JPH11178322A - 位相同期制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】不平衡が発生した際に平衡状態の場合と同様の
同期信号を得ることができ、高調波発生を抑制できる位
相検出装置を提供することにある。 【解決手段】基本波成分のみを抽出するフィルタ回路９
と、該フィルタ回路の出力を入力とし正相成分を検出す
る正相検出回路１０と、該正相検出回路の出力を入力と
しその位相を演算する位相演算部１１と、該位相演算部
の出力を入力とし該入力に自動的に位相を同期させる位
相同期回路１２より構成される。 【効果】正相成分のみを抽出することにより、フィルタ
では取り除くことが出来ない不平衡成分が取り除かれる
ため、不平衡時にも平衡時と同様の同期信号を得ること
ができ、高調波の発生を抑制できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、サイリスタ，ＧＴ
Ｏ，トランジスタ，ＩＧＢＴなどで構成される電力変換
器を制御する際の位相基準となる交流電源電圧または電
流に同期化同期位相信号を得て前記電力変換器の位相制
御を行う位相同期制御装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】サイリスタ変換器などの電力変換器によ
って電動器等の負荷や、交直変換器の送電電力の制御を
行っている。サイリスタ変換器のゲート制御を行い、負
荷に流れる電流を制御する場合にはサイリスタ変換器の
ゲート信号を交流電源の交流電圧位相に同期させなけれ
ばならない。そのため、交流電源の電圧位相に同期した
同期位相信号を検出する位相検出機能を必要とする。Ｇ
ＴＯ，トランジスタ，ＩＧＢＴ等で構成される電力変換
器をＰＷＭ制御して交流を直流に変換する場合において
も同様である。サイリスタ変換器の場合にはサイリスタ
の転流時に発生する電源短絡現象により電源電圧波形が
歪んだ波形になる。一方、サイリスタ変換器を制御する
ための同期位相信号としては交流電圧壁が歪む前の基本
波成分から零点をクロスする点の位相が必要である。と
ころが、交流電圧の零点をクロスする点を歪んだ交流電
圧よりそのまま検出すると、零点のずれた、かつ１サイ
クルの間に数点も零点があるように検出することにな
る。このため従来では交流電圧波形歪の影響を除去する
ため、平滑フィルタ（この遅れ時間Ｔはサイリスタの転
流重なり角により発生する波形歪の影響がなくなる値を
選んでいる）を設け、波形歪を取り去った制限波形信号
にしてから位相検出するようにしている。しかしなが
ら、フィルタの遅れ時間Ｔは一定であるため電源周波数
をｆｉとすると、電源電圧位相と検出位相との差はＴ×
２fi×１８０°の遅れとなる。電源周波数が変化する用
途においては、検出位相との位相角は電気角で一定にな
らず変化することになる。このため、さらに従来では電
源周波数が変化する場合には特公昭60−59830 号公報に
記載されているように電源周波数を検出して検出位相を
補正し、周波数を検出して検出位相を補正し、周波数が
変化しても一定の電気角位相差で位相検出出来るように
している。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】電力変換器に交流を供
給する交流電源は電動発電機の出力や自家発電による電
源も用いられる。そのため、他設備の負荷遮断などが行
われると交流電源が不平衡になることがある。一方、フ
ィルタは基本周波数近傍の周波数のみを検出する特性を
持っている。不平衡を発生させる成分も基本周波数の成
分であるため、フィルタでは除去することができない。
従って、不平衡が発生すると本来あるべき零点の位置が
ズレ、不必要にズレに追従した同期信号を発生させてし
まう。本発明の目的は、不平衡が発生した際に平衡状態
の場合と同様の同期信号を得ることができ、高調波の発
生を抑制できる位相検出装置を提供することにある。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明では３相交流系統の電圧または電流を入力とし
交流系統の基本波成分のみを抽出する入力フィルタと、
基本波成分を入力とし基本波成分の位相を検出する位相
検出部と、位相検出部で検出された位相を入力とし位相
に自動的に追従する位相同期ループ部から構成される位
相同期制御装置において、位相検出部に電圧または電流
の正相成分のみを抽出する機構を備えたようにしたもの
である。

【０００５】また、上記目的を達成するために、本発明
では３相交流系統の電圧または電流を入力とし、電圧ま
たは電流の位相を検出する位相検出部と、位相検出部で
検出された位相を入力とし位相に自動的に追従する位相
同期ループ部から構成される位相同期制御装置におい
て、位相検出部に電圧または電流の正相成分のみを抽出
する機構を備えたようにしたものである。

【０００６】本発明の位相同期制御装置によれば、正相
成分のみを抽出することにより、フィルタでは取り除く
ことが出来ない不平衡成分が取り除かれるため、不平衡
時にも平衡時と同様の同期信号を得ることができ、高調
波の発生を抑制できる。

【０００７】

【発明の実施の形態】以下本発明を実施例に基づいて説
明する。

【０００８】本発明の一実施例を図１，図２に示す。

【０００９】図２は本発明を直流送電システムに適用し
たときの一実施例である。

【００１０】交流母線３を交直変換装置１で変換し易い
電圧の大きさに変換する変換用変圧器２を介して交流電
力と直流電力の変換を行う交直変換装置１が接続されて
いる。交直変換装置１には、交直変換装置１に流れる直
流電流を平滑化する直流リアクトル８が接続されてい
る。交流母線３の電圧を制御に使用し易い電圧の大きさ
に変換する電圧検出器４を介して交流母線３の電圧と相
似な電圧波形を位相同期制御装置５に入力する。移相回
路７は、位相同期制御装置５にて作成した交流母線３の
電圧の位相に同期した信号と、交直変換装置１を制御す
る制御信号を作成する変換器制御部６の出力を入力と
し、交直変換装置１に点弧信号を発生させる回路であ
る。図中には示していないが、直流リアクトル８の先に
は本実施例と同様の交直変換器及び交流系統が接続され
ている。

【００１１】図１に位相同期制御装置５の具体的構成を
示す。

【００１２】図１において、交流母線３の電圧の交流電
圧Ｖa，Ｖb，Ｖc は電圧検出器４を介してフィルタ回路
９に入力される。フィルタ回路９は交流母線３の電圧の
基本周波数成分を抽出するバンドパスフィルタである。
正相検出回路１０は対称座標法の正相演算である数１を
用いて交流母線３の電圧の基本周波数ｆから正相成分の
みを抽出したＶu，Ｖv，Ｖwを出力する。

【００１３】

【数１】

【００１４】ここで、ａは大きさを変えずに（２π／
３）位相を遅らせる演算子である。図３には、式（１）
よりＶu，Ｖv，Ｖw を演算するブロック構成を図示した
ものである。別の表わしかたを図４に示す。位相演算部
１１は、図３および図４の方式で検出した交流電圧Ｖ
a，Ｖb，Ｖcの正相成分Ｖu，Ｖv，Ｖwを入力として、正
相成分Ｖu，Ｖv，Ｖw の位相を演算する。演算方法の例
の１つとして、入力信号の符号が例えば負から正に変化
したことをとらえてパルス信号を発生させる電圧の零点
のみを演算する方法がある。零点のみを演算する方法で
は零点が検出される間隔でしか交流電圧Ｖa，Ｖb，Ｖc
の変化に対応できないため、応答性は零点が検出される
間隔以上となる。高速応答性を求める場合には瞬時に位
相を演算する必要がある。位相の演算方法の例として
は、３相２軸変換により２つの直交成分を演算しそれぞ
れの符号と大きさの比から求める方法、電圧の大きさを
演算しその値で入力電圧を割りその値に対して符号と増
減傾向を判断して逆正弦関数を演算する方法がある。零
点検出の場合は、各相の電圧の零点パルスを重畳させる
方法も存在するが、いずれにしろ交流母線３の電圧の３
相のうち代表相として特定の相に同期した１相分の位相
のみを位相演算部１１の出力とする構成を取る。また、
いずれの場合も不平衡成分が除去されているため、検出
または演算された位相成分にリップル成分が重畳しない
ため、後述する交直変換装置１の変換電力にもリップル
成分が重畳しなくなり交流母線３の電圧が平衡状態であ
る場合と変わりなく交直変換装置１が電力変換を行える
ことになる。位相同期回路１２は、零点または瞬時に計
算された位相を入力として、正相成分Ｖu，Ｖv，Ｖw の
位相に同期した瞬時の位相を出力する。位相同期回路１
２はＰＬＬ（phase lockedloop）と呼ばれる回路であり
その構成や動作原理については周知であるため詳細な説
明を省略する。移相回路７では、例えば交直変換装置１
が１２相整流回路であれば、位相同期回路１２の出力で
ある同期位相信号を基準に１２個の同期位相信号を作成
する。変換器制御部６の信号は通常［０，π］の範囲で
出力されるため、１２個の同期位相信号は［−π，π］
または［０，２π］の定義域をもつのこぎり波として出
力されればよい。位相同期回路１２の出力である同期位
相信号を基準に作成された１２個の同期位相信号と変換
器制御部６の信号の交点を求め、その時点で点弧パルス
を発生させ、移相回路７の出力として交直変換装置１に
送られる。この信号を基づいて交直変換装置１では交直
変換する電力が決定される。

【００１５】図５は、本発明の別の実施例である。図５
において、図１と同一符号のものは同一のものである。
図５では電圧検出器４の出力をフィルタを介することな
く正相検出回路１０に入力する。この場合は、図１の実
施例で述べた方法では不平衡の影響を取り除くことがで
きない。図６に実現方法の一例を述べる。入力電圧の基
本周波数で位相差が（π／４）であり振幅が等しい正弦
波１３と余弦波１４を用意する。正弦波と余弦波は位相
差が（π／４）であれば交流母線３の電圧と同期してい
もいなくてもよい。この正弦波１３と電圧検出器４の出
力Ｖa，Ｖb，Ｖc を掛け合わせ、その結果を足し合わせ
る。このようにすると、基本波成分が直流成分として表
わされる。電圧検出器４の出力Ｖa，Ｖb，Ｖc に重畳し
ている周波数成分を代表してfac 、基本周波数をｆと表
わすとこの演算により変換される周波数fconv は数２の
ように表わされる。

【００１６】

【数２】 fconv＝fac−ｆ …（数２） fac が基本周波数以下の場合fconv は負の値となるが、
周波数としてはfconvの絶対値であり基本周波数におけ
る逆相成分と同様に各相の位相の遅れと進みの関係が反
転した成分となる。また、この演算により、基本波成分
に関して零相成分は０となり、逆相成分は２次高調波成
分として変換される。従って、正弦波１３と電圧検出器
４の出力Ｖa，Ｖb，Ｖc を掛け合わせ、その結果を足し
合わせた値を入力として遮断周波数が基本波成分以下の
ローパスフィルタ１５に入れれば正相成分のみが直流成
分として取り出すことができる。余弦関数側も同様であ
る。ローパスフィルタ１５の出力とローパスフィルタ１
６の出力は正相成分を２つの直交成分に分解したそれぞ
れの値と等しいため、ローパスフィルタ１５の出力とロ
ーパスフィルタ１６の出力から位相角を演算することが
できる。零点検出として使用する場合は、ローパスフィ
ルタ１５の出力かローパスフィルタ１６の出力の一方の
みを使用し値が零になる時点でパルスを発生させると図
１の零点検出と同じになる。従って本実施例の場合も交
流母線３が不平衡になった場合でも平衡状態と変わりな
く交直変換装置１が電力変換を行えることになる。

【００１７】尚、本発明において図１および図５の実施
例における交直変換器は、サイリスタ変換器だけでな
く、トランジスタ，ＧＴＯ，ＩＧＢＴ等で構成される電
力変換器をＰＷＭ制御するものであってもよいことは明
らかなことである。また、交直変換器ばかりではなく静
止型無効電力補償装置，自励式静止型無効電力補償装
置，サイリスタ制御直列コンデンサ等、位相制御を必要
とする電力機器にも使用できることは明らかなことであ
る。

【００１８】

【発明の効果】本発明によれば、交流電源電圧または電
流に不平衡が発生した際に平衡状態の場合と同様の同期
信号を得ることができ、高調波発生の発生を抑制するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。

【図２】本発明を用いる交直変換器の制御装置の構成図
である。

【図３】本発明の正相検出回路の一構成例である。

【図４】本発明の正相検出回路の別の構成例である。

【図５】本発明の別の実施例を示す構成図である。

【図６】本発明の別の実施例を説明するための正相検出
回路の構成図である。

【符号の説明】

１…交直変換装置、２…変換用変圧器、３…交流母線、
４…電圧検出器、５…位相同期制御装置、６…変換器制
御部、７…移相回路、８…直流リアクトル、９…フィル
タ回路、１０…正相検出回路、１１…位相演算部、１２
…位相同期回路、１３…正弦波、１４…余弦波、１５，
１６…ローパスフィルタ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】３相交流系統の電圧または電流を入力とし
   交流系統の基本波成分のみを抽出する入力フィルタと、
   該基本波成分を入力とし該基本波成分の位相を検出する
   位相検出部と、該位相検出部で検出された位相を入力と
   し該位相に自動的に追従する位相同期ループ部から構成
   される位相同期制御装置において、前記位相検出部に前
   記電圧または電流の正相成分のみを抽出する機構を備え
   たことを特徴とする位相同期制御装置。
2. 【請求項２】３相交流系統の電圧または電流を入力と
   し、該電圧または電流の位相を検出する位相検出部と、
   該位相検出部で検出された位相を入力とし該位相に自動
   的に追従する位相同期ループ部から構成される位相同期
   制御装置において、前記位相検出部に前記電圧または電
   流の正相成分のみを抽出する機構を備えたことを特徴と
   する位相同期制御装置。