JPH0315271A - 電力変換器の制御装置及びそのシステム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は交流電動機可変速駆動用インバータ等を負荷に
もち、交流を直流に変換するコンバータ等，電力変換器
の制御装置に関し、電源電圧位相の検出方法並びに力率
１で正弦波電源電流を流すためのコンバータの制御方法
及びそのシステムに関する． 〔従来の技術〕 従来の電力変換器の制御装置は、例えば明電時報，魔４
（１９８７年）第１４頁から第１７頁において論じられ
ている．これは、インバータの直流電圧指令値ＶＤＣＩ
と直流電圧検出値Ｖｏｃとの偏差をアンプを介して出力
し、この出力を、電源電流指令の振幅指令工９＊として
いる．また、電源電圧の相電圧をトランスを介して検出
し，この相電圧検出信号と振幅指令Ｉ９●を乗算器で乗
算した出力を電源電流指令としている。つまり、相電圧
と同期した力率ｌの電源電流指令としている。電流制御
回路は，交流の電流指令に、実際の電源電流が追従する
ようにヒステリシスコンパレータを介して、コンバータ
ヘＰＷＭ信号を出力している。

〔発明が解決しようとする課題〕

上記従来技術は、電流指令の振幅指令工ｑ＊と相電圧自
身とアナログの乗算器で乗算することで信頼性が高い電
流指令となる反面、制御回路のデイジタル化が困難な構
戒と思われる。また相電圧自身に歪みがある場合、電流
指令も歪んだ指令になると言う問題もある。なお、検出
器に３相のトランスが使われており，フォトカプラと比
較すると検出器がやや大きくなることから制御装置も小
型，軽量にできにくいと思われる．本発明の目的は、正
確に力率１でリプルが小さい正弦波電源電流を流すと共
に、小型，軽量，低価格でデイジタル化に適したコンバ
ータの制御装置及びそのシステムを提供することにある
． 〔課題を解決するための手段〕 上記目的を達戒するために，まず、小型，軽量で低価格
な制御装置とするため、トランスは用いず，フォトカプ
ラを用いて電源電圧の位相を検出する．この電源電圧の
位相を検出する手段として、基準の電源周波数指令ωｏ
傘と周波数指令補正量Δωｏ４を加えた１次周波数指令
ω１１をデイジタル的に積分することで、線間電圧の位
相指令θＲＳＩを求め、これを基に電源電流指令の位相
を演算するようにした。なお、周波数指令補正量Δω０
＊は、線間電圧の極性をフォトカプラで検出し，フォト
カプラの動作遅れ時間等を考慮して、線間電圧の零位相
点を求めこの点における、線間電圧の位相指令値ΔθＲ
Ｓに対応して補正量Δω０＊を決めるようにしたもので
ある． さらに、正確に力率１の正弦波電源電流を流すために実
際の線間電圧位相に対応した位相指令ｏＲＳ●を基に、
電流検出用フィルタ等の遅れを考慮して実際の電源電流
の有効分電流工９と無効分電流Ｌを求め、Ｉｄが零にな
るように交流の電源電流指令の位相を進み補償して、電
流制御系の遅れを補償するようにしたものである。

さらに、コンバー夕の制御回路を１チップマイコンを用
い低価格で全デイジタル化するために、電源電流検出の
遅れを考慮して実際の無効分電流■，と、有効分電流Ｉ
ｑ　を検出し，工−が零で、しかも有効分電流指令工１
＊に有効分電流Ｉｑが一致するようにコンバータの入力
電圧ベクトルの大きさと、位相を瞬時に演算し、空間ベ
クトルＰリ阿処理によりコンバータにゲート信号を出力
するようにしたものである。

さらに，ｌチツプマイコンのソフト処理を簡単にするこ
とで、コンバータのスイッチング周波数を大きくして電
源電流リプルを小さくすると共に、高速な電流制御系と
するために、一定のサンプル周期毎に交流の電流指令値
と検出値を演算して大小比較を行ない、その比較結果を
コンバータのゲート信号として出力するようにしたもの
である．〔作用〕 次に電源電圧位相検出手段の動作から述べる。

商用電源周波数は５０Ｈｚ又は６０Ｈｚが基準であり、
通常±０　．　Ｉ　Ｈ　ｚ　以内で変動する．そこで，
基準周波数指令ωｏＩを５０Ｈｚ又は６０Ｈｚとし、周
波数補正量Δω０●が約±０．ＩＨｚ　以内変化するこ
とになる。そこで（ω０１１＋Δω０穆）を１次周波数
指令ω１卓として一定周期毎にデイジタル積分すること
で電源電圧の位相指令θＲＳＩとなる．また，フォトカ
プラを用いて実際の線間電圧の零位相を検出し、この時
点での位相指令θＲＳ”をホールドすると実際の電源電
圧位相と現在の位相指令との差（位相誤差に対応）を検
出できる。

そこで，この位相誤差ΔθＲＳが零に収束する方向に，
ΔθＲＳに対応して周波数補正量Δω０傘が出力される
。この結果、定常的には電源電圧の位相指令が実際の位
相に対応するので正確な電源電圧位相を検出できる。更
に瞬停した後でも、その時点のω一を積分して位相指令
が出力されるので、瞬停再起動時でも、ほとんど位相誤
差が生じない様に動作し、正確な電源電圧位相をデイジ
タル的に検出できる。

次に電流制御系は、交流の電源電流指令に対して実際の
電源電流はコンバータのスイッチング周期の遅れ等によ
り遅れて流れる。この結果、無効分電流エーが生じ力率
ｌにならない。そこで、正確な電源電圧位相を基に、電
流検出用フィルタの遅れ等も考慮して実際の電源電流を
１チップマイコンのＡ／Ｄ変換器で入力してマイコンの
ソフト処理により無効分電流Ｉｔを求め、Ｉｑが零にな
るように電源電流指令の位相を進ませる補償を行う．こ
のようにして、電源の相電圧位相より電流制御系の遅れ
分だけ位相が進んだ電源電流指令が出力される。

また、全デイジタル化したコンバータ制御手段の動作は
、３相の電源電流を電流検出の遅れを考慮して２軸の回
転座標軸（ｄ−ｑ軸）に変換し、Ｉｉ　，Ｉｑ　を検出
する．そこで、無効分電流エーが零になるようにコンバ
ータ入力電圧ベクトル指令ｖ１●のｄ軸電圧補正量ΔＶ
一が出力される。一方、有効分電流指令Ｉｑ”に検出値
Ｉｑが一致するようにｑ軸電圧補正量ΔＶ　ｑ　”が出
力され、Δｖｄ＊，ΔｖｑＩと、電源電圧の大きさ設定
値ＶＲ傘と、交流リアクトルの電圧降下量とから瞬時の
コンバータ入力電圧ベクトル指令ｖ１＊の大きさと回転
位相を演算している，これを基に、３相のスイッチング
パターンとその通流時間を演算し、１チツプマイコン内
蔵タイマへ設定することでＰＷＭ信号が出力される。こ
のようにＰＷＭ信号発生まで１チップマイコンのソフト
処理で動作し、瞬時の電圧ベクトルが出力される。

また、他の全デイジタル化したコンバータ制御手段の動
作は、有効分電流指令値Ｉｑ”を振幅とし電源相電圧位
相をもつ交流の電流指令値を演算する。同様に電源電流
を検出し、両者の大小比較を行ない、その結果を一定周
期毎にコンバータのゲ一ト信号として与えている。

つまり、電流指令が実電流より大きい時はコンバータの
正アームをオフしている。この結果、コンバータ入力電
圧が小さくなるので、電源電流が大きくなる。一方、電
流指令より実電流が大きい時は正アームをオンしてコン
バータ入力電圧を大きくしており，この結果、電源電流
が小さくなる。

このように、電源電流の大小比較のみのソフト処理とな
り，演算時間を短かくできるので高速スイッチングが可
能となる。

〔実施例〕

以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。

主回路部は３相電源１，電圧極性検出器２，電流検出器
３，交流リアクトル４，コンバータ５，平滑コンデンサ
６，負荷７から構成されており、負荷７で消費される電
力はコンバータ５を介して商用電源１から供給される．
この場合、交流リアクトル４を流れる各相の電源電流が
正弦波でしかも、各相の電源電圧と位相が等しく（力率
ｌ）なるようにコンバータをＰＷＭ制御する。一方、コ
ンパータの制御装置は電源電圧位相検出手段８，電流振
幅指令演算部９，電流指令発生手段１０，電流制御回路
１ｌから構威されている。本発明の主要部である電源電
圧位相検出手段８は．，Ｓ間電圧ＶＨＳの零位相を検出
する零点検出部工２と５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの基準周波
数指令ωｏＩ１と電：ｇ周波数の変動量に対応した周波
数補正量Δωｏ喰を加算する加算部１３と、その加算し
た１次周波数指令ω１１をデイジタル積分する積分部１
４と、積分した出力である電源電圧位相指令θＲＳ”　
を線間電圧の零位相でホールドするホールド処理部１５
、及び（比例＋積分）補償部１６，リミツタ処理部１７
から構成している。

また，電源電圧位相指令θＲＳ”はＯ゜〜３６０゜の値
で３６０゜を越えたらＯに戻り、のこぎり波状に変化す
る。また、ホールド部の出力ΔθＲＳは、実際の電源電
圧位相と電源電圧位相指令値との差となり，正負の値を
もつ位相誤差である。そこでΔθＲＳを（比例＋積分）
補償部１６，リミツタ１７を介して周波数補正量Δω０
＊としており、位相誤差ΔθＲＳが零に収束するように
フイードバーク制御によりΔωｏ８を補正している。次
に、本発明の制御回路の具体的なハードウエア構成を第
２図に示す。電圧極性極出器２としてフォトカプラ１８
，抵抗１９，ダイオード２０，反転回路２１から構成し
ている。次に、第１図のブロック図で示した、電源電圧
位相検出手段８と、電流指令発生手段１０及び電流振幅
演算部９の処理は、第２図で示すように１チップマイコ
ン２２のソフト処理で行う。まず，電流振幅演算部９の
処理は、まず、平滑コンデンサ６の電圧検出値Ｖｏｃ（
コンバータ出力電圧）をマイコン内蔵のＡ／Ｄ変換器２
３を介して入力し、減算器２４で直流電圧指令ＶＯＣ−
との偏差を（比例＋積分）補償処理２５とリミツタ処理
２６を介して電流指令の振幅指令工，＊とじている。な
お，工一は有効分電流指令である．そこで、■ＤＣ傘〉
ｖＤＣの場合は平滑コンデンサ６を充電するように電源
から有効パワーを供給するのでＩｑ”は正となる。一方
、Ｖ　ｏｃ喰＜　Ｖ　ｏｃの場合は、コンデンサのパワ
ーを電源側に回生ずるように電源電流指令を与えるもの
でエ一は負となる。

次に，電源位相検出処理８は第上図で示したブロック図
をソフト処理で行い，線間電圧の位相指令ｏＲＳ●を出
力する。また、電流指令発生手段１０は、有効分電流Ｉ
’ｌ　＋無効分電流工．演算処理２７，電流制御系遅れ
補償処理２８，相電流指令発生処理２９から構或され、
各相の電流指令値をＤ／Ａ変換器３０に出力し、フィル
タ３１を介して交流の電源電流指令を３相分出力してい
る．また電流制御回路１１はヒステリシスコンパレータ
で構成しており、電流指令と実際の電流を比較し、ヒス
テリシス幅以上の偏差が生じた場合，偏差内に入るよう
にＰＷＭ信号のオン・オフ信号を出力し、コンバータの
ゲート信号としている。

次に本発明の主要部である電源電圧位相の検出方法並び
にコンバータの電流指令出力方法について詳細に述べる
。第３図に１チップマイコンソフト処理の全体構成を示
す。一定周期Ｔｓ毎の割込み処理（ＩＲＱＩ）では、ま
ず、（１）式を行い腺間電圧の位相指令θＲＳ◆を出力
する。

θＲＳ＊　＝θ＊ｓ＊（ｎ　−　１　）＋　（．ｌ　ｓ
率−　（１）（１）式では、前回の位相指令θａｓｓ（
ｎ　−　１　）に１次周波数指令ω１傘を加算すること
でデイジタル積分を行い第４図，第５図に示すのこぎり
波状の電源電圧位相指令θＲＳ傘を演算している。

次に、有効分電流工１や無効分電流１ｍを求めて電流指
令の位相等を演算し、電流指令を出力する。次に、電源
電圧位相を求める手段として、第２図に示す。フォトカ
プラ出力のエッジで動作する割込み処理（ＩＲＱ２）を
設けており、この内容を第４図，第５図の動作波形を用
いて説明する。

まず、第２図に示すフォトカプラを用いて電源電圧の近
似的な極正信号を検出した８１信号を第４図に示す．つ
まり、フォトカプラの１次側発光ダイオードにある程度
以上電流を流すと動作することから線間電圧ＶＲＳがＶ
ＳＬＶ以上で出力電圧が動作するためＶＨＳの零位相か
らΔＴ時間遅れて、ＳＬ信号が立上り、この立上り時刻
をｔｚとし、この時点でＩＲＱ２の割込みが生じる。次
にｔｌ直前の１次周波数指令ω１拳を積算する。ＩＲＱ
Ｉの起動時刻をｔ０とし、この時からＴｓ区間出力して
いるθＲＳＩの値をｏｎ−とすると、電源電圧ＶＨＳの
零クロス点（ｔｚ時刻）におけるθＲＳ●値は、位相指
令値と実際の電源電圧ＶＨＳとの位相誤差ΔθＲＳとな
り（２）式で計算できる。つまり、ｔｎ時刻でのθＲｓ
＊値がＯｎ１１値なのでｔ２時刻でのθＲｓ＊値は（２
）式となる。

ΔθＲｓ＝（ｔｚ　　ｔｎ）・Ｋ＋θｎ＊　　　　　−
・・（２）ここで、ｔ２はｔ１−ΔＴである。また、定
数Ｋは，基準電源周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）にお
ける一周期区間の電源電圧位相変化量である．次に、ｌ
次周波数補正量Δω１１Ｉは（３）式で与えている。

ここで、Ｋｐは比例ゲイン，Ｋ＋は積分ゲインである．
また、一次周波数指令ω１●は（４）式で与えている。

ωｌ＊＝　ω０●＋Δ　ω１傘　　　　　　　　　　　
　　　　　　゜　（４）ここで、ω６ｍは５　０　Ｈ　
ｚ又は６　０　Ｈ　ｚの基準周波数である。

次に，第５図を用いて電源位相検出の動作を説明する。

ＶＲＳ＝ＯのＡ点でのｏＲＳ●をΔθ＾とし、Δθ＾が
正の場合は、（３），　（４）式からωｌ●を小さく制
御することで、次のサイクルのＶＲＳの零位相とｏＲｓ
傘の零位相がほぼ同期するように動作する。

一方、Ｂ点のように、ΔθＢが負の場合は．（３），（
４）式からωｌ●を大きくすることで、常に電源電圧位
相にθＲＳ”が追従するようにフィードバック制御して
おりθＲｓ＊を電源電圧位相として検出できる． このように、本発明の電源電圧位相検出方法は電源電圧
の零クロス点における位相指令値をΔθＲＳとするとΔ
θＲＳが零に収束するように、１次周波数指令を補正し
ており、フォトカプラのみのハード回路で構成できるの
で、非常に低価格で小型，軽量の制御装置となると言う
効果がある。

更に、フオトカプラの動作遅れ時間ΔＴや、電源電圧の
零クロス点ｔ１から、１次周波数のデイジタル積分時刻
ｔｎ　との同期ずれ時間（１．−１ｎ）も補償して位相
誤差ΔθＲＳを演算しており、正確に電源位相をデイジ
タル的に検出できると言う効果もある．次に本発明の電
流指令発生方法について述べる．電流指令発生方法は、
第３図のＩＲＱ１ソフト処理に示すようにマイコンのソ
フト処理で行っており、まず有効分電流工９と無効分電
流Ｉｄを演算し、Ｉｄ　＝Ｑ　（力率１）になるように
、電流指令の位相を進ませて、ＰＷＭスイッチング等に
よる電流制御系の遅れ補償を行うものである。

そこでまず、Ｉｄ，Ｉｑ検出方法から説明する。

電源電圧と電源電流のベクトル図を第６図に示す。

Ｒ−Ｓ相の線間電圧ベクトルＶＲから３０’遅れてＲ相
の相電圧ベクトルＶＲとなる。そこで、ＶＲベクトル軸
をｑ軸とし、ｑ軸から９０″遅れた軸をｄ軸とすると、
Ｒ相の電源電流ベクトルｉＲのｄ軸成分が無効電流Ｉｄ
となり，ｑ軸成分が有効分電流工９となる。また、実際
の電源電流はコンバータのＰＷＭスイッチングにより電
流リプルが生じるため，第２図に示すようにフィルタ３
２とマイコンのＡ／Ｄ変換器２３を介して入力する．こ
の結果、実際の電流より位相が遅れて入力され、この合
計した位相遅れをΔθ，とすると、Δθｆを考慮して、
第７図のブロック図に示すようにＩｄ，Ｉｑ検出を行っ
ている。フィルタ遅れ等を考慮したｄ軸の位相は（５）
式となる。

θｄ●＝θＲｓ＊−２／３　　π一Δθｉ　　　　−（
ｓ）また、Ｉｑ，Ｉｄは（．６），　（７）式となる。

１ Ｉｑ＝ｉ　Ｒ−　ｃｏｓ　θ，傘＋−（ｉｕ＋２　　ｉ
ｓ）　　・　ｓｉｎ　θ，●詔「 ・・・（６） ｌ ・・・（７） このように、フィルタ２３の遅れとＡ／Ｄ変換器入力の
遅れ分を加算した位相遅れΔθ，を考慮して（５）式か
らθ一を決めており、これを基に（６）　，　（７）式
からＩｑ，Ｉ−検出をしており、正確なＩｔ，Ｉｑ＊検
出ができると言う効果がある。

次に、電流指令の出力方式について述べる．交流の電源
電流指令を与えた場合，第２図に示すＤ／Ａ変換器３０
，フィルタ３１，ヒステリシスコンパレータｌ１の遅れ
等により、電流指令に対して実際の電流は遅れる．そこ
で、電源電圧ベクトルＶＲと電源電流ベクトルｉＲの位
相を一致させ方率ｌで運転するには，前もって電流指令
の位相を進ませておく必要がある。そこで、本発明では
，第７図に示すようにＩｑ検出値が正の時に、Ｉｄ検出
値が零になるようにΔθＲ傘を（８）式から決めている
． ？ｒ ΔθＲ●＝■・　Ｉｄ　（Ｉｑ＞Ｏ）　　　　　　　・
・・（８）Ｓ ここで、Ｋｌは積分ゲインである。

そこで、Ｒ相の電流指令位相は（９）式となり、ΔθＲ
進み補償を行うことで，電流制御系の遅れを補償できる
ので正確に力率ｌで正弦波状の電源電流を流すことがで
きると言う効果がある。なお、ΔθＲ＊を前もって測定
して定数として設定しておいても、ほぼ同様な効果があ
る。

θＲ●＝θＲＳ＊　−　ｔｃ　／　６＋ΔθＲ●　　　
　　　−（９）また、各相の電流指令は（１０）　（１
　ｔ）　（ｉ　２）式で与えている。

ｉ　Ｒ＊：　ｉ　ｑ＊　’　Ｓｉｎθｇｍ　　　　　　
　　　　　　−・−（１０）ｉ　ｓ＊＝　　ｉ　ｑ１　
ｓｉｎ（　θＲｅ　−　２　／　３　　π）　　　　　
　・＝　（１１）ｉｒ＊＝　ｉｑ”　ｊ　ｓｉｎ（θＲ
ｌ　−　４　／　３　ｔｃ　）　　　　−　（１２）こ
こで、ｉｑｌは、第２図に示すように、コンバータ出力
電圧の偏差を（比例＋積分）補償した出力である． 次に、電源電流制御方式で他の実施例を第８図，第９図
を用いて説明する．電源電圧ｖＲとコンバータ入力電圧
ｖ１の差電圧により交流リアクトル４を介して電源電流
ｉＲが流れる．そこで、第８図のベクトル図によりｖ１
ベクトルのｄ−ｑ軸成分Ｖａ，Ｖｑは（１３），　（１
４）式となる。

ｄｔ ・・・（ｌ３） ｄｔ ・・・（ｌ４） ここで，ω１６は電源周波数、Ｌは交流リアクトルのイ
ンダクタンス、ｒ１は電源とコンバータ間の抵抗であり
ｒ工岬０で近似できる。（１３）式から定常時には， ｒｔ・Ｉ＋＋＝ω１”　Ｌ　・Ｉｑ　　Ｖａなので、Ｉ
ｄが増加した場合、工一を小さくする必要があり、Ｖａ
　を大きくするとＩｄは小さくなるｓＩｑも同様であり
、工９が大きくなるとＶ９を大きくする必要がある。こ
の結果、ｒｘ　”＝Ｏで定常時には第９図の様に制御す
れば良い。また、Ｉｄ”＝Ｏとすることで力率１の運転
を行なう。第９図はＤ−　ｈａ）を（比例＋積分）補償
処理３３ａとリミッタ処理３４ａを介してｄ軸補正量Δ
Ｖ一を演算している． そこでｄ軸電圧指令Ｖｄ串は（｛５）式で与えている。

同様に、（Ｉ　一Ｉ　ｑ）を（比例＋積分）補償処理３
３ｂ、リミッタ処理３４ｂを介してｑ軸電圧補正量ΔＶ
　ｑ　”を演算し、ｑ軸電圧指令Ｖ一は（ｌ６）式で与
えている。

Ｖａ中＝Ｉｑ　　・　ωｏ　−　Ｌ　−Δ■−寧　　　
　　　　　　　−（ｉｓ）Ｖｑ＊：ＶＲ＊　　　Ｉｄ・
　（１１０”　Ｌ一ΔＶｑ”　　　　・（１６）また，
負荷急変時の電流応答を更によくするには第９図（７）
Ｖｄ”，　Ｖｑ”を（１５）’　，　（１６）’　テ演
算すれば良い。

ｄｔ ・・・（１５）’ ｄｔ ・・・（１６）’ また、コンバータの入力電圧ベクトルｖ１の大きさＩＶ
ｔｌ＊と位相θＰ傘は電圧ベクトル演算処理３５で（１
７），　（ｌｇ）式から求めている。

Ｉ　Ｖｓ　ｌ　＊＝ψ乙”＋Ｖｑ＊”　　　　　　　　
・・・（１７）えている。

次に，空間ベクトルＰＷＭ処理について第１０図，第１
１図を用いて説明する。

第１０図に示すように、３相コンバータの場合、コンバ
ータ入力電圧ベクトルは、２３で８種類あり、ＶＲ方向
ベクトルはＶ４（１，０．０）ベクトルとなる．ここで
ｖ４ベクトルはコンバータの正アームがＲ相でオン、Ｓ
相でオフ、Ｔ相でオフの状態である．そこで，コンバー
タ入力電圧ベクトルｖ１の回転に応じて第１１図に示す
電圧ベクトルを選択して通流時間を制御している。また
、電圧ベクトルの通流時間は（１９），　（２０）式で
与えている。

そこで、ＩＶｚｌ＊とθＰ傘を基に空間ベクトルＰＷＭ
処理３６によりＰＷＭ信号のパルス幅を演算し、マイコ
ン内蔵タイマ３７にパルスの変化時刻を設定することで
コンバータのゲート信号を与・・・（２０） ここで、ＫαはＰＷＭキャリア周期ＴＣから決まる定数
で、ＶＯＣはコンバータ出力電圧である。

そこで，第１１図に示すようにθＰ傘がＯ〜６０゜区間
はＶｓ（１，０．１）のスイッチングパターンをＴ＾時
間与え、Ｖｚ（０，０．１）のスイッチングパターンを
Ｔａ時間与え、Ｔ　ｃ　−　Ｔ＾一ＴＢ時欄、零電圧ベ
クトルＶｏ（０，０．０）又はＶ７（１，１．１）を与
える。なお，θｐｌが６０’〜１２０゜区間は、Ｖ４（
１，０．０）’＜’）　トＪＩｉがＴＡ時間．Ｖ５（１
，０．１）ベクトルがＴａ時間となる。

以上述べた他の実施例においては、コンバータの制御装
置をｌチップマイコンのみで全デイジタル化できるので
制御装置が小型，軽量，低価格になると言う効果がある
。また、コンバータ入力電圧ベクトルＶｌの大きさと位
相を瞬時に制御できるので電源電流の応答が早いと言う
効果もある。

更に空間ベクトルＰ’ＷＭ処理を行なうことで、一般的
な正弦波と三角波比較ＰＷＭ方式に比べてコンバータ入
力電圧を大きくできる。そこで、逆に言えば、電源電圧
ＶＲが一定の場合、コンバータ出力電圧（平滑コンデン
サ電圧）の設定値Ｖｏｃ＊の下限を小さくできるので、
コンバータ出力電圧の制御範囲が広くなると言う効果が
ある．次に、交流の電源電流指令と検出値をデイジタル
的に比較する他の実施例について第１２図を用いて説明
する．これは、一定周期Ｔｓ毎に起動されるソフト処理
で３相の電源電流指令を（２１），　（２２），　（２
３）式から計算する。

ｉｎ傘＝　　Ｉ　ｑ●　・　ｓｉｎ（θＲＳＩ　−　　
π／　６　）　　　　　　　　−　（２１）ｉｓ傘＝　
　Ｉ　ｑ＄　　＠　　ｓｉｎ（　θＲＳ寧−　５／６　
　π）　　　　　−（２２）ｉｔ●＝　−　（　ｉ　Ｒ
●＋　ｉｓ傘’）　　　　　　　　　　　　　　　　　
　　−（２３）また、電源電流はフィルタ３２を介さな
いで直接マイコン内蔵Ａ／Ｄ変換器を介して検出する．
次に、電源指令値が検出値より大きい時はコンパータの
正アームをオフし、コンバータ入力電圧を小さくする。

一方、電流指令値の方が検出値より小さい時は、正アー
ムをオンしてコンパータ入力電圧を大きくする。このよ
うに本方式は，第１２図のソフト処理に示すごとく、簡
単でサンプル周期Ｔｓを非常に短かくできる。この結果
、コンバータのスイッチング周波数を大きくでき、電流
リプルも小さくなる．また、オン，オフ制御のため、タ
イマ素子がいらなく１チツプマイコンで全デイジタル化
できると言う効果もある。以上、述べたコンバータ制御
装置を応用した汎用インバータシステムを第１３図に示
す． これは第１図の負荷として、インバータ３８で可変速制
御される誘導電動機３９を接続したシステムである６こ
こで，インバータは１次周波数指令ｆｌ＊を受けインバ
ータ制御装置４０によりインバータ出力周波数及び出力
電圧が制御される。また、コンバータ制御装置４１は、
今まで実施例で述べて来た１チツプマイコンを用いた制
御装置である。汎用インバータの一般的なシステムは第
１３図のコンバータの仮りに，３相全波整流回路が用い
られ、電源電流の低次高調波が非常に大きく他機器への
ノイズ発生源となっている。また、平滑コンデンサ６の
直流電圧は２００Ｖ受電で２７０ｖ一定となりインバー
タ出力最大電圧が１８０Ｖ位と小さい。このため電動機
の最大トルクを上げるには、電動機電流を上げる必要が
あり電動機効率が悪くなる．また、高速領域でインバー
タ出力電圧を２００Ｖまで上げるためにＰＷＭインバー
タから方形波インバータへ移行する必要があり、電動機
電流波形が歪む。また、スイッチング周波数が低下する
ので騒音も大きくなる．そこで、第１３図に示すように
汎用インバータシステムにコンバータを用いることで、
電源電流を正弦波状にでき低次高調波を低減できる。ま
た、直流電圧ＶＯＣを２７０ｖ以上に制御できることか
ら、インバータ出力最大電圧を大きくできる。この結果
、電動機電流を小さくできるので効率が向上する．更に
、インバータ出力電圧が２００Ｖ以上までＰＷＭ制御で
き、高速領域でもトルクリプル，騒音が小さくなると言
う効果がある。

また、コンバータ制御装置は直流電圧Ｖｏｃが一定にな
るように制御しており、コンバータの電流制御系を高速
にすることにより、平滑コンデンサ６の容量を小さくで
き、安価なシステムとなる。

また、本発明のように、コンバータ制御装置４１をマイ
コン化することにより、コンバータとインバータ間の通
信が簡単になる。この結果両者の保護協調がとりやすい
と言う効果もある。

〔発明の効果〕

本発明は、以上説明したように、構成されているので以
下に記載されるような効果を奏する。

フォトカプラと１チップマイコンのみで精度良く電源電
圧位相検出ができるので制御装置が小型，軽量，低価格
となる。また、電源電流検出の遅れを考慮して正確に無
効分電流と有効分電流を検出でき、無効分電流が零にな
るように交流の電流指令を−進み補償することにより，
正確に力率ｌで低次高調波の少ない正弦波状の電源電流
を流すことができる。また、ｌチツプマイコンのみによ
り，無効分電流が零で、有効分電流指令に実際の有効分
電流が追従するようにコンバータ入力電圧ベクトルの大
きさと位相を瞬時に制御することにより高速な電流制御
系となり，コンバータ出力電圧変動を小さくできる。こ
の結果、平滑コンデンサ容量も小さくできる。また，コ
ンバータ制御回路を全デイジタル化でき小型，低価格な
装置となる。

また、一定周期毎に交流の電源電流指令値と検出値の大
小比較を行いその結果をゲート信号とする全デイジタル
方式は、コンバータのスイッチング周波数を大きくでき
、単純なオン，オフ制御なので，安定な制御系になると
共に制御装置が低価格となる。また、以上述べたコンバ
ータに負荷として交流電動機可変速用インバータを接続
したシステムは、インバータ出力最大電圧を大きくでき
るので、電動機の高効率，低トルクリプル，低騒音化が
できる。また、コンバータ制御装置をマイコン化するこ
とでインバータ制御装置と通信処理が簡単となり、両者
の保護，協調がとりやすくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す制御ブロック図、第２
図は本発明の一実施例のハードウエア構成図、第３図は
第２図に示すマイコンのソフト処理フローチャート、第
４図及び第５図は本発明の電源電圧位相検出の説明図，
第６図は電源電圧及び電源電流ベクトル図、第７図は第
２図に示す有効分電流及び無効分電流検山と、電流制御
系の遅れ補償処理の詳細ブロック図、第８図はコンバー
タ入力電圧ベクトル図、第９図は他の実施例の制御ブロ
ック図，第１０図，第１１図は第９図に示す空間ベクト
ルＰＷＭ処理の説明図、第１２図は別な他の実施例を示
すソフト処理フローチャート、第１３図は本発明を応用
した汎用インバータシステム図である。 ｌ・・・交流電源、４・・・交流リアクトル、５・・・
コンバータ、６・・・平滑コンデンサ、８・・・電源電
圧位相検出手段、１８・・・フォトカプラ、２２・・・
エチツプマイコン、２７・・・有効分電流・無効分電流
演算処理、２８・・・電流制御系遅れ補償処理、３２・
・・フィルタ、第２図 第４図 第５図 Δｅｊ，５＝７ｌＩｄ７４（正） Ａθ’ｐｓ＝Ａｅａ（刺 第６図 第 ３ 図 同其月７イマ”ｊ：６みＣ　Ｔｓ’Ｆ？＋期）第７図 第８図 ！ Ｌ７２ ４ 第１０図 Ｖｉ（０．１、ｌ） 第１１図 ζみｓ−４へ） ？■１２図 肩 １３図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、交流電源を直流に変換するコンバータと、その制御
   装置から成る電力変換装置において、前記電源電圧の零
   クロス点における電源電圧位相指令値から電源電圧位相
   誤差を検出し、この位相誤差に対応して周波数指令の補
   正量を求め、この補正量と基準の電源周波数指令を加算
   した１次周波数を積分してその出力を前記電源電圧位相
   指令値とし、この位相指令値を電源電圧の位相検出値と
   することを特徴とした電力変換器の制御装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の電源電圧零クロス点に
   おける電源電圧位相指令値をディジタル的に求める手段
   として、電源からフォトカプラを介して近似の電源電圧
   零クロス点を検出し、前記フォトカプラの動作遅れ時間
   ΔＴ及び一定のサンプル周期毎に出力する電源電圧位相
   指令出力時刻と、非同期で生じるフォトカプラ出力の変
   化時刻との周期ずれ時間を考慮して、電源電圧零クロス
   点における電源電圧位相指令値（位相誤差に対応）を求
   めることを特徴とした電力変換器の制御装置。 ３、特許請求の範囲第１項記載の電力変換器の制御装置
   において電源電圧位相指令値を基に、電源電流の有効分
   電流 I ＿ｑと無効分電流 I ＿ｄを求め、コンバータ出
   力電圧指令とコンバータ出力電圧が一致するように補償
   された有効分電流指令と、電源電圧位相指令を基に作ら
   れた交流の電源電流指令の位相を前記無効分電流検出値
   I ＿ｄが零になるように進み補償したことを特徴とし
   た電力変換器の制御装置。 ４、交流電源を直流に変換するコンバータと、その制御
   装置から成る電力変換装置において、電源電圧位相検出
   手段と電源電流検出手段を有し、コンバータ出力電圧指
   令とコンバータ出力電圧が一致するように補償された有
   効分電流指令 I ＿ｑ＾＊に電源電流の有効分電流検出
   値 I ＿ｑが一致し、更に無効分電流検出値 I ＿ｄが零
   になるように補償手段を介してコンバータ入力電圧ベク
   トルの大きさと位相を演算し、これを基に空間ベクトル
   ＰＷＭ制御手段を介してコンバータにゲート信号を与え
   ることを特徴とした電力変換器の制御装置。 ５、特許請求の範囲第３項又は第４項記載の無効分電流
   I ＿ｄ及び有効分電流 I ＿ｑの検出方法として電源の
   相電圧位相指令値から電流検出用フィルタの遅れ位相量
   と、電源電圧位相演算時点から電流検出時点までの遅れ
   位相量を減じた位相を基準位相として、電源電流を２軸
   の回転座標軸（ｄ−ｑ軸）に分解して検出することを特
   徴とした電力変換器の制御装置。 ６、交流電源を直流に変換するコンバータとその制御装
   置から成る電力変換装置において、電源電圧位相検出手
   段と電源電流検出手段を有し、電源相電圧位相で、コン
   バータ出力電圧指令とコンバータ出力電圧が一致するよ
   うに補償された有効分電流指令を振幅とした交流の電源
   電流指令値を演算する手段を有し、前記電源電流指令値
   と電源電流検出値との大小比較を一定のサンプル周期毎
   に行い、その比較結果をコンバータのゲート信号として
   与えることを特徴とした電力変換器の制御装置。 ７、特許請求の範囲第１項又は第３項又は第４項又は第
   ６項記載の交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ装
   置と、前記直流電圧を交流電圧に変換し、交流電動機の
   可変速運転を行うインバータ装置から成る電力変換器の
   システム。