２４２から出力されるＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１は、２レベルＰＷＭ信号の１周期に対応するＰＷＭ１キャリア３２の１周期Ｔの間Ｈレベルとなる。比較回路２４１からは、ＰＷＭ２キャリア３１と２レベルＰＷＭ信号との比較の結果に応じてＨレベルとＬレベルの比率が設定されるＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２が出力される。

図６は、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４の供給の仕方の例を示す図である。図６（Ａ）は２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄが０．５より大きい場合を示す。３レベルＰＷＭ信号生成回路２４のＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２が駆動信号生成回路２５に供給される。

駆動信号生成回路２５は、３レベルＰＷＭ信号生成回路２４からの出力信号が供給される入力端子２５１、２５２を有する。駆動信号生成回路２５は、入力端子２５１に供給されたＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２をそのまま駆動信号Ｓ１として出力する出力端子２５５と、インバータ２５３を介して駆動信号Ｓ４として出力する出力端子２５６を有する。また、駆動信号生成回路２５は、入力端子２５２に供給されたＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１をそのまま駆動信号Ｓ３として出力する出力端子２５７と、インバータ２５４を介して駆動信号Ｓ２として出力する出力端子２５８を有する。

出力端子２５５の駆動信号Ｓ１は、ＩＧＢＴ１２のゲートに供給される。出力端子２５６の駆動信号Ｓ４は、ＭＯＳトランジスタ１５のゲートに供給される。出力端子２５７の駆動信号Ｓ３は、ＭＯＳトランジスタ１４のゲートに供給される。出力端子２５８の駆動信号Ｓ２は、ＩＧＢＴ１３のゲートに供給される。駆動信号生成回路２５の駆動信号Ｓ１〜Ｓ４によって、対応するスイッチング素子１２〜１５の導通状態が制御される。

２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄが０．５より大きい時には、既述したように、図６（Ａ）に６０２で示すＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１は、Ｈレベルを維持する為、駆動信号Ｓ３はＨレベルとなり、ＭＯＳトランジスタ１４は、ＯＮ状態となる。ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１の反転信号である駆動信号Ｓ２が供給されるＩＧＢＴ１３はＯＦＦとなる。２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄに応じてＨレベルとＬレベルの比率が設定される、図６（Ａ）に６０１で示すＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２がそのまま駆動信号Ｓ１として供給されるＩＧＢＴ１２は、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２がＨレベルの時にＯＮとなる。一方、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２が反転された信号が駆動信号Ｓ４として供給されるＭＯＳトランジスタ１５は、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２がＬレベルの時にＯＮとなる。

図６（Ｂ）は２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄが０．５以下の場合を示す。２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄが０．５以下の時には、既述したように、図６（Ｂ）に６０３で示すＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２は、Ｌレベルを維持する。従って、ＩＧＢＴ１２はＯＦＦ状態となる。ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ２の反転信号が駆動信号Ｓ４として供給されるＭＯＳトランジスタ１５は、ＯＮなる。図６（Ｂ）に６０４で示す２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄに応じてＨレベルとＬレベルの比率が設定されるＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１がそのまま駆動信号Ｓ３として供給されるＭＯＳトランジスタ１４は、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１がＨレベルの時にＯＮとなる。一方、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１が反転された信号が駆動信号Ｓ２として供給されるＩＧＢＴ１３は、ＰＷＭ出力信号ＰＷＭ１がＬレベルの時にＯＮとなる。

図７は、スイッチング素子１２〜１５の制御のパターンと電流Ｉ_Ｌの流れを示す図である。図７は、交流電源１の昇圧用インダクタ２側の電位が正極性の場合を示す。図７（Ａ）は、ＩＧＢＴ１２がＯＮ、ＩＧＢＴ１３がＯＦＦの場合を示す。この状態においては、電流Ｉ_Ｌが、矢印７１〜８０で示す経路を流れ、コンデンサ１６、１７の両方が充電される状態となる。コンデンサ１６と１７の容量が等しい値の場合、コンデンサ１６の両端の直流電圧ＶＤＣ１とコンデンサ１７の両端の直流電圧ＶＤＣ２は等しくなる。従って、中間接続端子１８の電圧は、出力端子５、６間の電圧ＶＤＣの１／２の電圧となる。

図７（Ｂ）は、ＩＧＢＴ１２、１３がＯＦＦの場合である。この状態においては、電流Ｉ_Ｌは、矢印８１〜８７で示す経路を流れ、中間接続端子１８と出力端子６間に接続されたコンデンサ１７のみが充電される。この場合には、入力端子４の電圧が、中間接続端子１８の電圧と等しくなる。

図７（Ｃ）は、ＩＧＢＴ１２とＭＯＳトランジスタ１５がＯＦＦの場合である。この状態においては、電流Ｉ_Ｌは、矢印８８〜９２で示す経路を流れる。この状態の場合には、コンデンサ１６、１７への充電は行われない。図７（Ａ）〜（Ｃ）に示す３つの状態を、各スイッチング素子１２〜１５に印加する駆動信号Ｓ１〜Ｓ４により制御することで、所望の直流電圧ＶＤＣが出力端子５、６間に得られる。

図７（Ｂ）に示す状態、すなわち、入力端子４の電圧が中間接続端子１８の電圧、すなわち、出力端子５、６間の出力電圧の中間電圧となる状態を有することで、ＩＧＢＴ１２、１３のエミッタ・コレクタ間の電圧を低く抑えた状態で、図７（Ａ）の状態から図７（Ｂ）の状態、図７（Ｂ）の状態から図７（Ｃ）の状態への制御を行うことができる。ＩＧＢＴ１２、１３のエミッタ・コレクタ間の電圧を低く抑えた状態で、ＩＧＢＴ１２、１３のＯＮ／ＯＦＦの制御ができる為、ＩＧＢＴ１２、１３のＯＮ／ＯＦＦに伴うノイズの発生等を抑制することができる。

交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転すると、昇圧用インダクタ２を流れる電流Ｉ_Ｌの向きが反転する。従って、コンデンサ１６、１７への充電、放電の関係が逆転する。本実施形態のＡＣ／ＤＣコンバータにおいては、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性の反転を検知した場合に、既述した様に、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力した２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄ、すなわち、ＨレベルとＬレベルの比を反転させて３レベルＰＷＭ信号を生成し、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する構成としている。交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転した直後における昇圧用インダクタ２の作用による電流の変化の遅延に対応した制御を行うことができる。

図８は、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性の反転を検知したときのデューティ比Ｄの変換を示す図である。交流電源１の電圧Ｖｉｎを示す信号９０１と三角波のキャリア信号９０２の比較によって、２レベルＰＷＭ信号９０３が出力される。

交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転したポイントＰにおいて、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転したポイントＰの一つ前のサイクルＳＹ、すなわち、ポイントＰの一つ前の２レベルＰＷＭ信号の１周期で出力された２レベルＰＷＭ信号９０Ｐのデューティ比Ｄ１を反転させたデューティ／Ｄ１の２レベルＰＷＭ信号９０４を生成し、既述した構成により３レベルＰＷＭ信号、更には、駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成して、各スイッチング素子１２〜１５に供給する。

交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転した直後のデューティ比／Ｄ１に続いて３レベルＰＷＭ信号生成回路２４に供給する２レベルＰＷＭ信号は、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１から供給される２レベルＰＷＭ信号をそのまま用いる構成とすることができる。すなわち、図１の実施形態において、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転した直後においては、切換回路２２を経由してデューティ保持回路２３において生成した２レベルＰＷＭ信号を３レベルＰＷＭ信号生成回路２４に供給し、それ以降は、切換回路２２を制御して、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１の２レベルＰＷＭ出力信号を３レベルＰＷＭ信号生成回路２４に順次供給する構成とすることができる。

図９は、デューティ比Ｄの変換フローの一つの実施形態を示す図である。交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性を検知する（ステップＳ１０１）。交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転した場合（ステップＳ１０２：Ｙｅｓ）には、２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄを反転させて３レベルのＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１０４）。すなわち、交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性が反転する直前のサイクルに２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力した２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄを反転させた２レベルＰＷＭ信号をデューティ保持回路２３により生成し、その２レベルＰＷＭ信号から３レベルのＰＷＭ信号を生成する。

交流電源１の電圧Ｖｉｎの極性の反転がない場合（ステップＳ１０２：Ｎｏ）には、２レベルＰＷＭ信号生成回路２１が出力する２レベルＰＷＭ信号のデューティ比Ｄから３レベルＰＷＭ信号を生成する（ステップＳ１０３）。生成された３レベルＰＷＭ信号から２レベルの駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を生成する（ステップＳ１０５）。既述した様に、生成した２レベルの駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を、夫々、対応するスイッチング素子１２〜１５の制御電極に供給する。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１交流電源、２昇圧用インダクタ、２０極性検知回路、２１２レベルＰＷＭ信号生成回路、２２切換回路、２３デューティ保持回路、２４３レベルＰＷＭ信号生成回路、２５駆動信号生成回路。

Claims

交流電源の一方の入力側に接続される第１の入力端子と、
前記交流電源の他方の入力側に接続される第２の入力端子と、
第１の出力端子と、
第２の出力端子と、
前記第１の出力端子と中間接続端子との間に接続される第１のコンデンサと、
前記中間接続端子と前記第２の出力端子との間に接続される第２のコンデンサと、
前記第１の入力端子から前記第１の出力端子の方向に順方向に接続される第１のダイオードと、
前記第２の出力端子から前記第１の入力端子の方向に順方向に接続される第２のダイオードと、
前記第１の出力端子と前記第２の入力端子との間に接続される第１のスイッチング素子と、
前記第２の入力端子と前記第２の出力端子との間に接続される第２のスイッチング素子と、
前記第２の入力端子と前記中間接続端子との間に主電流路が直列に接続される第３と第４のスイッチング素子と、
前記交流電源の電圧と所定の参照信号との比較結果に応じて２レベルのＰＷＭ信号を生成する第１のＰＷＭ信号生成回路と、
前記第１のＰＷＭ信号生成回路の出力信号から３レベルのＰＷＭ信号を生成する第２のＰＷＭ信号生成回路と、
前記第１から第４のスイッチング素子に供給する駆動信号を前記第２のＰＷＭ信号生成回路の出力信号から生成する駆動信号生成回路と、
前記交流電源の電圧の極性を検知する検知回路と、
を具備し、前記検知回路が前記交流電源の電圧の極性が反転したことを検知した場合に、前記交流電源の電圧の極性が反転する一つ前のサイクルに前記第１のＰＷＭ信号生成回路が出力した２レベルのＰＷＭ信号のディーティ比を反転させた２レベルのＰＷＭ信号を前記第２のＰＷＭ信号生成回路に供給することを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記第１のＰＷＭ信号生成回路が出力した２レベルのＰＷＭ信号のデューティ比を保持する保持回路を具備することを特徴とする請求項１に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記第２のＰＷＭ信号生成回路は、前記第１のＰＷＭ信号生成回路の２レベルのＰＷＭ信号に応じて、レベル「０」とレベル「０．５」との間でＬレベルとＨレベルの比率が変化する第１のＰＷＭ出力信号と、レベル「０．５」とレベル「１」との間でＬレベルとＨレベルの比率が変化する第２のＰＷＭ出力信号を生成することを特徴とする請求項１または２に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記第２のＰＷＭ信号生成回路は、前記第１のＰＷＭ信号生成回路が出力する２レベルのＰＷＭ信号のデューティ比がＤの時、前記Ｄの値が０．５を超える場合には、１周期の間の前記レベル「０．５」を維持する前記第１のＰＷＭ出力信号と、前記１周期の（１―Ｄ）／２の期間のレベルが「１」となる前記第２のＰＷＭ出力信号を生成することを特徴とする請求項３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。
前記駆動信号生成回路は、
前記第１のＰＷＭ出力信号が供給される第１の入力端子と、
前記第１のＰＷＭ出力信号を出力する第１の出力端子と、
前記第１のＰＷＭ出力信号の反転信号を出力する第２の出力端子と、
前記第２のＰＷＭ出力信号が供給される第２の入力端子と、
前記第２のＰＷＭ出力信号を出力する第３の出力端子と、
前記第２のＰＷＭ出力信号の反転信号を出力する第４の出力端子と、
を具備することを特徴とする請求項３または４に記載のＡＣ／ＤＣコンバータ。