TWI650928B

TWI650928B - 電力轉換裝置及電力轉換裝置的控制方法

Info

Publication number: TWI650928B
Application number: TW107106379A
Authority: TW
Inventors: 小林健二; 大内祐介; 溝上恭生
Original assignee: 日商歐姆龍股份有限公司
Priority date: 2017-07-27
Filing date: 2018-02-26
Publication date: 2019-02-11
Also published as: JP6394760B1; TW201911729A; WO2019021517A1; JP2019030075A

Abstract

本發明提供一種可更有效率地控制HERIC型電路的電力轉換裝置及電力轉換裝置的控制方法。控制部30以如下方式對HERIC型電路12的各SW元件進行控制：於SW元件US變成接通、且SW元件WS變成斷開的期間中，SW元件UL及SW元件WH變成接通，於SW元件US變成斷開、且SW元件WS變成接通的期間中，SW元件UH及SW元件WL變成接通，於SW元件UH及SW元件WL變成斷開後、且於SW元件WS變成斷開前，SW元件US變成接通，於SW元件UL及SW元件WH變成斷開後、且於SW元件US變成斷開前，SW元件WS變成接通。

Description

電力轉換裝置及電力轉換裝置的控制方法

本發明是有關於一種電力轉換裝置與電力轉換裝置的控制方法，且特別是有關於一種包含全橋式電路（full-bridge circuit）與可使該全橋式電路的輸出短路的短路電路的電力轉換裝置、及此種電力轉換裝置的控制方法。

作為太陽電池用的電源調節器（power conditioner），已知有如圖1所示的電源調節器，其具備具有全橋式電路與用以使該全橋式電路的輸出短路的電路的電路，且於獨立運轉時，該電路（以下，表述為高效可靠的逆變器概念（Highly Efficient and Reliable Inverter Concept，HERIC）型電路）內的各開關（Switch，SW）元件於每個開關週期（T _SW），如圖2所示般被接通/斷開（ON/OFF）（例如，參照專利文獻1）。 [現有技術文獻] [專利文獻]

[專利文獻1]日本專利特開2015-77061號公報

[發明所欲解決之課題]

本發明的目的在於提供一種可更有效率地控制HERIC型電路的技術。 [解決課題之手段]

為了達成所述目的，本發明的電力轉換裝置具備：第1輸出端子及第2輸出端子，連接負載；全橋式逆變器（full-bridge inverter）電路，具有包含作為高端（high-side）開關元件的第1開關元件與作為低端（low-side）開關元件的第2開關元件的第1支線（leg）、及包含作為高端開關元件的第3開關元件與作為低端開關元件的第4開關元件的第2支線，作為所述第1支線的所述第1開關元件與所述第2開關元件的連接點的第1連接點與所述第1輸出端子連接，作為所述第2支線的所述第3開關元件與所述第4開關元件的連接點的第2連接點與所述第2輸出端子連接；短路電路，其是可使所述第1連接點與所述第2連接點之間短路的短路電路，包含可使自所述第2連接點側朝所述第1連接點側流動的電流接通/斷開的第5開關元件、及可使自所述第1連接點側朝所述第2連接點側流動的電流接通/斷開的第6開關元件；以及控制部，其是進行所述全橋式逆變器電路及所述短路電路內的各開關元件的接通/斷開控制的控制部，其重複如下的控制處理：於所述第5開關元件變成接通、且所述第6開關元件變成斷開的期間中，將所述第2開關元件及所述第3開關元件設為接通，於所述第5開關元件變成斷開、且所述第6開關元件變成接通的期間中，將所述第1開關元件及所述第4開關元件設為接通，於所述第1開關元件及第4開關元件變成斷開後、且於所述第6開關元件變成斷開前，將所述第5開關元件設為接通，於所述第2開關元件及第3開關元件變成斷開後、且於所述第5開關元件變成斷開前，將所述第6開關元件設為接通。

電力轉換裝置的控制部的所述控制處理的內容是作為為了提升HERIC型電路（全橋式電路及短路電路）的效率而專心進行研究的結果所獲得者。根據所述控制處理，於處理（控制）過程中，電流以與先前（參照圖2）不同的路徑流動（詳細情況將後述），因此可比先前更有效率地使HERIC型電路動作。

本發明的電力轉換裝置的控制部所執行的控制處理亦可為如下的處理：於自將所述第1開關元件及第4開關元件設為斷開起第1規定時間後，將所述第5開關元件設為接通，於自將所述第6開關元件設為斷開起第2規定時間後，將所述第2開關元件及第3開關元件設為接通，於自將所述第2開關元件及第3開關元件設為斷開起第3規定時間後，將所述第6開關元件設為接通，於自將所述第5開關元件設為斷開起第4規定時間後，將所述第1開關元件及第4開關元件設為接通。再者，第1規定時間～第4規定時間可為相同的時間，亦可為對應於被開關的開關元件的開啟（turn on）/關閉（turn off）時間所決定的時間。

另外，本發明的電力轉換裝置的控制部亦可為一併進行所述控制處理與空檔時間（dead time）補償處理者，所述空檔時間補償處理補償因於各開關元件的控制時機間設置所述第1規定時間至第4規定時間所引起的輸出波形的變形。

另外，本發明的電力轉換裝置的控制方法是用以控制如下的電力轉換裝置的方法，所述電力轉換裝置具備：第1輸出端子及第2輸出端子，連接負載；全橋式逆變器電路，具有包含作為高端開關元件的第1開關元件與作為低端開關元件的第2開關元件的第1支線、及包含作為高端開關元件的第3開關元件與作為低端開關元件的第4開關元件的第2支線，作為所述第1支線的所述第1開關元件與所述第2開關元件的連接點的第1連接點與所述第1輸出端子連接，作為所述第2支線的所述第3開關元件與所述第4開關元件的連接點的第2連接點與所述第2輸出端子連接；以及短路電路，其是可使所述第1連接點與所述第2連接點之間短路的短路電路，包含可使自所述第2連接點側朝所述第1連接點側流動的電流接通/斷開的第5開關元件、及可使自所述第1連接點側朝所述第2連接點側流動的電流接通/斷開的第6開關元件。而且，於本發明的電力轉換裝置的控制方法中，藉由電腦來重複如下的控制處理：於所述第5開關元件變成接通、且所述第6開關元件變成斷開的期間中，將所述第2開關元件及所述第3開關元件設為接通，於所述第5開關元件變成斷開、且所述第6開關元件變成接通的期間中，將所述第1開關元件及所述第4開關元件設為接通，於所述第1開關元件及第4開關元件變成斷開後、且於所述第6開關元件變成斷開前，將所述第5開關元件設為接通，於所述第2開關元件及第3開關元件變成斷開後、且於所述第5開關元件變成斷開前，將所述第6開關元件設為接通。

根據該本發明的電力轉換裝置的控制方法，於HERIC型電路的控制過程中，電流以與先前（參照圖2）不同的路徑流動，因此可比先前更有效率地使HERIC型電路動作。再者，本發明的電力轉換裝置的控制方法中的「電腦」可為電力轉換裝置內的電腦（控制單元等），亦可為電力轉換裝置外的電腦。 [發明之效果]

根據本發明，可提供一種可更有效率地控制HERIC型電路的技術。

以下，參照圖式對本發明的實施形態進行說明。再者，以下所說明的實施形態的構成為例示，本發明並不限定於實施形態的構成。

圖3表示本發明的一實施形態的電力轉換裝置10的構成及使用形態。

本實施形態的電力轉換裝置10是與太陽電池（太陽電池陣列）35連接來使用的可與系統互聯的電源調節器。如圖所示，電力轉換裝置10具備升壓電路11、逆變器電路（INV電路）12、一對輸出端子21及輸出端子22、以及控制部30。

電力轉換裝置10所具備的一對輸出端子21及輸出端子22是連接作為負載40的家庭內的交流消耗機器、且於獨立運轉時被供給逆變器電路12的輸出的輸出端子。於該輸出端子21及輸出端子22間配置有電容器17。再者，電力轉換裝置10是可與系統互聯者，因此亦具備於互聯運轉時被供給逆變器電路12的輸出的一對輸出端子（省略圖示）。

升壓電路11是用以使太陽電池35的輸出電壓升壓的、將開關元件與被動元件（電抗器（reactor）、二極體等）組合而成的升壓斬波電路。於該升壓電路11的輸入端子間（電力轉換裝置10的輸入端子間）配置有電容器15。

逆變器電路12是用以將升壓電路11所輸出的直流電壓轉換成交流電壓的HERIC型電路（詳細情況將後述）。如圖所示，於該逆變器電路12的輸入端子間（升壓電路11的輸出端子間）配置有電容器16。另外，逆變器電路12的各輸出端子經由電抗器18而與輸出端子21或輸出端子22連接。

以下，使用圖4來更具體地說明逆變器電路12的構成。

如圖4所示，逆變器電路12具備全橋式電路，所述全橋式電路包括於逆變器電路12的一對輸入端子23p、輸入端子23n間並聯連接的第1支線25與第2支線26。

第1支線25包含經串聯連接的開關元件UH與開關元件UL，及配置於各開關元件（絕緣閘雙極電晶體（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT））的射極（emitter）、集極（collector）間的環流二極體。第2支線26包含經串聯連接的開關元件WH與開關元件WL，及配置於各開關元件的射極、集極間的環流二極體。而且，第1支線25的開關元件UH及UL的連接點25c經由電抗器18而與輸出端子21連接，第2支線26的開關元件WH及開關元件WL的連接點26c經由電抗器18而與輸出端子22連接。再者，輸入端子23p為高電位側的輸入端子。因此，開關元件UH及開關元件WH為高端開關元件，開關元件UL及開關元件WL為低端開關元件。

進而，逆變器電路12具備短路電路27。如圖所示，短路電路27包括：開關元件WS，射極與連接點25c連接；開關元件US，集極與開關元件WS的集極連接、且射極與連接點26c連接；以及環流二極體，配置於各開關元件的射極、集極間。即，短路電路27是可藉由開關元件WS的接通/斷開，而實現自連接點25c側朝連接點26c側流動的電流（自輸出端子21側朝輸出端子22側流動的電流）的接通/斷開的電路，並且成為可藉由開關元件US的接通/斷開，而實現自連接點26c側朝連接點25c側流動的電流的接通/斷開的電路。

返回至圖3，繼續電力轉換裝置10的構成的說明。

控制部30是對電力轉換裝置10內的各部（升壓電路11、逆變器電路12）進行統一控制的單元。控制部30包含處理器（中央處理單元（Central Processing Unit，CPU）、微控制器等）與其周邊電路，於控制部30中輸入有設置於電力轉換裝置10的各處的感測器（電流感測器、電壓感測器；省略圖示）的輸出。

以下，對本實施形態的電力轉換裝置10的控制部30的獨立運轉時的逆變器電路12的控制功能進行說明。

控制部30是以如下方式構成（編程）：於獨立運轉過程中，在每個開關週期（T _SW），重複以圖5中所示的圖形使逆變器電路12內的各開關元件接通/斷開的控制處理。

即，控制部30於控制處理時，以滿足以下的條件的方式使逆變器電路12內的各開關元件接通/斷開。

條件1：於開關元件US變成接通、且開關元件WS變成斷開的期間中，開關元件UL及開關元件WH變成接通。條件2：於開關元件US變成斷開、且開關元件WS變成接通的期間中，開關元件UH及開關元件WL變成接通。條件3：於開關元件UH及開關元件WL變成斷開後、且於開關元件WS變成斷開前，開關元件US變成接通。條件4：於開關元件UL及開關元件WH變成斷開後、且於開關元件US變成斷開前，開關元件WS變成接通。條件5：自將開關元件UH及開關元件WL設為斷開至將開關元件US設為接通為止的時間、自將開關元件WS設為斷開至將開關元件UL及開關元件WH設為接通為止的時間、自將開關元件UL及開關元件WH設為斷開至將開關元件WS設為接通為止的時間、自將開關元件US設為斷開至將開關元件UH及開關元件WL設為接通為止的時間均變成事先設定的空檔時間（本實施形態中為2 μs）。

該控制處理的內容是作為為了提升作為HERIC型電路的逆變器電路12的效率而專心進行研究的結果所獲得者。以下，藉由與先前的控制處理（圖2）進行比較，而對由所述控制處理所獲得的效果進行具體說明。再者，以下將圖1中所示的HERIC型電路亦表述為逆變器電路12，將逆變器電路12的輸入電壓（升壓電路11的輸出電壓、電容器16的端子間電壓）表述為DDV。另外，將先前的控制處理（圖2）、控制部30所進行的控制處理（圖5）分別表述為舊控制處理、新控制處理。

圖6A中一併表示藉由舊控制處理（圖2）所形成的狀態1～狀態8下的各開關元件的接通/斷開狀態、及各狀態下的逆變器電路12的輸出電壓。另外，圖6B中一併表示藉由新控制處理（圖5）所形成的狀態1～狀態8下的各開關元件的接通/斷開狀態、及各狀態下的逆變器電路12的輸出電壓。

如根據該些圖而明確般，於新控制處理中，逆變器電路12的全橋式電路內的各開關元件與舊控制處理同樣地得到接通/斷開控制。但是，新控制處理變成對於開關元件US及開關元件WS的控制內容與舊控制處理完全不同的處理。因此，若進行新控制處理，則逆變器電路12內的電流路徑以與舊控制處理時不同的圖形進行時間變化。

以下，將由新控制處理、舊控制處理所引起的逆變器電路12內的電流路徑的時間變化圖形的差異分成1個控制處理中（1個開關週期中）的逆變器瞬間輸出電流為0以上的情況、未滿0的情況、及於1個控制處理中逆變器瞬間輸出電流的符號改變的情況來進行說明。

・逆變器瞬間輸出電流≧0的場合於此情況下，藉由新控制處理及舊控制處理，逆變器電路12內的電流路徑如圖7-1及圖7-2中所示般進行時間變化。再者，圖7-1及圖7-2中的附加有（An）（n＝1～8）與標籤的圖是正進行舊控制處理的逆變器電路12內的狀態n下的電流路徑的說明圖。圖7-1及圖7-2中的附加有（Bn）（n＝1～8）與標籤的圖是正進行新控制處理的逆變器電路12內的狀態n下的電流路徑的說明圖。另外，於各說明圖中，其名稱（「UH」、「WH」等）由矩形框包圍的開關元件是變成接通的開關元件。

如根據圖7-1及圖7-2而明確般，不論是進行了舊控制處理的情況下，還是進行了新控制處理的情況下，狀態1、狀態3～狀態7下的逆變器電路12內的電流路徑均變成相同者。但是，當進行了新控制處理時，於狀態2（參照圖7-1的說明圖（A2）、說明圖（B2））與狀態8（參照圖7-2的說明圖（A8）、說明圖（B8））下，電流以與進行了舊控制處理時不同的路徑於逆變器電路12內流動。

因此，根據新控制處理，可比舊控制處理更有效率地控制逆變器電路12。

具體而言，於逆變器電路12中，可能產生各開關元件的開啟損耗Eon、關閉損耗Eoff及導通損耗Esat與各二極體的導通損耗Ef、及恢復損耗（recovery loss）Err。若將朝狀態X（X＝1～8）的過渡時所產生的開啟損耗Eon、自狀態X朝下一狀態的過渡時所產生的關閉損耗Eoff及恢復損耗Err作為狀態X下的損耗來處理，則於舊控制處理中，以如圖8-1及圖8-2中所示的形態產生各損耗。

即，如圖8-1所示，當進行了舊控制處理時，於狀態1下，電流在開關元件UH與開關元件WL中流動，因此產生開關元件UH的導通損耗Esat與開關元件WL的導通損耗Esat。另外，於自狀態1朝狀態2的過渡時，電流正在流動的開關元件UH及開關元件WL變成斷開，逆變器電路12的輸出電位反轉。因此，於自狀態1朝狀態2的過渡時，產生開關元件UH的關閉損耗Eoff、開關元件WL的關閉損耗Eoff、及二極體D _WS的恢復損耗Err。再者，於所述說明及以下的說明中，所謂二極體D _α（α＝WS、UH等），是指與開關元件α並聯連接的環流二極體。

另外，於自狀態8（參照圖8-2）朝狀態1的過渡時，開關元件UH及開關元件WL被接通，已於二極體D _UL及二極體D _WH中流動的電流變成於開關元件UH及開關元件WH中流動，逆變器電路12的輸出電位反轉。因此，於自狀態8朝狀態1的過渡時，產生開關元件UH及開關元件WL的開啟損耗Eon，並且產生二極體D _UL、二極體D _WH及二極體D _US的恢復損耗Err。但是，如已說明般，二極體D _UL、二極體D _WH及二極體D _US的恢復損耗Err作為狀態8下的損耗來處理。因此，於狀態1下，如圖8-1所示，開啟損耗Eon、關閉損耗Eoff、導通損耗Esat、恢復損耗Err分別產生2次、2次、2次、1次。

另外，如圖8-1所示，於狀態2下，電流在二極體D _UL與二極體D _WH中流動，因此產生二極體D _UL的導通損耗Ef與二極體D _WH的導通損耗Ef。而且，於自狀態2朝狀態3的過渡時，開關元件US及開關元件WS變成接通，已於二極體D _UL及二極體D _WH中流動的電流變成在二極體D _US與開關元件WS中流動。因此，產生二極體D _UL及二極體D _WH的導通損耗Ef與開關元件WS的開啟損耗Eon，但開關元件WS的開啟損耗Eon作為狀態3的損耗來處理。因此，於狀態2下，導通損耗Ef、恢復損耗Err分別各產生2次。

如圖8-1所示，於狀態3下，電流在二極體D _US與開關元件WS中流動。另外，於自狀態3朝狀態4的過渡時，電流正在流動的開關元件WS被斷開。而且，如已說明般，於自狀態2朝狀態3的過渡時，產生開關元件WS的開啟損耗Eon，因此於狀態3下，開啟損耗Eon、關閉損耗Eoff、導通損耗Esat、導通損耗Ef分別各產生1次。

如圖8-1所示，於狀態4下，電流在二極體D _UL與二極體D _WH中流動。因此，於狀態4下，產生2次導通損耗Ef。再者，於自狀態4朝狀態5的過渡時，開關元件UL及開關元件WH變成接通，但即便開關元件UL及開關元件WH變成接通，電流亦不於各開關元件中流動。因此，於狀態4下，未產生開啟損耗Eon，而僅導通損耗Ef產生2次。

如圖8-2所示，於狀態5下，電流亦在二極體D _UL與二極體D _WH中流動。而且，因電流未於狀態5下的開關元件UL及開關元件WH中流動，故即便於朝狀態6的過渡時開關元件UL及開關元件WH變成斷開，亦不產生關閉損耗Eoff。因此，於狀態5下，僅導通損耗Ef產生2次。

如圖8-2所示，於狀態6下，電流亦在二極體D _UL與二極體D _WH中流動。因此，產生二極體D _UL的導通損耗Ef與二極體D _WH的導通損耗Ef。另外，於自狀態6朝狀態7的過渡時，開關元件WS被接通，已於二極體D _UL及二極體D _WH中流動的電流變成在二極體D _US與開關元件WS中流動。因此，於自狀態6朝狀態7的過渡時，產生二極體D _UL及二極體D _WH的恢復損耗Err與開關元件WS的開啟損耗Eon。但是，因開關元件WS的開啟損耗Eon作為狀態7的損耗來處理，故於狀態6下，導通損耗Ef與恢復損耗Err分別各產生2次。

如圖8-2所示，於狀態7下，電流在二極體D _US與開關元件WS中流動，因此產生二極體D _US的導通損耗Ef與開關元件WS的導通損耗Esat。另外，如上所述，於自狀態6朝狀態7的過渡時，產生開關元件WS的開啟損耗Eon。進而，於自狀態7朝狀態8的過渡時，電流正在流動的開關元件WS被斷開，因此產生開關元件WS的關閉損耗Eoff。因此，於狀態7下，開啟損耗Eon、關閉損耗Eoff、導通損耗Esat、及導通損耗Ef分別各產生1次。

如圖8-2所示，於自狀態7朝狀態8的過渡時，電流已流動的開關元件WS被斷開，於朝狀態8的過渡後，電流在二極體D _UL與二極體D _WH中流動。而且，如已說明般，於自狀態8朝狀態1的過渡時，產生二極體D _UL、二極體D _WH及二極體D _US的恢復損耗Err，因此於狀態8下，導通損耗Ef產生2次，恢復損耗Err產生3次。

另一方面，當進行了新控制處理時，以如圖9-1及圖9-2中所示的形態產生各損耗。

即，如圖9-1所示，於進行了新控制處理的情況下，亦與進行了舊控制處理的情況（參照圖8-1）同樣地，於自狀態8朝狀態1的過渡時，開關元件UH與開關元件WL變成接通。另外，於進行了新控制處理的情況下，亦與進行了舊控制處理的情況同樣地，於狀態1的過渡後，電流在開關元件UH與開關元件WL中流動。因此，於進行了新控制處理時的狀態1下，亦產生開關元件UH與開關元件WL的開啟損耗Eon、及開關元件UH與開關元件WL的導通損耗Esat。

另外，即便是新控制處理，於自狀態1朝狀態2的過渡時，電流正在流動的開關元件UH及開關元件WL亦被斷開。因此，於進行了新控制處理時的狀態1下，亦產生開關元件UH及開關元件WL的關閉損耗Eoff。但是，於進行了新控制處理的情況下，如圖9-1所示，於自狀態1朝狀態2的過渡時，逆變器電路12的輸出電位不反轉。因此，於進行了新控制處理時的狀態1下，不產生恢復損耗Err（參照圖8-1），開啟損耗Eon、關閉損耗Eoff、導通損耗Esat分別各產生2次。

另外，於進行了新控制處理的情況下，如圖9-1所示，於狀態2下，電流在二極體D _US與開關元件WS中流動。因此，於狀態2下，產生開關元件WS的導通損耗Esat與二極體D _US的導通損耗Ef。另外，於自狀態2朝狀態3的過渡時，開關元件US變成接通。但是，即便開關元件US變成接通，電流亦不於開關元件US中流動，因此不產生開關元件US的開啟損耗Eon。因此，於狀態2下，導通損耗Esat、導通損耗Ef分別各產生1次。

於狀態3下，電流亦在二極體D _US與開關元件WS中流動，因此產生二極體D _US的導通損耗Ef與開關元件WS的導通損耗Esat。另外，於自狀態3朝狀態4的過渡時，處於電流正在流動的狀態的開關元件WS變成斷開，因此產生開關元件WS的關閉損耗Eoff。因此，於狀態3下，關閉損耗Eoff、導通損耗Esat、導通損耗Ef分別各產生1次。

如圖9-1所示，於狀態4下，電流在二極體D _UL與二極體D _WH中流動。另外，於自狀態4朝狀態5的過渡時，開關元件UL及開關元件WH變成接通，但即便各開關元件變成接通，電流亦不於各開關元件中流動。因此，於狀態4下，不產生開啟損耗Eon，而產生2次導通損耗Ef。

於狀態5下，亦與狀態4同樣地，電流在二極體D _UL與二極體D _WH中流動。另外，於自狀態5朝狀態6的過渡時，開關元件UL、開關元件WH被斷開。但是，如圖9-1所示，因電流未於狀態5下的開關元件UL、開關元件WH中流動，故不產生關閉損耗Eoff。因此，於狀態5下，僅導通損耗Ef產生2次。

如圖9-2所示，於狀態6下，電流在二極體D _UL與二極體D _WH中流動，因此產生二極體D _UL的導通損耗Ef與二極體D _WH的導通損耗Ef。另外，於自狀態6朝狀態7的過渡時，開關元件WS被接通，已於二極體D _UL及二極體D _WH中流動的電流變成在二極體D _US與開關元件WS中流動。因此，於自狀態6朝狀態7的過渡時，產生二極體D _UL及二極體D _WH的恢復損耗Err與開關元件WS的開啟損耗Eon。但是，因開關元件WS的開啟損耗Eon作為狀態7的損耗來處理，故於狀態6下，導通損耗Ef與恢復損耗Err分別各產生2次。

於狀態7下，電流在二極體D _US與開關元件WS中流動。另外，如上所述，於自狀態6朝狀態7的過渡時，產生開關元件WS的開啟損耗Eon。而且，於自狀態7朝狀態8的過渡時，僅電流未流動的開關元件US被斷開，因此不會特別產生損耗。因此，於狀態7下，如圖9-2所示，開啟損耗Eon、導通損耗Esat、及導通損耗Ef分別各產生1次。

於狀態8下，電流亦在二極體D _US與開關元件WS中流動，因此產生開關元件WS的導通損耗Esat與二極體D _US的導通損耗Ef。而且，於自狀態8朝狀態1的過渡時，逆變器電路12的輸出電位反轉並產生二極體D _US的恢復損耗Err，因此於狀態8下，導通損耗Esat、導通損耗Ef、及恢復損耗Err分別各產生1次。

若對以上按控制處理及按狀態所說明的各損耗的產生次數進行彙總，則於進行了舊控制處理的情況下，以圖10A中所示的形態產生各損耗，於進行了新控制處理的情況下，以圖10B中所示的形態產生各損耗。

如根據該些圖而明確般，於逆變器瞬間輸出電流≧0的情況下，若進行新控制處理，則開關元件與環流二極體的導通損耗的合計不變，但總計可減少7次開關損耗（開啟損耗、關閉損耗及恢復損耗）。因此，於逆變器瞬間輸出電流≧0的情況下，若進行新控制處理，則可比舊控制處理更有效率地（以損耗少的形態）使逆變器電路12動作。

・逆變器瞬間輸出電流＜0的情況於此情況下，藉由新控制處理及舊控制處理，逆變器電路12內的電流路徑如圖11-1及圖11-2中所示般進行時間變化。再者，圖11-1及圖11-2中的附加有（An）（n＝1～8）與標籤的圖是正進行舊控制處理的逆變器電路12內的狀態n下的電流路徑的說明圖。圖11-1及圖11-2中的附加有（Bn）（n＝1～8）與標籤的圖是正進行新控制處理的逆變器電路12內的狀態n下的電流路徑的說明圖。另外，於各說明圖中，其名稱（「UH」、「WH」等）由矩形框包圍的開關元件是變成接通的開關元件。

如根據圖11-1及圖11-2而明確般，於進行了任一種控制處理的情況下，狀態1～狀態3、狀態5、狀態7、狀態8下的逆變器電路12內的電流路徑均變成相同者。但是，若進行新控制處理，則於逆變器電路12的狀態為狀態4（參照圖11-1的說明圖（A4）、說明圖（B4））的情況、及逆變器電路12的狀態為狀態6（參照圖11-2的說明圖（A6）、說明圖（B6））的情況下，電流以與舊控制處理時不同的路徑於逆變器電路12內流動。

因此，進行了舊控制處理、新控制處理時的開關元件的開啟損耗Eon、關閉損耗Eoff及導通損耗Esat與二極體的導通損耗Ef、及恢復損耗Err的產生次數分別變成圖12A、圖12B中所示者。再者，該些圖中所示的各損耗的產生次數亦為將朝狀態X（X＝1～8）的過渡時所產生的開啟損耗Eon、自狀態X朝下一狀態的過渡時所產生的關閉損耗Eoff及恢復損耗Err作為狀態X下的損耗來處理所得的次數。

如根據圖12A及圖12B而明確般，於逆變器瞬間輸出電流＜0的情況下，若進行新控制處理，則開關元件與環流二極體的導通損耗的合計不變，但總計可減少7次開關損耗（開啟損耗、關閉損耗及恢復損耗）。因此，於逆變器瞬間輸出電流＜0的情況下，若進行新控制處理，則可比舊控制處理更有效率地（以損耗少的形態）使逆變器電路12動作。

・逆變器瞬間輸出電流的符號改變的情況藉由新控制處理及舊控制處理，逆變器電路12內的電流路徑如圖13-1及圖13-2中所示般進行時間變化。

圖13-1及圖13-2中的附加有（An）（n＝2～4、6～8）與標籤的圖是正進行舊控制處理的逆變器電路12內的狀態n下的電流路徑的說明圖。圖13-1中的附加有（A1a）與標籤的圖是正進行舊控制處理的逆變器電路12的狀態為狀態1、且逆變器瞬間輸出電流為負時的電流路徑的說明圖。圖13-1中的附加有（A1b）與標籤的圖是正進行舊控制處理的逆變器電路12的狀態為狀態1、且逆變器瞬間輸出電流為正時的電流路徑的說明圖。圖13-2中的附加有（A5a）與標籤的圖是正進行舊控制處理的逆變器電路12的狀態為狀態5、且逆變器瞬間輸出電流為正時的電流路徑的說明圖。圖13-2中的附加有（A5b）與標籤的圖是正進行舊控制處理的逆變器電路12的狀態為狀態5、且逆變器瞬間輸出電流為負時的電流路徑的說明圖。

圖13-1及圖13-2中的附加有（Bn）（n＝2～4、6～8）與標籤的圖是正進行新控制處理的逆變器電路12內的狀態n下的電流路徑的說明圖。圖13-1中的附加有（B1a）與標籤的圖是正進行新控制處理的逆變器電路12的狀態為狀態1、且逆變器瞬間輸出電流為負時的電流路徑的說明圖。圖13-1中的附加有（B1b）與標籤的圖是正進行新控制處理的逆變器電路12的狀態為狀態1、且逆變器瞬間輸出電流為正時的電流路徑的說明圖。圖13-2中的附加有（B5a）與標籤的圖是正進行新控制處理的逆變器電路12的狀態為狀態5、且逆變器瞬間輸出電流為正時的電流路徑的說明圖。圖13-2中的附加有（B5b）與標籤的圖是正進行新控制處理的逆變器電路12的狀態為狀態5、且逆變器瞬間輸出電流為負時的電流路徑的說明圖。

即，當於舊控制處理中逆變器瞬間輸出電流的符號改變時，逆變器瞬間輸出電流如圖14A中所示般變化。因此，於逆變器電路12（HERIC型電路）的狀態為狀態1的期間中、及逆變器電路12（HERIC型電路）的狀態為狀態5的期間中，逆變器電路12（HERIC型電路）內的電流路徑變化（參照圖13-1及圖13-2的說明圖（A1a）、說明圖（A1b）、說明圖（A5a）、說明圖（A5b））。當於新控制處理中逆變器瞬間輸出電流的符號改變時，逆變器瞬間輸出電流亦如圖14B中所示般變化。因此，於新控制處理時，在逆變器電路12的狀態為狀態1的期間中及逆變器電路12的狀態為狀態5的期間中，逆變器電路12內的電流路徑亦變化（參照圖13-1及圖13-2的說明圖（B1a）、說明圖（B1b）、說明圖（B5a）、說明圖（B5b））。

若根據圖13-1及圖13-2，計算進行了舊控制處理、新控制處理時的開關元件的開啟損耗Eon、關閉損耗Eoff、導通損耗Esat與二極體的導通損耗Ef及恢復損耗Err的產生次數，則進行了舊控制處理時的各損耗的產生次數變成圖15A中所示者。另外，進行了新控制處理時的各損耗的產生次數變成圖15B中所示者。再者，該些圖中所示的各損耗的產生次數亦為將朝狀態X（X＝1～8）的過渡時所產生的開啟損耗Eon、自狀態X朝下一狀態的過渡時所產生的關閉損耗Eoff及恢復損耗Err作為狀態X下的損耗來處理所得的次數。

如根據圖15A及圖15B而明確般，當逆變器瞬間輸出電流的符號改變時，若進行新控制處理，則開關元件與環流二極體的導通損耗的合計不變，但總計可減少8次開關損耗（開啟損耗、關閉損耗及恢復損耗）。

而且，根據新控制處理，如上所述，不論是逆變器瞬間輸出電流為0以上的情況下，還是逆變器瞬間輸出電流未滿0的情況下，均可比舊控制處理更有效率地（以損耗少的形態）使逆變器電路12動作。因此，根據新控制處理，可始終比舊控制處理更有效率地（以損耗少的形態）使逆變器電路12動作。

另外，根據新控制處理，亦可減少空檔時間補償量。

具體而言，新控制處理變成為了設置所述2 μs的空檔時間（參照「條件5」），而將供給至各開關元件的閘極中的各脈衝的前緣側及後緣側各削減1 μs的處理。

若假定舊控制處理亦為將供給至各開關元件的閘極中的各脈衝的前緣側及後緣側各削減1 μs的處理，則當逆變器瞬間輸出電流為0以上時，於電流路徑如圖7-1及圖7-2中的說明圖（A1）～說明圖（A8）般進行時間變化的舊控制處理中，於自狀態1朝狀態2的轉變時，儘管原本應輸出DDV，但變成存在1 μs輸出-DDV的時間。另外，於自狀態2朝狀態3的轉變時，儘管原本應輸出0 V，但亦變成存在1 μs輸出-DDV的時間。若對其他各轉變亦同樣地思考，則於舊控制處理中，當逆變器瞬間輸出電流為0以上時，如圖16A所示，為了補償由空檔時間所產生的輸出的變化部分，總計必須進行「DDV×8 μs」的空檔時間補償。

另一方面，於新控制處理中，當逆變器瞬間輸出電流為0以上時，電流路徑如圖7-1及圖7-2中的說明圖（B1）～說明圖（B8）般進行時間變化。因此，於新控制處理中，當逆變器瞬間輸出電流為0以上時，如圖16B所示，為了補償由空檔時間所產生的輸出的變化部分，總計只要進行「DDV×4 μs」的空檔時間補償即可。

另外，當逆變器瞬間輸出電流未滿0時，於舊控制處理中，電流路徑如圖11-1及圖11-2中的說明圖（A1）～說明圖（A8）般進行時間變化，於新控制處理中，電流路徑如圖11-1及圖11-2中的說明圖（B1）～說明圖（B8）般進行時間變化。因此，當逆變器瞬間輸出電流未滿0時，於舊控制處理中，如圖17A所示，為了補償由空檔時間所產生的輸出的變化部分，總計必須進行「-DDV×8 μs」的空檔時間補償。另一方面，於新控制處理中，當逆變器瞬間輸出電流未滿0時，如圖17B所示，為了補償由空檔時間所產生的輸出的變化部分，總計只要進行「-DDV×4 μs」的空檔時間補償即可。

另外，當逆變器瞬間輸出電流的符號改變時，於舊控制處理中，電流路徑如圖13-1及圖13-2中的說明圖（A1a）～說明圖（A8）般進行時間變化，於新控制處理中，電流路徑如圖13-1及圖13-2中的說明圖（B1a）～說明圖（B8）般進行時間變化。因此，當逆變器瞬間輸出電流的符號改變時，於舊控制處理中，如圖18A所示，無需補償由空檔時間所產生的輸出的變化部分。另外，於新控制處理中，如圖18B所示，亦無需補償由空檔時間所產生的輸出的變化部分。

如根據以上的說明而明確般，新控制處理變成為了補償由空檔時間所產生的輸出的變化部分而需要的空檔時間補償量比舊控制處理少的處理。而且，因用以進行空檔時間補償的能源自DDV供給，故根據新控制處理，為了補償空檔時間而消耗的DDV少，即便DDV低，亦可無問題地使逆變器電路12發揮功能。因此，電力轉換裝置10（電源調節器）變成將判斷為可進行動作的太陽電池35的最小輸出電壓設定得更低者。

最後，對控制部30所進行的空檔時間補償處理進行說明。控制部30一併進行所述控制處理與空檔時間補償處理。如上所述，控制部30所進行的控制處理是如下的處理：於1個控制處理中的逆變器瞬間輸出電流為0以上的情況（即，應輸出比較大的正的電流的情況）下，只要進行「DDV×4 μs」的空檔時間補償即可，於1個控制處理中的逆變器瞬間輸出電流未滿0的情況（即，應輸出比較大的負的電流的情況）下，只要進行「-DDV×4 μs」的空檔時間補償處理即可。

因此，控制部30是以如下方式構成：如圖19中示意性地表示般，於輸出電流為規定的臨限值（＞0）的情況下，進行「DDV×4 μs」的空檔時間補償，於輸出電流為規定的臨限值（＜0）的情況下，進行「-DDV×4 μs」的空檔時間補償，於輸出電流為「0」附近的情況下，進行與輸出電流成比例的量的空檔時間補償。

如以上所說明般，本實施形態的電力轉換裝置10的控制部30是以滿足所述條件1～條件6的方式，重複使逆變器電路12內的各開關元件接通/斷開的控制處理。因此，根據本實施形態的電力轉換裝置10，可比先前更有效率地使逆變器電路12（HERIC型電路）動作。

《變形形態》所述實施形態的電力轉換裝置10是可進行各種變形者。例如，亦可將電力轉換裝置10變形成如下的裝置：自將開關元件UH及開關元件WL設為斷開至將開關元件US設為接通為止的時間、自將開關元件WS設為斷開至將開關元件UL及開關元件WH設為接通為止的時間、自將開關元件UL及開關元件WH設為斷開至將開關元件WS設為接通為止的時間、自將開關元件US設為斷開至將開關元件UH及開關元件WL設為接通為止的時間不同的裝置。

亦可將控制部30變形成如下者：當輸出電流為「0」附近時，進行伴隨輸出電流增加，階梯狀地增加空檔時間補償量的空檔時間補償處理。另外，亦可自電力轉換裝置10中去除進行空檔時間補償的功能、或亦可將電力轉換裝置10變形成並非電源調節器的裝置等自不待言。

1~8‧‧‧狀態

10‧‧‧電力轉換裝置

11‧‧‧升壓電路

12‧‧‧逆變器電路(INV電路)

15、16、17‧‧‧電容器

18‧‧‧電抗器

21、22‧‧‧輸出端子

23p、23n‧‧‧輸入端子

25c、26c‧‧‧連接點

25‧‧‧第1支線

26‧‧‧第2支線

27‧‧‧短路電路

30‧‧‧控制部

35‧‧‧太陽電池(太陽電池陣列)

40‧‧‧負載

D_UL、D_US、D_WH、D_WS‧‧‧二極體

Ef、Esat‧‧‧導通損耗

Eoff‧‧‧關閉損耗

Eon‧‧‧開啟損耗

Err‧‧‧恢復損耗

T_SW‧‧‧開關週期

UH、UL、US、WH、WL、WS‧‧‧開關元件

圖1是HERIC型電路的說明圖。圖2是用以說明HERIC型電路的先前的控制處理的內容的時序圖。圖3是本發明的一實施形態的電力轉換裝置的構成及使用形態的說明圖。圖4是實施形態的電力轉換裝置所具備的逆變器電路的構成的說明圖。圖5是用以說明實施形態的電力轉換裝置所具備的控制部所進行的控制處理的內容的時序圖。圖6A是藉由舊控制處理（先前的控制處理）所形成的各狀態下的各開關元件的接通/斷開狀態、及各狀態下的逆變器電路的輸出電壓的說明圖。圖6B是藉由新控制處理（控制部所進行的控制處理）所形成的各狀態下的各開關元件的接通/斷開狀態、及各狀態下的逆變器電路的輸出電壓的說明圖。圖7-1是逆變器瞬間輸出電流為0以上時的舊控制處理及新控制處理中的電流路徑的說明圖。圖7-2是緊接著圖7-1的、逆變器瞬間輸出電流為0以上時的舊控制處理及新控制處理中的電流路徑的說明圖。圖8-1是用以說明當逆變器瞬間輸出電流為0以上時，藉由舊控制處理的執行而於各狀態下產生的損耗的圖。圖8-2是緊接著圖8-1的、用以說明當逆變器瞬間輸出電流為0以上時，藉由舊控制處理的執行而於各狀態下產生的損耗的圖。圖9-1是用以說明當逆變器瞬間輸出電流為0以上時，藉由新控制處理的執行而於各狀態下產生的損耗的圖。圖9-2是緊接著圖9-1的、用以說明當逆變器瞬間輸出電流為0以上時，藉由新控制處理的執行而於各狀態下產生的損耗的圖。圖10A是由舊控制處理所引起的逆變器瞬間輸出電流為0以上時的各種損耗的產生次數的說明圖。圖10B是由新控制處理所引起的逆變器瞬間輸出電流為0以上時的各種損耗的產生次數的說明圖。圖11-1是逆變器瞬間輸出電流未滿0時的舊控制處理及新控制處理中的電流路徑的說明圖。圖11-2是緊接著圖11-1的、逆變器瞬間輸出電流未滿0時的舊控制處理及新控制處理中的電流路徑的說明圖。圖12A是由舊控制處理所引起的逆變器瞬間輸出電流未滿0時的各種損耗的產生次數的說明圖。圖12B是由新控制處理所引起的逆變器瞬間輸出電流未滿0時的各種損耗的產生次數的說明圖。圖13-1是逆變器瞬間輸出電流的符號改變時的舊控制處理及新控制處理中的電流路徑的說明圖。圖13-2是緊接著圖13-1的、逆變器瞬間輸出電流的符號改變時的舊控制處理及新控制處理中的電流路徑的說明圖。圖14A是於輸出電流小的情況下藉由舊控制處理所產生的逆變器瞬間輸出電流的說明圖。圖14B是於輸出電流小的情況下藉由新控制處理所產生的逆變器瞬間輸出電流的說明圖。圖15A是由舊控制處理所引起的逆變器瞬間輸出電流的符號改變時的各種損耗的產生次數的說明圖。圖15B是由新控制處理所引起的逆變器瞬間輸出電流的符號改變時的各種損耗的產生次數的說明圖。圖16A是用以說明於逆變器瞬間輸出電流為0以上的狀況下進行了舊控制處理時所需的空檔時間補償量的圖。圖16B是用以說明於逆變器瞬間輸出電流為0以上的狀況下進行了新控制處理時所需的空檔時間補償量的圖。圖17A是用以說明於逆變器瞬間輸出電流未滿0的狀況下進行了舊控制處理時所需的空檔時間補償量的圖。圖17B是用以說明於逆變器瞬間輸出電流未滿0的狀況下進行了新控制處理時所需的空檔時間補償量的圖。圖18A是用以說明於逆變器瞬間輸出電流的符號改變的狀況下進行了舊控制處理時所需的空檔時間補償量的圖。圖18B是用以說明於逆變器瞬間輸出電流的符號改變的狀況下進行了新控制處理時所需的空檔時間補償量的圖。圖19是控制部所進行的空檔時間補償處理的說明圖。

Claims

一種電力轉換裝置，其特徵在於：包括第1輸出端子及第2輸出端子，連接負載；全橋式逆變器電路，具有包含作為高端開關元件的第1開關元件與作為低端開關元件的第2開關元件的第1支線、及包含作為高端開關元件的第3開關元件與作為低端開關元件的第4開關元件的第2支線，作為所述第1支線的所述第1開關元件與所述第2開關元件的連接點的第1連接點與所述第1輸出端子連接，作為所述第2支線的所述第3開關元件與所述第4開關元件的連接點的第2連接點與所述第2輸出端子連接；短路電路，其是可使所述第1連接點與所述第2連接點之間短路的短路電路，包含可使自所述第2連接點側朝所述第1連接點側流動的電流接通/斷開的第5開關元件、及可使自所述第1連接點側朝所述第2連接點側流動的電流接通/斷開的第6開關元件；以及控制部，其是進行所述全橋式逆變器電路及所述短路電路內的各開關元件的接通/斷開控制的控制部，其重複如下的控制處理：於所述第5開關元件變成接通、且所述第6開關元件變成斷開的期間中，將所述第2開關元件及所述第3開關元件設為接通，於所述第5開關元件變成斷開、且所述第6開關元件變成接通的期間中，將所述第1開關元件及所述第4開關元件設為接通，於所述第1開關元件及所述第4開關元件變成斷開後、且於所述第6 開關元件變成斷開前，將所述第5開關元件設為接通，於所述第2開關元件及所述第3開關元件變成斷開後、且於所述第5開關元件變成斷開前，將所述第6開關元件設為接通；並且，於自將所述第1開關元件及所述第4開關元件設為斷開起第1規定時間後，將所述第5開關元件設為接通，於自將所述第6開關元件設為斷開起第2規定時間後，將所述第2開關元件及所述第3開關元件設為接通，於自將所述第2開關元件及所述第3開關元件設為斷開起第3規定時間後，將所述第6開關元件設為接通，於自將所述第5開關元件設為斷開起第4規定時間後，將所述第1開關元件及所述第4開關元件設為接通，其中，所述第1規定時間、所述第2規定時間、所述第3規定時間以及所述第4規定時間均變成事先設定的空檔時間。
如申請專利範圍第1項所述的電力轉換裝置，其中所述控制部一併進行所述控制處理與空檔時間補償處理，所述空檔時間補償處理補償因於各開關元件的控制時機間設置所述第1規定時間至第4規定時間所引起的輸出波形的變形。
一種電力轉換裝置的控制方法，其是包括如下構件的電力轉換裝置的控制方法，即：第1輸出端子及第2輸出端子，連接負載；全橋式逆變器電路，具有包含作為高端開關元件的第1開關元件與作為低端開關元件的第2開關元件的第1支線、及包含作為高端開關元件的第3開關元件與作為低端開關元件的第4開關元件的第2支線，作為所述第1支線的所述第1開關元件與所述第2開關元件的連接點的第1連接點與所述第1輸出端子連接，作為所述第2支線的所述第3開關元件與所述第4開關元件的連接點的第2連接點與所述第2輸出端子連接；以及短路電路，其是可使所述第1連接點與所述第2連接點之間短路的短路電路，包含可使自所述第2連接點側朝所述第1連接點側流動的電流接通/斷開的第5開關元件、及可使自所述第1連接點側朝所述第2連接點側流動的電流接通/斷開的第6開關元件，所述電力轉換裝置的控制方法的特徵在於：電腦重複如下的控制處理：於所述第5開關元件變成接通、且所述第6開關元件變成斷開的期間中，將所述第2開關元件及所述第3開關元件設為接通，於所述第5開關元件變成斷開、且所述第6開關元件變成接通的期間中，將所述第1開關元件及所述第4開關元件設為接通，於所述第1開關元件及所述第4開關元件變成斷開後、且於所述第6開關元件變成斷開前，將所述第5開關元件設為接通，於所述第2開關元件及所述第3開關元件變成斷開後、且於所述第5開關元件變成斷開前，將所述第6開關元件設為接通；並且，於自將所述第1開關元件及所述第4開關元件設為斷開起第1規定時間後，將所述第5開關元件設為接通，於自將所述第6開關元件設為斷開起第2規定時間後，將所述第2開關元件及所述第3開關元件設為接通，於自將所述第2開關元件及所述第3開關元件設為斷開起第3規定時間後，將所述第6 開關元件設為接通，於自將所述第5開關元件設為斷開起第4規定時間後，將所述第1開關元件及所述第4開關元件設為接通，其中，所述第1規定時間、所述第2規定時間、所述第3規定時間以及所述第4規定時間均變成事先設定的空檔時間。