JP2008131833A - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】単相交流電源に接続し、直流側に接続された第1および第2の平滑コンデンサの電圧を各指令値に一致するように制御する第1および第2の直流電圧制御手段と、単相交流電圧と前記第1および第2の直流電圧制御手段の出力に基づいてPWM制御する手段を備えたフルブリッジ結線の中性点クランプ式コンバータにおいて、前記交流電圧と直交もしくは高調波電圧を印加する手段を備える。
【選択図】図1
Description
Su1=1、Su2=0、Su3=0 → Fpu=1、Fnu=0
Su1=0、Su2=1、Su3=0 → Fpu=0、Fnu=0
Su1=0、Su2=0、Su3=1 → Fpu=0、Fnu=1
このとき平滑コンデンサ5・6に流入する電流Idp、Idnは、次のように求められる。
Idp= is×Fpu−is×Fpv
Idn=−is×Fnu+is×Fnv
Fpu= max(ymu、0)
Fnu=−min(ymu、0)
Fpv= max(ymv、0)
Fnv=−min(ymv、0)
すなわち平滑コンデンサ5・6に流れる電流Idp、Idnは、次のように表すことができる。
Idp=is×max(ymu、0)−is×max(ymv、0)
Idn=is×min(ymu、0)−is×min(ymv、0)
ここで制御量(Idp、Idn)の2つに対して、コンバータの操作量(ymu、ymv)も2つなので基本的に制御可能である。図8の構成では、U相、V相の瞬時変調率を次のように定めている。
ymu= ym×(1+sgn(is)×ΔYm)
ymv=−ym×(1−sgn(is)×ΔYm)
これを用いて平滑コンデンサ5・6に流れる電流Idp、Idnを求めると
ym≧0のとき
Idp=is×ym×(1+sgn(is)×ΔYm)
Idn=is×ym×(1−sgn(is)×ΔYm)
ym<0のとき
Idp=is×ym×(1−sgn(is)×ΔYm)
Idn=is×ym×(1+sgn(is)×ΔYm)
[式7]
Idp+Idn=2×is×ym
Idp−Idn=2×|is|×|ym|×ΔYm
となる。図8の構成では、変調率補正量ΔYmを次のように求めている。
ΔYm=(Isp*−Isn*)/(Isp*+Isn*)
これを用いて平滑コンデンサ5・6に流れる電流Idp、Idnを求めると
Idp+Idn=2×is×ym
Idp−Idn=2×|is|×|ym|×(Isp*−Isn*)/(Isp*+Isn*)となる。ACR34の構成を比例制御とし、比例ゲインをKとおく。
ec=es−K×(is*−is)
となる。リアクトル2のインダクタンスをLt、インピーダンスをRtとし、ラプラス記号を“s”とすると、交流電流isは、交流電圧esとコンバータ電圧ecとの差電圧に比例し、リアクトル2の特性に応じて流れるので
is=(es−ec)/(Rt+s・Lt)
となる。式10と式11より、交流電流isは、その指令値is*に対して
is=K×is*/(K+Rt+s・Lt)
となる。比例ゲインKをリアクトル2の定数Lt、Rtに対して十分大きくとれば、is≒is*となる。PLL30によって交流電圧esの位相θを検出し、位相θに基づいて交流電流瞬時値指令is*を生成しているので、ACRによって交流電流isは指令値is*に一致し、交流電流isは交流電圧esと同期する。すなわちコンバータは力率1で動作する。この結果、交流電流isおよび瞬時変調率ymの実効値をぞれぞれIs、Ymとおき、直流成分のみに着目すると、式9は次のように書き換えられる。
Idp+Idn=2×Is×Ym
Idp−Idn=2×Is×Ym×(Isp*−Isn*)/(Isp*+Isn*) ACRによって、Is=Is*=Isp*+Isn*となるので
Idp+Idn=2×(Isp*+Isn*)×Ym
Idp−Idn=2×(Isp*−Isn*)×Ym
となる。
[式15]
Idp=2×Isp*×Ym
Idn=2×Idn*×Ym
となる。この結果、図8の構成によって、平滑コンデンサ5・6に流れる電流Idp、IdnはAVR23・24の出力Isp*、Isn*に対応し、それぞれ独立してコントロール可能なことが分かる。AVR23・24の指令値はともにVd*/2なので、AVRの結果
Vdp=Vdn=Vd*/2
となり、直流全電圧一定(Vdp+Vdn=Vd*)と中性点電位一定(Vdp−Vdn=0)を同時に実現できることを示した。
Idp=is×max(ymu、0)−is×max(ymv、0)
Idn=is×min(ymu、0)−is×min(ymv、0)
∫is×ym・dt=0 (積分区間は電源周期)
という関係が成立する。すなわち電源周期程度の時間スケールで平均的にみれば、is×ym=0とみなすことができる。これを式7に代入すると
Idp+Idn=0
Idp−Idn=2×|is|×|ym|×ΔYm
となる。以上より
Idp= |is|×|ym|×ΔYm
Idn=−|is|×|ym|×ΔYm
となる。平滑コンデンサ5に電流が流入し、電圧VdpはΔVだけ上昇したとすると、反対に平滑コンデンサ6からは同じ大きさの電流が流出し、電圧VdnはΔVだけ低下する。この結果、無負荷状態の場合でも直流全電圧(Vdp+Vdn)を一定に保ったまま、中性点電位のみをコントロールすることが可能になる。
ec=es+Δes−K×(is*−is)
となる。式11と式20より、交流電流isは
is=(K×is*−Δes)/(K+Rt+s・Lt)
となる。ここで、無負荷状態かつ直流全電圧が目標値に一致している場合(Vdp+Vdn=Vd*)、AVR24・24の出力の和Is*=Isp*+Isn*=0となり、必然的にis*=0となるが、外乱電圧Δesによって、
is=−Δes/(K+Rt+s・Lt)
となり、交流電流isはゼロにはならない。ACRの比例ゲインKをリアクトル2の定数Lt、Rtに対して十分大きくとれば、
is≒−Δes/K
となる。また実効値で考えると
Is≒ΔEs/K
となる。PLL30によって交流電圧esの位相θを検出し、位相θに基づいて交流電圧esと直交する外乱電圧Δesを生成しているので、交流電流isは交流電圧esと直交し、力率は0となる。外乱電圧Δesが交流電圧esに比べて十分小さければ、コンバータ電圧ecは交流電圧esとほぼ同相と考えてよい。すなわち、コンバータ電圧ecを直流全電圧で正規化した瞬時変調率ymも交流電流isと直交する。この結果、式17の関係が成立し、無負荷状態の場合でも直流全電圧(Vdp+Vdn)を一定に保ったまま、中性点電位のみをコントロールすることが可能になる。
交流電流最小値Isminを入力し、その二乗を演算する手段70と、交流電流実効値指令Is*を入力し、その二乗を演算する手段71と、二乗演算手段70の出力より二乗演算手段71の出力を差し引いた値を求める減算器72と、
減算器72の出力を入力し、その平方根を演算する手段73と、平方根演算手段73の出力と定数Kとの積を求めるゲイン74から構成されている。
ゲイン74の出力を外乱電圧振幅ΔEsとする。
ΔEs=K×Ismin
となり、実際に流れる交流電流実効値Isは式24より、
Is≒Ismin
となる。すなわち図3の構成は、Is*の大きさに関係なく、Is≧Isminとなることを保証することで、常時、中性点電位の制御を可能としている。またIs*≧Isminの場合、外乱電圧振幅ΔEs=0とし、必要な場合以外は力率を低下させないようにしている。
初期状態として、直流全電圧は指令値に一致(Vdp+Vdn=Vd*)しているが、中性点電位にアンバランス(Vdp>Vdn)が生じているものとする。図1のAVR23・24の入力の和がゼロになるので、出力の和もゼロ(Is*=0)になる。時刻t0以前は、外乱電圧振幅ΔEs=0とし、交流電流is=0のため直流電圧Vdp、Vdnの変動は起こらないが、時刻t0以降、外乱電圧振幅ΔEs>0とし、交流電圧esと直交する外乱電圧Δesを印加することで、交流電圧esに対して位相90度遅れで直交する交流電流isを流している。この結果、直流電圧Vdp、Vdnは、電源周波数の2倍で振動しながら、それぞれの目標値(Vd*/2)に収束していき、中性点電位のアンバランスが解消されていく。
es’=es×exp(j・δ)≒es×(1+j・δ)
と表される。BPF60によって、交流電圧esに対して直交する外乱電圧j・δ・esを自動的に生成することができる。外乱電圧の振幅は、位相角δで調整可能である。
図4は、図1に示す実施例1に対して最小限の変更だけで実現できるようにしたもので、図1において、交流電圧es、交流電流is、交流電流実効値指令Is*、外乱電圧振幅ΔEsよりコンバータ電圧指令ecを生成する箇所に相当する。
[式28]
ec=es+Δes−K×(is*−is)
となる。式11と式28より、交流電流isは、
is=(K×is*−Δes)/(K+Rt+s・Lt)
となる。ここで、無負荷状態かつ直流全電圧が目標値に一致している場合(Vdp+Vdn=Vd*)、AVR24・24の出力の和Is*=Isp*+Isn*=0となり、必然的にis*=0となるが、外乱電圧Δesによって
is=−Δes/(K+Rt+s・Lt)
となり、交流電流isはゼロにはならない。ACRの比例ゲインKをリアクトル2の定数Lt、Rtに対して十分大きくとれば、
is≒−Δes/K
となる。PLL30によって交流電圧esの位相θを検出し、その位相θに基づいて正弦波sin3θを求めている。すなわち電源周波数の3倍の高調波となる外乱電圧Δesを生成している。このため交流電流isも電源周波数の3倍となる。外乱電圧Δesが交流電圧esに比べて十分小さければ、コンバータ電圧ecは、基本波(電源周波数)成分のみとみなすことができる。すなわち、コンバータ電圧ecを直流全電圧で正規化した瞬時変調率ymも基本波(電源周波数)のみとみなすことができる。一般に三角関数には、次のような関係が成立する。
∫sinθ×sin3θ・dθ=0 (積分区間:0≦θ<2π)
この結果、式17の関係が成立し、無負荷状態の場合でも直流全電圧(Vdp+Vdn)を一定に保ったまま、中性点電位のみをコントロールすることが可能になる。
外乱電圧振幅比ΔVsと加算器93の出力との積を求める乗算器51と、交流電圧esと乗算器51の出力Δesとの和を求める加算器52と、加算器52の出力es’とACR34の出力との差を求める減算器35から構成されている。減算器35の出力をコンバータ電圧ecとする。
[式33]
ec=es+Δes−K×(is*−is)
となる。式11と式28より、交流電流isは
is=(K×is*−Δes)/(K+Rt+s・Lt)
となる。ここで、無負荷状態かつ直流全電圧が目標値に一致している場合(Vdp+Vdn=Vd*)、AVR24・24の出力の和Is*=Isp*+Isn*=0となり、必然的にis*=0となるが、外乱電圧Δesによって
is=−Δes/(K+Rt+s・Lt)
となり、交流電流isはゼロにはならない。ACRの比例ゲインKをリアクトル2の定数Lt、Rtに対して十分大きくとれば、
is≒−Δes/K
となる。ここで
sin3θ=3sinθ−4sinθ×sinθ×sinθ
となるから、外乱電圧Δesは交流電圧esの3倍高調波となる。外乱電圧Δesが交流電圧esに比べて十分小さければ、コンバータ電圧ecは、基本波(電源周波数)成分のみとみなすことができる。すなわち、コンバータ電圧ecを直流全電圧で正規化した瞬時変調率ymも基本波(電源周波数)のみとみなすことができる。したがって、実施例3と同様に式17の関係が成立し、無負荷状態の場合でも直流全電圧(Vdp+Vdn)を一定に保ったまま、中性点電位のみをコントロールすることが可能になる。
2 リアクトル
3 コンバータU相
4 コンバータV相
5 平滑コンデンサ(上側)
6 平滑コンデンサ(下側)
7 直流負荷
8 交流電圧検出器
9 直流電圧検出手段(上側)
10 直流電圧検出手段(下側)
11 電流検出器
20 ゲイン
21 減算器
22 減算器
23 電圧制御器(Automatic Voltage Regulatorの略)
24 電圧制御器(同上)
25 減算器
26 加算器
27 除算器
30 位相同期器(Phase Locked Loopの略)
31 正弦波発生器(SINeの略)
32 乗算器
33 減算器
34 電流制御器(Automatic Current Regulatorの略)
35 減算器
36 加算器
37 除算器
38 極性判別器(入力が正のとき+1、負のとき−1を出力する、SiGNの略)
39 乗算器
40 乗算器
41 符号反転器(入力の正負を反転する)
42 加算器
43 加算器
44 PWMパルス発生器(Pulse Width Modulationの略)
45 PWMパルス発生器(同上)
50 余弦波発生器(COSineの略)
51 乗算器
52 加算器
60 バンドパスフィルタ(Band Pass Filterの略)
70 二乗演算器
71 二乗演算器
72 減算器
73 平方根演算器(SQuare Rootの略)
74 ゲイン
80 ゲイン
81 正弦波発生器(SINeの略)
90 ゲイン
91 三乗演算器
92 ゲイン
93 減算器
Cf 平滑コンデンサ容量
ec コンバータ電圧(指令)
es 交流電圧(検出値)
es’ 交流電圧(外乱電圧印加後)
Idn コンバータから平滑コンデンサ(下側)に流入する電流
Idp コンバータから平滑コンデンサ(上側)に流入する電流
Is 交流電流振幅(実効値)
is 交流電流(検出値)
Is* 交流電流指令(実効値)
is* 交流電流指令(瞬時値)
Ismin 交流電流最小値(実効値)
Isn* 平滑コンデンサ(下側)に流す交流電流指令(実効値)
Isp* 平滑コンデンサ(上側)に流す交流電流指令(実効値)
Lt リアクトル2のインダクタンス
Rt リアクトル2のインピーダンス
Su1 コンバータU相3のスイッチ1
Su2 コンバータU相3のスイッチ2
Su3 コンバータU相3のスイッチ3
Sv1 コンバータV相4のスイッチ1
Sv2 コンバータV相4のスイッチ2
Sv3 コンバータV相4のスイッチ3
Vd* 直流全電圧指令値
Vdn 直流電圧(検出値、下側)
Vdp 直流電圧(検出値、上側)
Ym 変調率(実効値)
ym 変調率(瞬時値)
ymu U相変調率(瞬時値)
ymv V相変調率(瞬時値)
ΔEs 外乱電圧振幅(実効値)
Δes 外乱電圧(瞬時値)
ΔVs 外乱電圧比(実効値)
ΔYm 変調率補正量(実効値)
Δym 変調率補正量(瞬時値)
θ 交流電圧位相
Claims (4)
- 単相交流電源と、
前記単相交流電源の交流電圧検出手段と、
前記単相交流電源にリアクトルを介して接続されるフルブリッジ結線の中性点クランプ式コンバータと、
前記中性点クランプ式コンバータの直流側に接続される第1および第2の平滑コンデンサと、
前記第1および第2の平滑コンデンサを直流電源とする負荷と、
前記第1および第2の平滑コンデンサの電圧を各々検出する第1および第2の直流電圧検出手段と、
前記第1および第2の直流電圧検出手段により検出された第1および第2の直流電圧に基づいて各指令値に一致するように制御する第1および第2の直流電圧制御手段と、
前記交流電圧検出手段により検出された第1の交流電圧と、前記第1および第2の直流電圧制御手段の出力に基づいて前記中性点クランプ式コンバータをPWM制御する電力変換装置において、
前記第1の交流電圧と直交する第2の交流電圧を、前記第1の交流電圧に印加する手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置において、
前記第2の交流電圧は、
前記第1および第2の直流電圧制御手段の出力に基づいて振幅が決定されることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置において、
前記第2の交流電圧は、
前記第1の交流電圧の高調波であることを特徴とする電力変換装置。 - 請求項1に記載の電力変換装置において
前記第2の交流電圧生成手段は、
前記第1の交流電圧に基づいて前記第1の交流電圧の高調波を生成し、かつ前記第1および第2の直流電圧制御手段の出力に基づいて振幅を決定する手段であることを特徴とする電力変換装置。
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2006
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