JP2889133B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、電力系統の交流電圧
が変動する際に、電力変換器の転流失敗を防止して適正
な電力を送電できる電力変換器の制御装置に関するもの
である。
が変動する際に、電力変換器の転流失敗を防止して適正
な電力を送電できる電力変換器の制御装置に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】図１２は従来の電力変換器の制御装置を
示す構成図であり、図において、１は交流送電線、２は
変圧器、３は変圧器２を介して交流送電線１に接続さ
れ、直流電力を交流電力に変換する電力変換器、４は電
力変換器３の直流端に接続された送電線、５は送電線４
の直流電流Ｉｄを検出する変流器である。また、６は交
流送電線１における各相の交流電圧の振幅を検出して、
各相の振幅の平均値Ｅを演算する平均交流電圧検出器、
７は平均交流電圧検出器６により演算された平均値Ｅと
変流器５により検出された直流電流Ｉｄに基づいて制御
角αを演算する制御角演算手段、８は転流電圧の位相に
同期した三角波が制御角演算手段７により演算された制
御角αに一致したとき点弧パルスを発生し、電力変換器
３を構成する各スイッチング素子を制御する制御手段で
ある。
示す構成図であり、図において、１は交流送電線、２は
変圧器、３は変圧器２を介して交流送電線１に接続さ
れ、直流電力を交流電力に変換する電力変換器、４は電
力変換器３の直流端に接続された送電線、５は送電線４
の直流電流Ｉｄを検出する変流器である。また、６は交
流送電線１における各相の交流電圧の振幅を検出して、
各相の振幅の平均値Ｅを演算する平均交流電圧検出器、
７は平均交流電圧検出器６により演算された平均値Ｅと
変流器５により検出された直流電流Ｉｄに基づいて制御
角αを演算する制御角演算手段、８は転流電圧の位相に
同期した三角波が制御角演算手段７により演算された制
御角αに一致したとき点弧パルスを発生し、電力変換器
３を構成する各スイッチング素子を制御する制御手段で
ある。
【０００３】また、図１３は電力変換器３と変圧器２の
接続関係を示す接続図であり、図において、３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗ，３Ｘ，３Ｙ，３Ｚはそれぞれ電力変換器３の
Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相，Ｘ相，Ｙ相，Ｚ相のスイッチング素
子、Ｘは変圧器２の１相分の転流リアクタンス、Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃは変圧器２の相電圧、Ｖ１はＵ相からＶ相へ
の転流電圧、Ｖ２はＶ相からＷ相への転流電圧、Ｖ３は
Ｗ相からＵ相への転流電圧、−Ｖ１はＸ相からＹ相への
転流電圧、−Ｖ２はＹ相からＺ相への転流電圧、−Ｖ３
はＺ相からＸ相への転流電圧である。
接続関係を示す接続図であり、図において、３Ｕ，３
Ｖ，３Ｗ，３Ｘ，３Ｙ，３Ｚはそれぞれ電力変換器３の
Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相，Ｘ相，Ｙ相，Ｚ相のスイッチング素
子、Ｘは変圧器２の１相分の転流リアクタンス、Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃは変圧器２の相電圧、Ｖ１はＵ相からＶ相へ
の転流電圧、Ｖ２はＶ相からＷ相への転流電圧、Ｖ３は
Ｗ相からＵ相への転流電圧、−Ｖ１はＸ相からＹ相への
転流電圧、−Ｖ２はＹ相からＺ相への転流電圧、−Ｖ３
はＺ相からＸ相への転流電圧である。
【０００４】次に動作について説明する。まず、平均交
流電圧検出器６は、交流送電線１における各相の交流電
圧の振幅を検出して、各相の振幅の平均値Ｅを演算する
が、各相の交流電圧をサンプリングしてから平均値Ｅを
得るまでに通常数十ｍｓｅｃの時間を要する。その理由
は、交流電圧には直流成分の他に高調波が含まれている
ため、交流電圧の振幅を得るためにはその交流電圧をフ
ィルタ（図示せず）に入力して高調波を除去する必要が
あるが、フィルタには位相特性があるためその位相特性
分だけ交流電圧の変化を待たなければならず、交流電圧
の振幅を得るまでに数十ｍｓｅｃの時間を要するからで
ある。因に、この平均交流電圧検出器６は、例えば、
「交流系不平衡故障に対する直流系の応動特性と安定化
制御」電気学会論文誌Ｂ 第１１２巻１号 第２７頁か
ら第３５頁 平成４年発行に開示されている。
流電圧検出器６は、交流送電線１における各相の交流電
圧の振幅を検出して、各相の振幅の平均値Ｅを演算する
が、各相の交流電圧をサンプリングしてから平均値Ｅを
得るまでに通常数十ｍｓｅｃの時間を要する。その理由
は、交流電圧には直流成分の他に高調波が含まれている
ため、交流電圧の振幅を得るためにはその交流電圧をフ
ィルタ（図示せず）に入力して高調波を除去する必要が
あるが、フィルタには位相特性があるためその位相特性
分だけ交流電圧の変化を待たなければならず、交流電圧
の振幅を得るまでに数十ｍｓｅｃの時間を要するからで
ある。因に、この平均交流電圧検出器６は、例えば、
「交流系不平衡故障に対する直流系の応動特性と安定化
制御」電気学会論文誌Ｂ 第１１２巻１号 第２７頁か
ら第３５頁 平成４年発行に開示されている。
【０００５】そして、制御角演算手段７は、平均交流電
圧検出器６により演算された平均値Ｅと変流器５に検出
された直流電流Ｉｄを入力すると、下記に示すように制
御角αを演算する。 α＝ｃｏｓ-1（√２・Ｘ・Ｉｄ／Ｅ−ｃｏｓγ） ・・・（１） ただし、γは制御余裕角である。因に、式（１）は「直
流送電技術解説」第８４頁 １９７８年 電気学会発行
に開示されている。
圧検出器６により演算された平均値Ｅと変流器５に検出
された直流電流Ｉｄを入力すると、下記に示すように制
御角αを演算する。 α＝ｃｏｓ-1（√２・Ｘ・Ｉｄ／Ｅ−ｃｏｓγ） ・・・（１） ただし、γは制御余裕角である。因に、式（１）は「直
流送電技術解説」第８４頁 １９７８年 電気学会発行
に開示されている。
【０００６】そして、制御手段８は、制御角演算手段７
により演算された制御角αを入力すると、図１４に示す
ように、転流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３等の位相に同期した
三角波Ｌ１等と制御角αを比較し、転流電圧Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３等に同期した三角波Ｌ１等が制御角αに一致し
たとき、各スイッチング素子に対して点弧パルスを発生
し、各スイッチング素子をオン制御する（例えば、制御
角αが転流電圧Ｖ１に同期した三角波Ｌ１に一致した場
合、Ｖ相のスイッチング素子３Ｖに点弧パルスを発生す
る）。因に、図１４における三角波Ｌ１等は、転流電圧
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３等の位相と同期した信号であり、転流
電圧が零になると零点にリセットされ、傾き一定に増加
する。また、当該三角波は、交流系統の事故によって転
流電圧の位相が変動しても、常に変動前の転流電圧の位
相に同期する信号であり、制御手段８が当該三角波を作
り出している。
により演算された制御角αを入力すると、図１４に示す
ように、転流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３等の位相に同期した
三角波Ｌ１等と制御角αを比較し、転流電圧Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３等に同期した三角波Ｌ１等が制御角αに一致し
たとき、各スイッチング素子に対して点弧パルスを発生
し、各スイッチング素子をオン制御する（例えば、制御
角αが転流電圧Ｖ１に同期した三角波Ｌ１に一致した場
合、Ｖ相のスイッチング素子３Ｖに点弧パルスを発生す
る）。因に、図１４における三角波Ｌ１等は、転流電圧
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３等の位相と同期した信号であり、転流
電圧が零になると零点にリセットされ、傾き一定に増加
する。また、当該三角波は、交流系統の事故によって転
流電圧の位相が変動しても、常に変動前の転流電圧の位
相に同期する信号であり、制御手段８が当該三角波を作
り出している。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換器の制
御装置は以上のように構成されているので、各相の交流
電圧の振幅を検出して各相の振幅の平均値を演算するこ
とが電力変換器を制御する前提となるが、交流電圧の振
幅を検出するためにはフィルタによって高調波を除去す
る必要から各相の振幅の平均値を演算するのに数十ｍｓ
ｅｃの時間を要するため、事故等によって交流電圧が変
動しても直ちに電力変換器を制御できず、その結果、制
御余裕角を確保できなくなって転流失敗を起こし、電力
を交流系統に送電できなくなる問題点があった。また、
制御角は各相の振幅ではなく各相の振幅の平均値に基づ
いて演算するので、必ずしも各相のスイッチング素子を
適正な制御角で制御することができず、そのため同様に
転流失敗を起こして、電力を交流系統を送電できなくな
る問題点もあった。
御装置は以上のように構成されているので、各相の交流
電圧の振幅を検出して各相の振幅の平均値を演算するこ
とが電力変換器を制御する前提となるが、交流電圧の振
幅を検出するためにはフィルタによって高調波を除去す
る必要から各相の振幅の平均値を演算するのに数十ｍｓ
ｅｃの時間を要するため、事故等によって交流電圧が変
動しても直ちに電力変換器を制御できず、その結果、制
御余裕角を確保できなくなって転流失敗を起こし、電力
を交流系統に送電できなくなる問題点があった。また、
制御角は各相の振幅ではなく各相の振幅の平均値に基づ
いて演算するので、必ずしも各相のスイッチング素子を
適正な制御角で制御することができず、そのため同様に
転流失敗を起こして、電力を交流系統を送電できなくな
る問題点もあった。
【０００８】請求項１の発明は上記のような問題点を解
消するためになされたもので、事故等によって交流電圧
が変動した場合において発生する各スイッチング素子の
転流失敗を防止できる電力変換器の制御装置を得ること
を目的とする。
消するためになされたもので、事故等によって交流電圧
が変動した場合において発生する各スイッチング素子の
転流失敗を防止できる電力変換器の制御装置を得ること
を目的とする。
【０００９】請求項２の発明は、請求項１の発明の目的
に加え、電力変換器から交流系統に非理論高調波が流出
するのを防止できる電力変換器の制御装置を得ることを
目的とする。
に加え、電力変換器から交流系統に非理論高調波が流出
するのを防止できる電力変換器の制御装置を得ることを
目的とする。
【００１０】請求項３の発明は、請求項１の発明の目的
に加え、電力変換器から交流系統に流出する非理論高調
波が所定の範囲内であれば多くの電力量を送電できる電
力変換器の制御装置を得ることを目的とする。
に加え、電力変換器から交流系統に流出する非理論高調
波が所定の範囲内であれば多くの電力量を送電できる電
力変換器の制御装置を得ることを目的とする。
【００１１】請求項４の発明は、請求項１の発明の目的
に加え、必要に応じて非理論高調波の流出防止又は送電
量の増加を選択できる電力変換器の制御装置を得ること
を目的とする。
に加え、必要に応じて非理論高調波の流出防止又は送電
量の増加を選択できる電力変換器の制御装置を得ること
を目的とする。
【００１２】請求項５及び請求項６の発明は、請求項１
の発明の目的に加え、事故等によって変動した電圧が復
帰する場合においても各スイッチング素子の転流失敗を
防止できる電力変換器の制御装置を得ることを目的とす
る。
の発明の目的に加え、事故等によって変動した電圧が復
帰する場合においても各スイッチング素子の転流失敗を
防止できる電力変換器の制御装置を得ることを目的とす
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る電
力変換器の制御装置は、各スイッチング素子の転流電圧
の位相と９０度の位相差を有する電圧信号を演算してそ
の電圧信号と転流電圧を座標変換し、その変換結果に基
づいてその転流電圧の振幅を演算するとともに、電圧変
動を生じていないときの転流電圧の基準位相に対する転
流電圧の位相差を演算し、その振幅と位相差に基づいて
各スイッチング素子の制御角を演算するようにしたもの
である。
力変換器の制御装置は、各スイッチング素子の転流電圧
の位相と９０度の位相差を有する電圧信号を演算してそ
の電圧信号と転流電圧を座標変換し、その変換結果に基
づいてその転流電圧の振幅を演算するとともに、電圧変
動を生じていないときの転流電圧の基準位相に対する転
流電圧の位相差を演算し、その振幅と位相差に基づいて
各スイッチング素子の制御角を演算するようにしたもの
である。
【００１４】請求項２の発明に係る電力変換器の制御装
置は、制御角演算手段により演算された各スイッチング
素子の制御角のうち、値が最も小さい制御角を基準にし
て各スイッチング素子を制御するようにしたものであ
る。
置は、制御角演算手段により演算された各スイッチング
素子の制御角のうち、値が最も小さい制御角を基準にし
て各スイッチング素子を制御するようにしたものであ
る。
【００１５】請求項３の発明に係る電力変換器の制御装
置は、高調波検出手段により検出された高調波が所定値
より大きい場合には、制御角選択手段により選択された
制御角を基準にして各スイッチング素子を制御し、その
高調波が所定値より大きくない場合には、制御角演算手
段により演算された制御角にしたがって各スイッチング
素子を制御するようにしたものである。
置は、高調波検出手段により検出された高調波が所定値
より大きい場合には、制御角選択手段により選択された
制御角を基準にして各スイッチング素子を制御し、その
高調波が所定値より大きくない場合には、制御角演算手
段により演算された制御角にしたがって各スイッチング
素子を制御するようにしたものである。
【００１６】請求項４の発明に係る電力変換器の制御装
置は、選択手段が出力する切換信号が制御角選択手段に
より選択された制御角を基準にして各スイッチング素子
を制御すべき旨を示す場合には、その制御角を基準にし
て各スイッチング素子を制御し、その切換信号が制御角
演算手段により演算された制御角にしたがって各スイッ
チング素子を制御すべき旨を示す場合には、その制御角
にしたがって各スイッチング素子を制御するようにした
ものである。
置は、選択手段が出力する切換信号が制御角選択手段に
より選択された制御角を基準にして各スイッチング素子
を制御すべき旨を示す場合には、その制御角を基準にし
て各スイッチング素子を制御し、その切換信号が制御角
演算手段により演算された制御角にしたがって各スイッ
チング素子を制御すべき旨を示す場合には、その制御角
にしたがって各スイッチング素子を制御するようにした
ものである。
【００１７】請求項５の発明に係る電力変換器の制御装
置は、制御角演算手段により演算された制御角を所定の
遅れ時定数で戻した制御角を演算するとともに、その戻
した制御角とその制御角演算手段により演算された制御
角の大小を比較し、小さい方の制御角を制御手段に出力
するようにしたものである。
置は、制御角演算手段により演算された制御角を所定の
遅れ時定数で戻した制御角を演算するとともに、その戻
した制御角とその制御角演算手段により演算された制御
角の大小を比較し、小さい方の制御角を制御手段に出力
するようにしたものである。
【００１８】請求項６の発明に係る電力変換器の制御装
置は、制御角選択手段により選択された制御角を所定の
遅れ時定数で戻した制御角を演算するとともに、その戻
した制御角とその制御角選択手段により選択された制御
角の大小を比較し、小さい方の制御角を制御手段に出力
するようにしたものである。
置は、制御角選択手段により選択された制御角を所定の
遅れ時定数で戻した制御角を演算するとともに、その戻
した制御角とその制御角選択手段により選択された制御
角の大小を比較し、小さい方の制御角を制御手段に出力
するようにしたものである。
【００１９】
【作用】請求項１の発明における電力変換器の制御装置
は、転流電圧検出手段により検出された転流電圧の位相
と９０度の位相差を有する電圧信号を演算してその電圧
信号と転流電圧を座標変換し、その変換結果に基づいて
その転流電圧の振幅を演算するとともに、電圧変動を生
じていないときの転流電圧の基準位相に対する転流電圧
の位相差を演算する振幅・位相差演算手段を設けたこと
により、転流電圧の変動に対して時間遅れなく、その転
流電圧の振幅と位相差が求められる。
は、転流電圧検出手段により検出された転流電圧の位相
と９０度の位相差を有する電圧信号を演算してその電圧
信号と転流電圧を座標変換し、その変換結果に基づいて
その転流電圧の振幅を演算するとともに、電圧変動を生
じていないときの転流電圧の基準位相に対する転流電圧
の位相差を演算する振幅・位相差演算手段を設けたこと
により、転流電圧の変動に対して時間遅れなく、その転
流電圧の振幅と位相差が求められる。
【００２０】請求項２の発明における電力変換器の制御
装置は、制御角演算手段により演算された各スイッチン
グ素子の制御角のうち、値が最も小さい制御角を基準に
して各スイッチング素子を制御する制御手段を設けたこ
とにより、電力変換器から交流系統に非理論高調波を流
出させることなく、各スイッチング素子を制御できるよ
うになる。
装置は、制御角演算手段により演算された各スイッチン
グ素子の制御角のうち、値が最も小さい制御角を基準に
して各スイッチング素子を制御する制御手段を設けたこ
とにより、電力変換器から交流系統に非理論高調波を流
出させることなく、各スイッチング素子を制御できるよ
うになる。
【００２１】請求項３の発明における電力変換器の制御
装置は、高調波検出手段により検出された高調波が所定
値より大きい場合には、制御角選択手段により選択され
た制御角を基準にして各スイッチング素子を制御し、そ
の高調波が所定値より大きくない場合には、制御角演算
手段により演算された制御角にしたがって各スイッチン
グ素子を制御する制御手段を設けたことにより、電力変
換器から交流系統に流出する非理論高調波が所定の範囲
内に制限され、また、その範囲内では多くの電力量を送
電できるようになる。
装置は、高調波検出手段により検出された高調波が所定
値より大きい場合には、制御角選択手段により選択され
た制御角を基準にして各スイッチング素子を制御し、そ
の高調波が所定値より大きくない場合には、制御角演算
手段により演算された制御角にしたがって各スイッチン
グ素子を制御する制御手段を設けたことにより、電力変
換器から交流系統に流出する非理論高調波が所定の範囲
内に制限され、また、その範囲内では多くの電力量を送
電できるようになる。
【００２２】請求項４の発明における電力変換器の制御
装置は、選択手段が出力する切換信号が制御角選択手段
により選択された制御角を基準にして各スイッチング素
子を制御すべき旨を示す場合には、その制御角を基準に
して各スイッチング素子を制御し、その切換信号が制御
角演算手段により演算された制御角にしたがって各スイ
ッチング素子を制御すべき旨を示す場合には、その制御
角にしたがって各スイッチング素子を制御する制御手段
を設けたことにより、必要に応じて非理論高調波の流出
防止又は送電量の増加を選択できるようになる。
装置は、選択手段が出力する切換信号が制御角選択手段
により選択された制御角を基準にして各スイッチング素
子を制御すべき旨を示す場合には、その制御角を基準に
して各スイッチング素子を制御し、その切換信号が制御
角演算手段により演算された制御角にしたがって各スイ
ッチング素子を制御すべき旨を示す場合には、その制御
角にしたがって各スイッチング素子を制御する制御手段
を設けたことにより、必要に応じて非理論高調波の流出
防止又は送電量の増加を選択できるようになる。
【００２３】請求項５の発明における電力変換器の制御
装置は、制御角演算手段により演算された制御角を所定
の遅れ時定数で戻した制御角を演算するとともに、その
戻した制御角とその制御角演算手段により演算された制
御角の大小を比較し、小さい方の制御角を制御手段に出
力する制御角戻し手段を設けたことにより、事故等によ
って変動した電圧が復帰する場合においても各スイッチ
ング素子の転流失敗を防止できるようになる。
装置は、制御角演算手段により演算された制御角を所定
の遅れ時定数で戻した制御角を演算するとともに、その
戻した制御角とその制御角演算手段により演算された制
御角の大小を比較し、小さい方の制御角を制御手段に出
力する制御角戻し手段を設けたことにより、事故等によ
って変動した電圧が復帰する場合においても各スイッチ
ング素子の転流失敗を防止できるようになる。
【００２４】請求項６の発明における電力変換器の制御
装置は、制御角選択手段により選択された制御角を所定
の遅れ時定数で戻した制御角を演算するとともに、その
戻した制御角とその制御角選択手段により選択された制
御角の大小を比較し、小さい方の制御角を制御手段に出
力する制御角戻し手段を設けたことにより、事故等によ
って変動した電圧が復帰する場合においても各スイッチ
ング素子の転流失敗を防止できるようになる。
装置は、制御角選択手段により選択された制御角を所定
の遅れ時定数で戻した制御角を演算するとともに、その
戻した制御角とその制御角選択手段により選択された制
御角の大小を比較し、小さい方の制御角を制御手段に出
力する制御角戻し手段を設けたことにより、事故等によ
って変動した電圧が復帰する場合においても各スイッチ
ング素子の転流失敗を防止できるようになる。
【００２５】
実施例１．以下、この発明の一実施例を図について説明
する。図１は請求項１の発明の一実施例による電力変換
器の制御装置を示す構成図であり、図において、従来の
ものと同一符号は同一または相当部分を示すので説明を
省略する。１１は電力変換器３を構成する各スイッチン
グ素子３Ｕ等の転流電圧Ｖ１等を検出する転流電圧検出
手段、１２は転流電圧検出手段１１により検出された転
流電圧Ｖ１等の位相と９０度の位相差を有する電圧信号
ｄｔＶ１等を演算してその電圧信号ｄｔＶ１等と転流電
圧Ｖ１等を極座標変換し、その変換結果に基づいてその
転流電圧Ｖ１等の振幅√２・Ｖcom1等を演算するととも
に、基準位相（電圧変動を生じていないときの転流電圧
Ｖ１等）に対する転流電圧Ｖ１等の位相差Φcom1等を演
算する振幅・位相差演算手段であり、当該振幅・位相差
演算手段１２と転流電圧検出手段１１から交流電圧検出
装置１３が構成されている。
する。図１は請求項１の発明の一実施例による電力変換
器の制御装置を示す構成図であり、図において、従来の
ものと同一符号は同一または相当部分を示すので説明を
省略する。１１は電力変換器３を構成する各スイッチン
グ素子３Ｕ等の転流電圧Ｖ１等を検出する転流電圧検出
手段、１２は転流電圧検出手段１１により検出された転
流電圧Ｖ１等の位相と９０度の位相差を有する電圧信号
ｄｔＶ１等を演算してその電圧信号ｄｔＶ１等と転流電
圧Ｖ１等を極座標変換し、その変換結果に基づいてその
転流電圧Ｖ１等の振幅√２・Ｖcom1等を演算するととも
に、基準位相（電圧変動を生じていないときの転流電圧
Ｖ１等）に対する転流電圧Ｖ１等の位相差Φcom1等を演
算する振幅・位相差演算手段であり、当該振幅・位相差
演算手段１２と転流電圧検出手段１１から交流電圧検出
装置１３が構成されている。
【００２６】また、１４は振幅・位相差演算手段１２に
より演算された振幅と位相差に基づいて各スイッチング
素子３Ｕ等の制御角α１等を演算する制御角演算手段、
１５は制御角演算手段１４により演算された制御角α１
等にしたがって各スイッチング素子３Ｕ等を制御する制
御手段である。
より演算された振幅と位相差に基づいて各スイッチング
素子３Ｕ等の制御角α１等を演算する制御角演算手段、
１５は制御角演算手段１４により演算された制御角α１
等にしたがって各スイッチング素子３Ｕ等を制御する制
御手段である。
【００２７】また、図２は交流電圧検出装置１３の詳細
な構成を示す構成図であり、図において、２１〜２３は
交流送電線１における相電圧Ｖａ等を検出する電圧検出
器、２４〜２６は電圧検出器２１〜２３の検出結果から
転流電圧Ｖ１（＝Ｖａ−Ｖｂ）等を演算する減算器であ
る。また、２７は転流電圧Ｖ１を微分する微分演算回
路、２８はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏ
ｐ）回路（図示せず）等から出力された位相θPLL の余
弦ｃｏｓθPLL 及び正弦ｓｉｎθPLL を計算する三角関
数計算回路である。ただし、位相θPLL は電圧変動を生
じていないときの転流電圧Ｖ３（＝Ｖｃ−Ｖａ）に同期
した位相信号であり、転流電圧Ｖ３が変動しても常に変
動していないときの転流電圧Ｖ３に同期している。
な構成を示す構成図であり、図において、２１〜２３は
交流送電線１における相電圧Ｖａ等を検出する電圧検出
器、２４〜２６は電圧検出器２１〜２３の検出結果から
転流電圧Ｖ１（＝Ｖａ−Ｖｂ）等を演算する減算器であ
る。また、２７は転流電圧Ｖ１を微分する微分演算回
路、２８はＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏ
ｐ）回路（図示せず）等から出力された位相θPLL の余
弦ｃｏｓθPLL 及び正弦ｓｉｎθPLL を計算する三角関
数計算回路である。ただし、位相θPLL は電圧変動を生
じていないときの転流電圧Ｖ３（＝Ｖｃ−Ｖａ）に同期
した位相信号であり、転流電圧Ｖ３が変動しても常に変
動していないときの転流電圧Ｖ３に同期している。
【００２８】２９は転流電圧Ｖ１の微分結果ｄｔＶ１
（電圧信号）と転流電圧Ｖ１を極座標変換する積和算回
路、２９ａ〜２９ｄは乗算器、２９ｅは減算器、２９ｆ
は加算器である。３０は積和算回路２９の出力に基づい
て転流電圧Ｖ１の振幅を演算する絶対値計算回路、３１
は積和算回路２９の出力に基づいて転流電圧Ｖ１の位相
から位相θPLL を差し引いた分の位相を演算する逆三角
関数計算回路、３２は逆三角関数計算回路３１の出力か
らΔθ１を減算して基準位相に対する転流電圧の位相差
Φcom1を演算する減算器である。ただし、Δθ１，Δθ
２，Δθ３は電圧変動を生じていないときの転流電圧Ｖ
１，Ｖ２，Ｖ３の位相と位相θPLL との位相差であり、
この例では、上述したように位相θPLL は転流電圧Ｖ３
と同期しているので、下記の関係を有している。 Δθ１＝Δθ３−１２０°、Δθ２＝Δθ３＋１２０° なお、１２ａ，１２ｂ，１２ｃはそれぞれ転流電圧Ｖ
１，Ｖ２，Ｖ３の振幅等を演算する部分であるが、１２
ｂと１２ｃは１２ａと同じ構成であるため説明を省略す
る。
（電圧信号）と転流電圧Ｖ１を極座標変換する積和算回
路、２９ａ〜２９ｄは乗算器、２９ｅは減算器、２９ｆ
は加算器である。３０は積和算回路２９の出力に基づい
て転流電圧Ｖ１の振幅を演算する絶対値計算回路、３１
は積和算回路２９の出力に基づいて転流電圧Ｖ１の位相
から位相θPLL を差し引いた分の位相を演算する逆三角
関数計算回路、３２は逆三角関数計算回路３１の出力か
らΔθ１を減算して基準位相に対する転流電圧の位相差
Φcom1を演算する減算器である。ただし、Δθ１，Δθ
２，Δθ３は電圧変動を生じていないときの転流電圧Ｖ
１，Ｖ２，Ｖ３の位相と位相θPLL との位相差であり、
この例では、上述したように位相θPLL は転流電圧Ｖ３
と同期しているので、下記の関係を有している。 Δθ１＝Δθ３−１２０°、Δθ２＝Δθ３＋１２０° なお、１２ａ，１２ｂ，１２ｃはそれぞれ転流電圧Ｖ
１，Ｖ２，Ｖ３の振幅等を演算する部分であるが、１２
ｂと１２ｃは１２ａと同じ構成であるため説明を省略す
る。
【００２９】次に動作について説明する。まず、交流電
圧検出装置１３の転流電圧検出手段１１は、電圧検出器
２１〜２３を用いて交流送電線１における相電圧Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃを検出したのち、減算器２４〜２６を用いて
転流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３を演算する。 Ｖ１＝Ｖａ−Ｖｂ Ｖ２＝Ｖｂ−Ｖｃ Ｖ３＝Ｖｃ−Ｖａ
圧検出装置１３の転流電圧検出手段１１は、電圧検出器
２１〜２３を用いて交流送電線１における相電圧Ｖａ，
Ｖｂ，Ｖｃを検出したのち、減算器２４〜２６を用いて
転流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３を演算する。 Ｖ１＝Ｖａ−Ｖｂ Ｖ２＝Ｖｂ−Ｖｃ Ｖ３＝Ｖｃ−Ｖａ
【００３０】そして、振幅・位相差演算手段１２は、転
流電圧Ｖ１等を入力すると転流電圧の振幅等を演算する
が、同様のため転流電圧Ｖ１を例にとって説明する。た
だし、転流電圧Ｖ１＝√２・Ｖcom1・ｓｉｎ（θPLL ＋
θ）とする。まず、微分演算回路２７は、転流電圧Ｖ１
を時間微分することにより転流電圧Ｖ１の位相より９０
度位相の進んだ電圧信号（転流電圧ｄｔＶ１）を演算す
る。 ｄｔＶ１＝√２・Ｖcom1・ｃｏｓ（θPLL ＋θ） ・・・（２）
流電圧Ｖ１等を入力すると転流電圧の振幅等を演算する
が、同様のため転流電圧Ｖ１を例にとって説明する。た
だし、転流電圧Ｖ１＝√２・Ｖcom1・ｓｉｎ（θPLL ＋
θ）とする。まず、微分演算回路２７は、転流電圧Ｖ１
を時間微分することにより転流電圧Ｖ１の位相より９０
度位相の進んだ電圧信号（転流電圧ｄｔＶ１）を演算す
る。 ｄｔＶ１＝√２・Ｖcom1・ｃｏｓ（θPLL ＋θ） ・・・（２）
【００３１】そして、積和算回路２９は、転流電圧Ｖ１
と転流電圧ｄｔＶ１を入力すると、ｃｏｓθPLL 及びｓ
ｉｎθPLL に基づいて転流電圧Ｖ１と転流電圧ｄｔＶ１
を、下記に示すように、極座標変換する。
と転流電圧ｄｔＶ１を入力すると、ｃｏｓθPLL 及びｓ
ｉｎθPLL に基づいて転流電圧Ｖ１と転流電圧ｄｔＶ１
を、下記に示すように、極座標変換する。
【００３２】
【数１】
【００３３】そして、絶対値計算回路３０は、積和算回
路２９の極座標変換が終了すると、下記に示すように、
積和算回路２９の出力ａ，ｂの２乗和の平方根を演算す
ることにより、転流電圧Ｖ１の振幅を演算する。 転流電圧Ｖ１の振幅 ＝（ａ2 ＋ｂ2 ）1/2 ＝｛（√２・Ｖcom1・ｓｉｎθ）2 ＋（√２・Ｖcom1・ｃｏｓθ）2 ｝1/2 ＝√２・Ｖcom1（ｓｉｎ2 θ＋ｃｏｓ2 θ） ＝√２・Ｖcom1 ・・・（３）
路２９の極座標変換が終了すると、下記に示すように、
積和算回路２９の出力ａ，ｂの２乗和の平方根を演算す
ることにより、転流電圧Ｖ１の振幅を演算する。 転流電圧Ｖ１の振幅 ＝（ａ2 ＋ｂ2 ）1/2 ＝｛（√２・Ｖcom1・ｓｉｎθ）2 ＋（√２・Ｖcom1・ｃｏｓθ）2 ｝1/2 ＝√２・Ｖcom1（ｓｉｎ2 θ＋ｃｏｓ2 θ） ＝√２・Ｖcom1 ・・・（３）
【００３４】また、逆三角関数計算回路３１は、積和算
回路２９の極座標変換が終了すると、下記に示すよう
に、積和算回路２９の出力ａ，ｂに基づいて転流電圧Ｖ
１の位相θPLL ＋θから位相θPLL を差し引いた分の位
相θを演算する。 ｔａｎ-1（ａ／ｂ） ＝ｔａｎ-1｛（√２・Ｖcom1・ｓｉｎθ）／（√２・Ｖcom1・ｃｏｓθ）｝ ＝ｔａｎ-1（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ） ＝θ ・・・（４）
回路２９の極座標変換が終了すると、下記に示すよう
に、積和算回路２９の出力ａ，ｂに基づいて転流電圧Ｖ
１の位相θPLL ＋θから位相θPLL を差し引いた分の位
相θを演算する。 ｔａｎ-1（ａ／ｂ） ＝ｔａｎ-1｛（√２・Ｖcom1・ｓｉｎθ）／（√２・Ｖcom1・ｃｏｓθ）｝ ＝ｔａｎ-1（ｓｉｎθ／ｃｏｓθ） ＝θ ・・・（４）
【００３５】そして、減算器３２は、逆三角関数計算回
路３１により演算された位相θからΔθ１（基準位相
（電圧変動を生じていないときの転流電圧Ｖ１の位相
θ）と位相θPLL との位相差）を減算することにより、
変動前後の転流電圧の位相差Φcom1を演算する。 Φcom1＝θ−Δθ１ ・・・（５）
路３１により演算された位相θからΔθ１（基準位相
（電圧変動を生じていないときの転流電圧Ｖ１の位相
θ）と位相θPLL との位相差）を減算することにより、
変動前後の転流電圧の位相差Φcom1を演算する。 Φcom1＝θ−Δθ１ ・・・（５）
【００３６】このようにして、交流電圧検出装置１３に
より転流電圧の振幅と位相差が求められると、転流電圧
の振幅と位相差は制御角演算手段１４に出力されるが、
当該交流電圧検出装置１３では、従来の平均交流電圧検
出器６のようにフィルタ等を用いることなく転流電圧の
振幅等を演算することができるので、時間遅れなく転流
電圧の振幅等を高速に演算することができる。
より転流電圧の振幅と位相差が求められると、転流電圧
の振幅と位相差は制御角演算手段１４に出力されるが、
当該交流電圧検出装置１３では、従来の平均交流電圧検
出器６のようにフィルタ等を用いることなく転流電圧の
振幅等を演算することができるので、時間遅れなく転流
電圧の振幅等を高速に演算することができる。
【００３７】そして、制御角演算手段１４は、下記に示
すように、交流電圧検出装置１３により演算された振幅
と位相差に基づいて各スイッチング素子３Ｕ等の制御角
α１等を演算する。 αi ＝ｃｏｓ-1（√２・Ｘ・Ｉｄ／Ｖcomi−ｃｏｓγ）−Φcomi ・・・（６） ただし、ｉ＝１，２，３
すように、交流電圧検出装置１３により演算された振幅
と位相差に基づいて各スイッチング素子３Ｕ等の制御角
α１等を演算する。 αi ＝ｃｏｓ-1（√２・Ｘ・Ｉｄ／Ｖcomi−ｃｏｓγ）−Φcomi ・・・（６） ただし、ｉ＝１，２，３
【００３８】ここで、図３は式（６）を演算する制御角
演算手段１４を示す構成図であり、詳細は省略するが、
図において、４１は割算回路、４２，４３は乗算回路、
４４は割算回路、４５は三角関数計算回路、４６は減算
器、４７は逆三角関数計算回路、４８は減算器である。
因に、制御角α１はＵ相からＶ相へ転流するときの制御
角、制御角α２はＶ相からＷ相へ転流するときの制御
角、制御角α３はＷ相からＵ相へ転流するときの制御角
である。また、Ｘ相からＹ相、Ｙ相からＺ相、Ｚ相から
Ｘ相へ転流するときの制御角は、後述する制御手段１５
で作り出される転流電圧−Ｖ１（Ｘ相からＹ相）等に同
期した三角波Ｌ４等を、転流電圧Ｖ１（Ｕ相からＶ相）
等に同期した三角波Ｌ１等からそれぞれ１８０度遅延し
た三角波とすれば、制御角α１，α２，α３を用いてＸ
相等の点弧パルスを発生することができるので、この例
では制御角α１，α２，α３のみ演算している。
演算手段１４を示す構成図であり、詳細は省略するが、
図において、４１は割算回路、４２，４３は乗算回路、
４４は割算回路、４５は三角関数計算回路、４６は減算
器、４７は逆三角関数計算回路、４８は減算器である。
因に、制御角α１はＵ相からＶ相へ転流するときの制御
角、制御角α２はＶ相からＷ相へ転流するときの制御
角、制御角α３はＷ相からＵ相へ転流するときの制御角
である。また、Ｘ相からＹ相、Ｙ相からＺ相、Ｚ相から
Ｘ相へ転流するときの制御角は、後述する制御手段１５
で作り出される転流電圧−Ｖ１（Ｘ相からＹ相）等に同
期した三角波Ｌ４等を、転流電圧Ｖ１（Ｕ相からＶ相）
等に同期した三角波Ｌ１等からそれぞれ１８０度遅延し
た三角波とすれば、制御角α１，α２，α３を用いてＸ
相等の点弧パルスを発生することができるので、この例
では制御角α１，α２，α３のみ演算している。
【００３９】そして、制御手段１５は、制御角演算手段
１４により演算された制御角α１，α２，α３を入力す
ると、図４に示すように、転流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，
−Ｖ１，−Ｖ２，−Ｖ３の位相に同期した三角波Ｌ１等
と制御角α１，α２，α３を比較し、転流電圧Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３，−Ｖ１，−Ｖ２，−Ｖ３に同期した三角波Ｌ
１等が制御角α１，α２，α３に一致したとき、各スイ
ッチング素子に対して点弧パルスを発生し、各スイッチ
ング素子をオン制御する（例えば、制御角α３が転流電
圧Ｖ３に同期した三角波Ｌ３に一致した場合、Ｕ相のス
イッチング素子３Ｕに点弧パルスを発生し、また、制御
角α１が転流電圧−Ｖ１に同期した三角波Ｌ４に一致し
た場合、Ｙ相のスイッチング素子３Ｙに点弧パルスを発
生する。）。因に、図４における三角波Ｌ１〜Ｌ６は、
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，−Ｖ１，−Ｖ２，−Ｖ３の位相と同
期した信号であり、転流電圧が零になると零点にリセッ
トされ、傾き一定に増加する。また、当該三角波は、交
流系統の事故等によって転流電圧の位相が変動しても、
常に変動前の転流電圧の位相に同期する信号であり、制
御手段１５が当該三角波を作り出している。
１４により演算された制御角α１，α２，α３を入力す
ると、図４に示すように、転流電圧Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，
−Ｖ１，−Ｖ２，−Ｖ３の位相に同期した三角波Ｌ１等
と制御角α１，α２，α３を比較し、転流電圧Ｖ１，Ｖ
２，Ｖ３，−Ｖ１，−Ｖ２，−Ｖ３に同期した三角波Ｌ
１等が制御角α１，α２，α３に一致したとき、各スイ
ッチング素子に対して点弧パルスを発生し、各スイッチ
ング素子をオン制御する（例えば、制御角α３が転流電
圧Ｖ３に同期した三角波Ｌ３に一致した場合、Ｕ相のス
イッチング素子３Ｕに点弧パルスを発生し、また、制御
角α１が転流電圧−Ｖ１に同期した三角波Ｌ４に一致し
た場合、Ｙ相のスイッチング素子３Ｙに点弧パルスを発
生する。）。因に、図４における三角波Ｌ１〜Ｌ６は、
Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３，−Ｖ１，−Ｖ２，−Ｖ３の位相と同
期した信号であり、転流電圧が零になると零点にリセッ
トされ、傾き一定に増加する。また、当該三角波は、交
流系統の事故等によって転流電圧の位相が変動しても、
常に変動前の転流電圧の位相に同期する信号であり、制
御手段１５が当該三角波を作り出している。
【００４０】以上より、この実施例１によれば、交流電
圧検出装置１３により、転流電圧の変動に対して時間遅
れなく、その転流電圧の振幅と位相差を演算することが
できるので、制御角演算手段１４は、転流電圧の変動に
対して時間遅れなく制御角α１等を演算することがで
き、その結果、従来例のように、制御角αの演算に時間
を費やすことによって制御余裕角γが確保できなくなる
という事態は発生しなくなり、転流電圧が変動しても各
スイッチング素子の転流失敗を防止することができ、常
に適正な電力を送電することができる。また、この実施
例１によれば、従来例のように、各相の平均電圧ではな
く、各転流電圧の振幅等に基づいて制御角を演算するの
で、従来例よりも各相のスイッチング素子の制御角を適
正に求めることができる。
圧検出装置１３により、転流電圧の変動に対して時間遅
れなく、その転流電圧の振幅と位相差を演算することが
できるので、制御角演算手段１４は、転流電圧の変動に
対して時間遅れなく制御角α１等を演算することがで
き、その結果、従来例のように、制御角αの演算に時間
を費やすことによって制御余裕角γが確保できなくなる
という事態は発生しなくなり、転流電圧が変動しても各
スイッチング素子の転流失敗を防止することができ、常
に適正な電力を送電することができる。また、この実施
例１によれば、従来例のように、各相の平均電圧ではな
く、各転流電圧の振幅等に基づいて制御角を演算するの
で、従来例よりも各相のスイッチング素子の制御角を適
正に求めることができる。
【００４１】実施例２．上記実施例１では、転流電圧−
Ｖ１（Ｘ相からＹ相）等に同期した三角波Ｌ４等を、転
流電圧Ｖ１（Ｕ相からＶ相）等に同期した三角波Ｌ１等
からそれぞれ１８０度遅延した三角波とし、その三角波
と制御角α１，α２，α３を比較してＸ相等の点弧パル
スを発生するものについて示したが、位相差Φcom1，Φ
com2，Φcom3からそれぞれ１８０度減算した位相差を用
いて、転流電圧−Ｖ１等に対応する制御角α４，α５，
α６を演算し、その制御角α４，α５，α６と転流電圧
Ｖ１（Ｕ相からＶ相）等に同期した三角波Ｌ１等を比較
することによってＸ相等の点弧パルスを発生するように
してもよく、上記実施例１と同様の効果が得られる。
Ｖ１（Ｘ相からＹ相）等に同期した三角波Ｌ４等を、転
流電圧Ｖ１（Ｕ相からＶ相）等に同期した三角波Ｌ１等
からそれぞれ１８０度遅延した三角波とし、その三角波
と制御角α１，α２，α３を比較してＸ相等の点弧パル
スを発生するものについて示したが、位相差Φcom1，Φ
com2，Φcom3からそれぞれ１８０度減算した位相差を用
いて、転流電圧−Ｖ１等に対応する制御角α４，α５，
α６を演算し、その制御角α４，α５，α６と転流電圧
Ｖ１（Ｕ相からＶ相）等に同期した三角波Ｌ１等を比較
することによってＸ相等の点弧パルスを発生するように
してもよく、上記実施例１と同様の効果が得られる。
【００４２】実施例３．上記実施例１では、各相の相電
圧を転流電圧としたものについて示したが、各相の線間
電圧を転流電圧としてもよく、同様の効果を奏する。
圧を転流電圧としたものについて示したが、各相の線間
電圧を転流電圧としてもよく、同様の効果を奏する。
【００４３】実施例４．図５は請求項２の発明の一実施
例による電力変換器の制御装置を示す構成図であり、図
において、５１は制御角演算手段１４により演算された
各スイッチング素子の制御角α１，α２，α３のうち、
値が最も小さい制御角を選択する制御角選択手段、５２
は制御角選択手段５１により選択された制御角を基準に
して各スイッチング素子を制御する制御手段である。
例による電力変換器の制御装置を示す構成図であり、図
において、５１は制御角演算手段１４により演算された
各スイッチング素子の制御角α１，α２，α３のうち、
値が最も小さい制御角を選択する制御角選択手段、５２
は制御角選択手段５１により選択された制御角を基準に
して各スイッチング素子を制御する制御手段である。
【００４４】次に動作について説明する。制御角選択手
段５１と制御手段５２以外は、実施例１と同様であるた
め制御角選択手段５１と制御手段５２についてのみ説明
する。まず、制御角選択手段５１は、制御角演算手段１
４により各スイッチング素子の制御角α１，α２，α３
を演算されると、図６に示すように、その制御角α１，
α２，α３のうち、値が最も小さい制御角を選択する。
因に、図６の場合、α１＝６０度、α２＝１８０度、α
３＝３００度を例に上げているので、値の最も小さいα
１が選択される。
段５１と制御手段５２以外は、実施例１と同様であるた
め制御角選択手段５１と制御手段５２についてのみ説明
する。まず、制御角選択手段５１は、制御角演算手段１
４により各スイッチング素子の制御角α１，α２，α３
を演算されると、図６に示すように、その制御角α１，
α２，α３のうち、値が最も小さい制御角を選択する。
因に、図６の場合、α１＝６０度、α２＝１８０度、α
３＝３００度を例に上げているので、値の最も小さいα
１が選択される。
【００４５】そして、制御手段５２は、値が最も小さい
制御角を選択されると、その制御角を基準にして各スイ
ッチング素子を制御することになるが、制御手段５２の
動作自体は、図１２の制御手段８と同様であるため説明
を省略する。このように、最も値の小さい制御角を基準
にして制御する理由は、位相の変動が大きい程、制御角
は小さくなり（式（６）参照）、そして、制御角が小さ
い程早急に点弧制御しなければ転流失敗してしまうの
で、最も余裕の少ない制御角を基準にする必要があるか
らである。
制御角を選択されると、その制御角を基準にして各スイ
ッチング素子を制御することになるが、制御手段５２の
動作自体は、図１２の制御手段８と同様であるため説明
を省略する。このように、最も値の小さい制御角を基準
にして制御する理由は、位相の変動が大きい程、制御角
は小さくなり（式（６）参照）、そして、制御角が小さ
い程早急に点弧制御しなければ転流失敗してしまうの
で、最も余裕の少ない制御角を基準にする必要があるか
らである。
【００４６】以上より、この実施例４によれば、最も値
の小さい制御角を基準にして制御するので、電力変換器
３から交流系統に非理論高調波（転流動作に伴う高調
波）を流出させることなく、上記実施例１と同様に、各
スイッチング素子の転流失敗を防止できるようになる。
即ち、実施例１の場合、各相ごとに異なる制御角を演算
して制御するので、各相に出力する点弧パルスの間隔が
若干異なる結果、非理論高調波を発生するが、この実施
例４では、１つの制御角を基準にして制御するので、点
弧パルスの等間隔性が保たれ、非理論高調波が発生しな
くなる。
の小さい制御角を基準にして制御するので、電力変換器
３から交流系統に非理論高調波（転流動作に伴う高調
波）を流出させることなく、上記実施例１と同様に、各
スイッチング素子の転流失敗を防止できるようになる。
即ち、実施例１の場合、各相ごとに異なる制御角を演算
して制御するので、各相に出力する点弧パルスの間隔が
若干異なる結果、非理論高調波を発生するが、この実施
例４では、１つの制御角を基準にして制御するので、点
弧パルスの等間隔性が保たれ、非理論高調波が発生しな
くなる。
【００４７】実施例５．図７は請求項３の発明の一実施
例による電力変換器の制御装置を示す構成図であり、図
において、５３は交流送電線１の交流電圧を検出するこ
とにより交流系統に含まれる高調波を検出する高調波検
出手段、５４は高調波検出手段５３により検出された高
調波が所定値より大きい場合には、制御角選択手段５１
により選択された制御角を基準にして各スイッチング素
子を制御し、その高調波が所定値より大きくない場合に
は、制御角演算手段１４により演算された制御角にした
がって各スイッチング素子を制御する制御手段である。
例による電力変換器の制御装置を示す構成図であり、図
において、５３は交流送電線１の交流電圧を検出するこ
とにより交流系統に含まれる高調波を検出する高調波検
出手段、５４は高調波検出手段５３により検出された高
調波が所定値より大きい場合には、制御角選択手段５１
により選択された制御角を基準にして各スイッチング素
子を制御し、その高調波が所定値より大きくない場合に
は、制御角演算手段１４により演算された制御角にした
がって各スイッチング素子を制御する制御手段である。
【００４８】次に動作について説明する。この実施例５
の場合、高調波検出手段５３により検出された高調波と
所定値を比較し、検出された高調波が所定値より大きい
場合には、制御角選択手段５１により選択された制御角
を基準にして各スイッチング素子を制御し（実施例４と
同様の制御）、その高調波が所定値より大きくない場合
には、制御角演算手段１４により演算された制御角にし
たがって各スイッチング素子を制御する（実施例１と同
様の制御）ものであるが、このように制御することによ
って以下に示す効果が得られる。
の場合、高調波検出手段５３により検出された高調波と
所定値を比較し、検出された高調波が所定値より大きい
場合には、制御角選択手段５１により選択された制御角
を基準にして各スイッチング素子を制御し（実施例４と
同様の制御）、その高調波が所定値より大きくない場合
には、制御角演算手段１４により演算された制御角にし
たがって各スイッチング素子を制御する（実施例１と同
様の制御）ものであるが、このように制御することによ
って以下に示す効果が得られる。
【００４９】即ち、制御角選択手段５１により選択され
た制御角を基準にして制御する場合には、上述したよう
に非理論高調波の流出を防止できるので、交流系統に含
まれる非理論高調波が除去される結果、交流系統に含ま
れる高調波が全体的に低減されるので、高調波の大きさ
を所定値以下に抑えることができる。一方、制御角演算
手段１４により演算された制御角にしたがって制御する
場合には、制御角選択手段５１により選択された制御角
を基準にして制御する場合に比べて多くの電力を送電で
きるので、高調波の大きさが所定値以下の場合には、多
くの電力を送電できるようになる。
た制御角を基準にして制御する場合には、上述したよう
に非理論高調波の流出を防止できるので、交流系統に含
まれる非理論高調波が除去される結果、交流系統に含ま
れる高調波が全体的に低減されるので、高調波の大きさ
を所定値以下に抑えることができる。一方、制御角演算
手段１４により演算された制御角にしたがって制御する
場合には、制御角選択手段５１により選択された制御角
を基準にして制御する場合に比べて多くの電力を送電で
きるので、高調波の大きさが所定値以下の場合には、多
くの電力を送電できるようになる。
【００５０】実施例６．上記実施例５では、高調波検出
手段５３が交流送電線１の交流電圧を検出することによ
り交流系統に含まれる高調波を検出するものについて示
したが、電力変換器３から交流送電線１に流出する交流
電流又は送電線４に流れる直流電流を検出することによ
り交流系統に含まれる高調波を検出するようにしてもよ
く、上記実施例５と同様の効果が得られる。
手段５３が交流送電線１の交流電圧を検出することによ
り交流系統に含まれる高調波を検出するものについて示
したが、電力変換器３から交流送電線１に流出する交流
電流又は送電線４に流れる直流電流を検出することによ
り交流系統に含まれる高調波を検出するようにしてもよ
く、上記実施例５と同様の効果が得られる。
【００５１】実施例７．上記実施例６では、高調波検出
手段５３の検出結果に基づいて制御手段５４が、制御方
法を切り換えるものについて示したが、図８に示すよう
に、制御手段５６に対して切換信号を出力する選択手段
５５を設け、操作者の意思に基づいて制御手段５６の制
御方法を切り換えるようにしてもよい。これにより、操
作者が電力の送電量を多くしたい場合には、選択手段５
５により制御角演算手段１４の出力を制御手段５６に入
力するようにすればよく、交流系統に含まれる高調波を
低減したい場合には、選択手段５５により制御角選択手
段５１の出力を制御手段５６に入力するようにすればよ
い。因に、この実施例７は請求項４の発明に対応してい
る。
手段５３の検出結果に基づいて制御手段５４が、制御方
法を切り換えるものについて示したが、図８に示すよう
に、制御手段５６に対して切換信号を出力する選択手段
５５を設け、操作者の意思に基づいて制御手段５６の制
御方法を切り換えるようにしてもよい。これにより、操
作者が電力の送電量を多くしたい場合には、選択手段５
５により制御角演算手段１４の出力を制御手段５６に入
力するようにすればよく、交流系統に含まれる高調波を
低減したい場合には、選択手段５５により制御角選択手
段５１の出力を制御手段５６に入力するようにすればよ
い。因に、この実施例７は請求項４の発明に対応してい
る。
【００５２】実施例８．図９は請求項５の発明の一実施
例による電力変換器の制御装置を示す構成図であり、図
において、５７は制御角演算手段１４により演算された
制御角を所定の遅れ時定数で戻した制御角を演算すると
ともに、その戻した制御角と制御角演算手段１４により
演算された制御角の大小を比較し、小さい方の制御角を
制御手段１５に出力する制御角戻し手段である。
例による電力変換器の制御装置を示す構成図であり、図
において、５７は制御角演算手段１４により演算された
制御角を所定の遅れ時定数で戻した制御角を演算すると
ともに、その戻した制御角と制御角演算手段１４により
演算された制御角の大小を比較し、小さい方の制御角を
制御手段１５に出力する制御角戻し手段である。
【００５３】次に動作について説明する。交流系統の事
故等によって低下した電圧が回復する際、交流系統の条
件等によっては、電圧変動を生ずる場合があるが（電圧
変動に伴って制御角を急変させると、基本波だけ復帰し
て高調波の復帰が遅れる結果、電圧変動を生ずる場合が
ある）、この場合、図１０の実線で示すように、制御角
演算手段１４の演算結果である制御角が変動する結果、
電力変換器３の制御余裕角γが減少して転流失敗を生ず
ることがある。
故等によって低下した電圧が回復する際、交流系統の条
件等によっては、電圧変動を生ずる場合があるが（電圧
変動に伴って制御角を急変させると、基本波だけ復帰し
て高調波の復帰が遅れる結果、電圧変動を生ずる場合が
ある）、この場合、図１０の実線で示すように、制御角
演算手段１４の演算結果である制御角が変動する結果、
電力変換器３の制御余裕角γが減少して転流失敗を生ず
ることがある。
【００５４】そこで、この実施例８では、制御角戻し手
段５７が制御角演算手段１４により演算された制御角を
所定の遅れ時定数で戻した制御角を演算したのち、その
戻した制御角と制御角演算手段１４により演算された制
御角の大小を比較する。そして、制御角演算手段１４に
より演算された制御角の方が小さければその制御角を制
御手段１５に出力する一方、その戻した制御角の方が小
さければその制御角を制御手段１５に出力するととも
に、その制御角を新たな遅れ時定数の戻し入力信号とす
るものである。
段５７が制御角演算手段１４により演算された制御角を
所定の遅れ時定数で戻した制御角を演算したのち、その
戻した制御角と制御角演算手段１４により演算された制
御角の大小を比較する。そして、制御角演算手段１４に
より演算された制御角の方が小さければその制御角を制
御手段１５に出力する一方、その戻した制御角の方が小
さければその制御角を制御手段１５に出力するととも
に、その制御角を新たな遅れ時定数の戻し入力信号とす
るものである。
【００５５】これにより、交流系統の事故等によって低
下した電圧が回復する場合には、制御角をゆっくり変化
させることができるため、電圧変動が抑えられ転流失敗
を防止することができる。
下した電圧が回復する場合には、制御角をゆっくり変化
させることができるため、電圧変動が抑えられ転流失敗
を防止することができる。
【００５６】実施例９．上記実施例８では、制御角演算
手段１４により演算された制御角と制御角戻し手段５７
により戻された制御角を比較するものについて示した
が、図１１に示すように、制御角選択手段５１により選
択された制御角と制御角戻し手段５７により戻された制
御角を比較するようにしてもよく、上記実施例８と同等
の効果が得られる。因に、この実施例９は請求項６の発
明に対応している。
手段１４により演算された制御角と制御角戻し手段５７
により戻された制御角を比較するものについて示した
が、図１１に示すように、制御角選択手段５１により選
択された制御角と制御角戻し手段５７により戻された制
御角を比較するようにしてもよく、上記実施例８と同等
の効果が得られる。因に、この実施例９は請求項６の発
明に対応している。
【００５７】
【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、各スイッチング素子の転流電圧の位相と９０度の位
相差を有する電圧信号を演算してその電圧信号と転流電
圧を座標変換し、その変換結果に基づいてその転流電圧
の振幅を演算するとともに、電圧変動を生じていないと
きの転流電圧の基準位相に対する転流電圧の位相差を演
算し、その振幅と位相差に基づいて各スイッチング素子
の制御角を演算するように構成したので、転流電圧の変
動に対して時間遅れなく、その転流電圧の振幅と位相差
が求められる結果、事故等によって交流電圧が変動した
場合において発生する各スイッチング素子の転流失敗を
防止でき、常に適正な電力を送電できる効果がある。
ば、各スイッチング素子の転流電圧の位相と９０度の位
相差を有する電圧信号を演算してその電圧信号と転流電
圧を座標変換し、その変換結果に基づいてその転流電圧
の振幅を演算するとともに、電圧変動を生じていないと
きの転流電圧の基準位相に対する転流電圧の位相差を演
算し、その振幅と位相差に基づいて各スイッチング素子
の制御角を演算するように構成したので、転流電圧の変
動に対して時間遅れなく、その転流電圧の振幅と位相差
が求められる結果、事故等によって交流電圧が変動した
場合において発生する各スイッチング素子の転流失敗を
防止でき、常に適正な電力を送電できる効果がある。
【００５８】請求項２の発明によれば、制御角演算手段
により演算された各スイッチング素子の制御角のうち、
値が最も小さい制御角を基準にして各スイッチング素子
を制御するように構成したので、請求項１の発明の効果
に加え、電力変換器から交流系統に非理論高調波を流出
させることなく、各スイッチング素子を制御できる効果
がある。
により演算された各スイッチング素子の制御角のうち、
値が最も小さい制御角を基準にして各スイッチング素子
を制御するように構成したので、請求項１の発明の効果
に加え、電力変換器から交流系統に非理論高調波を流出
させることなく、各スイッチング素子を制御できる効果
がある。
【００５９】請求項３の発明によれば、高調波検出手段
により検出された高調波が所定値より大きい場合には、
制御角選択手段により選択された制御角を基準にして各
スイッチング素子を制御し、その高調波が所定値より大
きくない場合には、制御角演算手段により演算された制
御角にしたがって各スイッチング素子を制御するように
構成したので、請求項１の発明の効果に加え、電力変換
器から交流系統に流出する非理論高調波を所定の範囲内
に制限することができるとともに、その範囲内では多く
の電力量を送電できる効果がある。
により検出された高調波が所定値より大きい場合には、
制御角選択手段により選択された制御角を基準にして各
スイッチング素子を制御し、その高調波が所定値より大
きくない場合には、制御角演算手段により演算された制
御角にしたがって各スイッチング素子を制御するように
構成したので、請求項１の発明の効果に加え、電力変換
器から交流系統に流出する非理論高調波を所定の範囲内
に制限することができるとともに、その範囲内では多く
の電力量を送電できる効果がある。
【００６０】請求項４の発明によれば、選択手段が出力
する切換信号が制御角選択手段により選択された制御角
を基準にして各スイッチング素子を制御すべき旨を示す
場合には、その制御角を基準にして各スイッチング素子
を制御し、その切換信号が制御角演算手段により演算さ
れた制御角にしたがって各スイッチング素子を制御すべ
き旨を示す場合には、その制御角にしたがって各スイッ
チング素子を制御するように構成したので、請求項１の
発明の効果に加え、必要に応じて非理論高調波の流出防
止又は送電量の増加を選択できるようになる効果があ
る。
する切換信号が制御角選択手段により選択された制御角
を基準にして各スイッチング素子を制御すべき旨を示す
場合には、その制御角を基準にして各スイッチング素子
を制御し、その切換信号が制御角演算手段により演算さ
れた制御角にしたがって各スイッチング素子を制御すべ
き旨を示す場合には、その制御角にしたがって各スイッ
チング素子を制御するように構成したので、請求項１の
発明の効果に加え、必要に応じて非理論高調波の流出防
止又は送電量の増加を選択できるようになる効果があ
る。
【００６１】請求項５の発明によれば、制御角演算手段
により演算された制御角を所定の遅れ時定数で戻した制
御角を演算するとともに、その戻した制御角とその制御
角演算手段により演算された制御角の大小を比較し、小
さい方の制御角を制御手段に出力するように構成したの
で、事故等によって変動した電圧が復帰する場合におい
ても各スイッチング素子の転流失敗を防止できる効果が
ある。
により演算された制御角を所定の遅れ時定数で戻した制
御角を演算するとともに、その戻した制御角とその制御
角演算手段により演算された制御角の大小を比較し、小
さい方の制御角を制御手段に出力するように構成したの
で、事故等によって変動した電圧が復帰する場合におい
ても各スイッチング素子の転流失敗を防止できる効果が
ある。
【００６２】請求項６の発明によれば、制御角選択手段
により選択された制御角を所定の遅れ時定数で戻した制
御角を演算するとともに、その戻した制御角とその制御
角選択手段により選択された制御角の大小を比較し、小
さい方の制御角を制御手段に出力するように構成したの
で、事故等によって変動した電圧が復帰する場合におい
ても各スイッチング素子の転流失敗を防止できる効果が
ある。
により選択された制御角を所定の遅れ時定数で戻した制
御角を演算するとともに、その戻した制御角とその制御
角選択手段により選択された制御角の大小を比較し、小
さい方の制御角を制御手段に出力するように構成したの
で、事故等によって変動した電圧が復帰する場合におい
ても各スイッチング素子の転流失敗を防止できる効果が
ある。
【図１】 請求項１の発明の一実施例による電力変換器
の制御装置を示す構成図である。
の制御装置を示す構成図である。
【図２】 交流電圧検出装置１３の詳細な構成を示す構
成図である。
成図である。
【図３】 制御角演算手段１４を示す構成図である。
【図４】 制御手段１５の動作を説明する信号波形図で
ある。
ある。
【図５】 請求項２の発明の一実施例による電力変換器
の制御装置を示す構成図である。
の制御装置を示す構成図である。
【図６】 制御角選択手段５１を示す構成図である。
【図７】 請求項３の発明の一実施例による電力変換器
の制御装置を示す構成図である。
の制御装置を示す構成図である。
【図８】 請求項４の発明の一実施例による電力変換器
の制御装置を示す構成図である。
の制御装置を示す構成図である。
【図９】 請求項５の発明の一実施例による電力変換器
の制御装置を示す構成図である。
の制御装置を示す構成図である。
【図１０】 交流系統の電圧変動を示すグラフ図であ
る。
る。
【図１１】 請求項６の発明の一実施例による電力変換
器の制御装置を示す構成図である。
器の制御装置を示す構成図である。
【図１２】 従来の電力変換器の制御装置を示す構成図
である。
である。
【図１３】 電力変換器３と変圧器２の接続関係を示す
接続図である。
接続図である。
【図１４】 制御手段８の動作を説明する信号波形図で
ある。
ある。
３ 電力変換器 １１ 転流電圧
検出手段 １２ 振幅・位相差演算手段 １４ 制御角演
算手段 １５、５２、５４、５６ 制御手段 ５１ 制御角選
択手段 ５３ 高調波検出手段 ５５ 選択手段 ５５ 選択手段 ５７ 制御角戻
し手段
検出手段 １２ 振幅・位相差演算手段 １４ 制御角演
算手段 １５、５２、５４、５６ 制御手段 ５１ 制御角選
択手段 ５３ 高調波検出手段 ５５ 選択手段 ５５ 選択手段 ５７ 制御角戻
し手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 野林 正盛 大阪府大阪市北区中之島３丁目３番22号 関西電力株式会社内 (72)発明者 山地 幸司 香川県高松市丸の内２番５号 四国電力 株式会社内 (72)発明者 加藤 和男 東京都中央区銀座６丁目15番１号 電源 開発株式会内 (72)発明者 土岐 直寛 神戸市兵庫区和田崎町１丁目１番２号 三菱電機株式会社 制御製作所内 (72)発明者 玉井 伸三 尼崎市塚口本町８丁目１番１号 三菱電 機株式会社 産業システム研究所内 (72)発明者 藤井 俊行 尼崎市塚口本町８丁目１番１号 三菱電 機株式会社 産業システム研究所内 (72)発明者 内藤 初彦 神戸市兵庫区和田崎町１丁目１番２号 三菱電機株式会社 制御製作所内 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 7/42 - 7/98 H02J 3/00 - 5/00
Claims (6)
- 【請求項１】 電力変換器を構成する各スイッチング素
子の転流電圧を検出する転流電圧検出手段と、上記転流
電圧検出手段により検出された転流電圧の位相と９０度
の位相差を有する電圧信号を演算してその電圧信号と転
流電圧を座標変換し、その変換結果に基づいてその転流
電圧の振幅を演算するとともに、電圧変動を生じていな
いときの転流電圧の基準位相に対する転流電圧の位相差
を演算する振幅・位相差演算手段と、上記振幅・位相差
演算手段により演算された振幅と位相差に基づいて各ス
イッチング素子の制御角を演算する制御角演算手段と、
上記制御角演算手段により演算された制御角にしたがっ
て各スイッチング素子を制御する制御手段とを備えた電
力変換器の制御装置。 - 【請求項２】 電力変換器を構成する各スイッチング素
子の転流電圧を検出する転流電圧検出手段と、上記転流
電圧検出手段により検出された転流電圧の位相と９０度
の位相差を有する電圧信号を演算してその電圧信号と転
流電圧を座標変換し、その変換結果に基づいてその転流
電圧の振幅を演算するとともに、電圧変動を生じていな
いときの転流電圧の基準位相に対する転流電圧の位相差
を演算する振幅・位相差演算手段と、上記振幅・位相差
演算手段により演算された振幅と位相差に基づいて各ス
イッチング素子の制御角を演算する制御角演算手段と、
上記制御角演算手段により演算された各スイッチング素
子の制御角のうち、値が最も小さい制御角を選択する制
御角選択手段と、上記制御角選択手段により選択された
制御角を基準にして各スイッチング素子を制御する制御
手段とを備えた電力変換器の制御装置。 - 【請求項３】 交流系統に含まれる高調波を検出する高
調波検出手段を設け、上記制御手段は、上記高調波検出
手段により検出された高調波が所定値より大きい場合に
は、上記制御角選択手段により選択された制御角を基準
にして各スイッチング素子を制御し、その高調波が所定
値より大きくない場合には、上記制御角演算手段により
演算された制御角にしたがって各スイッチング素子を制
御することを特徴とする請求項２記載の電力変換器の制
御装置。 - 【請求項４】 上記制御手段に対して切換信号を出力す
る選択手段を設け、上記制御手段は、その切換信号が上
記制御角選択手段により選択された制御角を基準にして
各スイッチング素子を制御すべき旨を示す場合には、そ
の制御角を基準にして各スイッチング素子を制御し、そ
の切換信号が上記制御角演算手段により演算された制御
角にしたがって各スイッチング素子を制御すべき旨を示
す場合には、その制御角にしたがって各スイッチング素
子を制御することを特徴とする請求項２記載の電力変換
器の制御装置。 - 【請求項５】 上記制御角演算手段により演算された制
御角を所定の遅れ時定数で戻した制御角を演算するとと
もに、その戻した制御角と上記制御角演算手段により演
算された制御角の大小を比較し、小さい方の制御角を上
記制御手段に出力する制御角戻し手段を設けたことを特
徴とする請求項１記載の電力変換器の制御装置。 - 【請求項６】 上記制御角選択手段により選択された制
御角を所定の遅れ時定数で戻した制御角を演算するとと
もに、その戻した制御角と上記制御角選択手段により選
択された制御角の大小を比較し、小さい方の制御角を上
記制御手段に出力する制御角戻し手段を設けたことを特
徴とする請求項２記載の電力変換器の制御装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6269730A JP2889133B2 (ja) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | 電力変換器の制御装置 |
| CA002155253A CA2155253C (en) | 1994-11-02 | 1995-08-02 | Power converter controlling apparatus |
| US08/510,657 US5717583A (en) | 1994-11-02 | 1995-08-03 | Power converter control apparatus for controlling commutation of switching devices under transient conditions |
| DE69524039T DE69524039T2 (de) | 1994-11-02 | 1995-08-04 | Steuereinrichtung für Leistungsumformer |
| EP95112332A EP0711028B1 (en) | 1994-11-02 | 1995-08-04 | Power converter controlling apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6269730A JP2889133B2 (ja) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08130885A JPH08130885A (ja) | 1996-05-21 |
| JP2889133B2 true JP2889133B2 (ja) | 1999-05-10 |
Family
ID=17476374
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6269730A Expired - Fee Related JP2889133B2 (ja) | 1994-11-02 | 1994-11-02 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5717583A (ja) |
| EP (1) | EP0711028B1 (ja) |
| JP (1) | JP2889133B2 (ja) |
| CA (1) | CA2155253C (ja) |
| DE (1) | DE69524039T2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3573514B2 (ja) * | 1995-02-28 | 2004-10-06 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
| SE514964C2 (sv) * | 1999-09-22 | 2001-05-21 | Abb Ab | Förfarande och anordning för styrning av släckvinkeln för en nätkommuterad strömriktare |
| EP2197253A1 (en) | 2008-12-12 | 2010-06-16 | Nederlandse Organisatie voor toegepast-natuurwetenschappelijk Onderzoek TNO | Method for electric circuit deposition |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3236071A1 (de) * | 1982-07-09 | 1984-01-12 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Vorrichtung zur paralleleinspeisung in ein wechsel- oder drehstromnetz |
| DE3346291A1 (de) * | 1983-12-21 | 1985-07-04 | Siemens Ag | Verfahren und vorrichtung zum schnellen ermitteln einer netzsynchronen referenzspannung fuer einen netzgefuehrten stromrichter nach einer netzstoerung |
| KR910005459B1 (ko) * | 1987-04-10 | 1991-07-29 | 미쓰비시전기 주식회사 | 인버터의 이상검출장치 |
| JPH0746917B2 (ja) * | 1987-07-28 | 1995-05-17 | 三菱電機株式会社 | ３相変換器の制御装置 |
| US4962339A (en) * | 1987-08-21 | 1990-10-09 | Westinghouse Electric Corp. | Pole-tying current control apparatus |
| EP0308765A1 (de) * | 1987-09-24 | 1989-03-29 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung des Löschwinkelistwertes bei einem Wechselrichter |
| FI90294C (fi) * | 1990-05-03 | 1994-01-10 | Kone Oy | Menetelmä tasasuuntaajan tasajännitteen säätämiseksi |
| US5343139A (en) * | 1992-01-31 | 1994-08-30 | Westinghouse Electric Corporation | Generalized fast, power flow controller |
| JP3212738B2 (ja) * | 1993-03-10 | 2001-09-25 | 東京電力株式会社 | 電圧形自励式変換システム |
| JP3167496B2 (ja) * | 1993-03-29 | 2001-05-21 | 株式会社東芝 | 電力変換装置の制御装置 |
| US5483140A (en) * | 1993-10-01 | 1996-01-09 | Wisconsin Alumni Research Foundation | Thyristor based DC link current source power conversion system for motor driven operation |
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1994
- 1994-11-02 JP JP6269730A patent/JP2889133B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-08-02 CA CA002155253A patent/CA2155253C/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-08-03 US US08/510,657 patent/US5717583A/en not_active Expired - Fee Related
- 1995-08-04 DE DE69524039T patent/DE69524039T2/de not_active Expired - Fee Related
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| DE69524039D1 (de) | 2002-01-03 |
| EP0711028A2 (en) | 1996-05-08 |
| DE69524039T2 (de) | 2002-08-29 |
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| CA2155253A1 (en) | 1996-05-03 |
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