JPS60237880A - 三相誘導機の速度制御ｐａｍ方式インバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、三相誘導機の速度を効果的に制御するために
使用できる速度制御ＰＡＭ方式インバータに関するもの
である。

従来技術 現在、三相誘導機の速度制御のために、いわゆるＰＡＭ
方式インバータと、Ｐ　Ｗ　Ｍ方式インバータとが使用
されている。

例えば、ＰＡＭ方式インバータは、第１図に示すように
、構成されている。すなわち、ＰＡＭ方式インバータは
、交流を直流に変換する位相制御コンバータ１０と、そ
の出力電圧を受けるインダクタ１２とコンデンサ１４と
からなる平滑回路とを具備してなる電圧可変直流電源を
有しており、その電圧可変直流電源から半導体スイッチ
素子ブリッジ１６が直流電圧を受けて三相誘導機１８を
駆動する。

一方、例えば、ポテンショメータなとで構成される速度
設定器２０の出力は、誘導機にあっては駆動電圧と駆動
周波数との比が一定に維持されなければならないので、
電圧指令としても周波数指令としても使用される。まず
、速度設定機２０の出力は、電圧周波数変換器２２に人
力されて、設定速度に見合う周波数ｆ＊のパルスに変換
される。そして、そのパルスは、分配器２４に人力され
て、そのパルスを等位相角間隔で１７６に分割した周波
数６「“のパルスに変換されで、インパーク駆動回路２
Ｇに入力される。そのインバータ駆動回路２４は、その
１／６に分割されたパルスに基づいて６ステツプを１サ
イクルとして半導体スイッチ素子フリソシ１６の各スイ
ッチ素子を順次導通させる。

そして、三相誘導機１８の電圧を検出するために、６ス
テツプ電圧形インバータ１６と三相誘導機１８との間の
電力線に絶縁トランス２８が設けられ、その絶縁トラン
ス２８の出力は整流器３０により整流されて、加算器３
２を介して電圧制御器３４に人力される。

一方、その加算器３２には、速度設定器２０の出力も電
圧指令■９として人力されており、加算器３２は、三相
誘導機１８の実際の電圧と設定電圧との差を出力し、そ
の出力を受ける点弧位相角制御器３６は、その差が零に
なるように、位相制御コンバータ１０の点弧角を制御す
る。その結果、電圧指令■９　と出力周波数ビとの仕Ｖ
”／ｆ”が略一定となるように、電圧可変直流電源の出
力電圧すなわち直流側ＤＣＩＪンク電圧■、。が制御さ
れる。

上述したような従来のＰＡＭ方式インバータは、構成が
比較的簡単であり、また、半導体スイッチ素子ブリンシ
及び誘導伝導機の騒音や振動が少なく且つ比較的低速の
半導体スイッチンク素子を使用できるなどの利点がある
。しかし、反面、三相誘導機１８に与える電圧よその周
波数とが、速度設定器２０によって一定に保たれるが、
誘導機の回転数に対してはオーブンループ制御でありた
め、誘導機の負荷が変動すると“ずベリ分゛だり速度が
変動し、精密な速度制御が出来ない。

そこで、第２図に示すように、三相誘導機１８に、速度
センサ３８を付加し、速度指令とモータ回転角速度ω、
を比較し、″すべり分パを補正することにより、速度制
御性を向上させるようにしたＰＡＭ方式インバータがあ
る。ずなわち、三相誘導機１８の回転軸に結合された速
度センサ３８の出力を、一方の人力に速度設定器２０の
出力を受けている加算器４０の他方の人力に供給し、そ
の加算器４０の出力を比例積分型制御器４２に人力し、
更に、その比例積分型制御器４２の出力を、一方の人力
に速度設定器２０の出力を受けている加算器４４の他方
の人力に供給して、フィードバックし、その加算器４４
の出力を電圧指令及び速度指令として使用する。

しかしながら、第２図の例でも、定常的な状態では、制
御性が保たれるが、加派速時及び負荷変動時の過渡的な
状態では、制御性が失われる問題があった。

以上のように、従来のＰＡＭ方式インバータは、負荷変
動時の応答性に問題があった。

一方、」１記した負荷変動時の周波数応答性を考えるな
らば、模擬される正弦波に対して極めて周波数が高い定
電圧パルスのパルス幅を１つ１つ変えるＰ　Ｗ　Ｍ方式
インバータが、ＰＡＭ方式インバータに比べて格段と優
れている。

しかし、そのＰ　Ｖｌｌ　Ｍ方式インバータにしても、
Ｖ　／　Ｉ−”方式の汎用インバータでは、三相誘導機
の励磁電流とトルク電流とが互いに干渉しあうために、
正確な速度制御ができない。そこで、第３図）こ示−ｑ
−よう２こ、鳳磁電流ｌαとトルク電流ｌβとが非干渉
化されて、励磁電流１αとトルク電流ｌβとを独立に制
御できるように、電圧に関しての非干渉化演算を行ない
、ｅα９、ｅ／３“を決定する方法が提案されている。

概略を述べるならば、Ｐ　Ｗ　Ｍ方式インバータは、第
３図に示すように、交流から定電圧の直流を発生ずるコ
ンバータ４６と、その出力電圧を受けるインダクタ１２
とコンデンサ１４とからなる平滑回路とを具備してなる
定電圧直流電源を有しており、その定電圧直流電源から
半導体スイッチ素子ブリッジ１６が直流電圧を受けて三
相誘導機１８を駆動する。

速度設定機２０の出力は、速度指令ωどとして加算器４
８に入力される。一方、速度センサ３８によって検出さ
れカウンタ５０によってカウントされた三相誘導機１８
の速度信号ω、も加算器４８に人力される。従って、加
算器４８は、速度差を示す信号を比例積分制御器５２に
出力する。この比例積分制御器５２は、その差信号に基
づいて、トルク電流指令１１β”を加算器５４及び比例
積分制御器７４を介して非干渉化演算装置５６に出力す
る。その非干渉化演算装置５６には、加算器５８及び比
例積分制御器７６を介して三相誘導機１８の磁束指令値
１１α１が人力されている。更に、その加算器５８の他
方の人力には、三相誘導機１８の駆動電流を検出する電
流センサ６０の出力に接続された３相−２相変換器６２
の出力−ｌαが接続され、加算器５４には一１βが接続
されている。また、非干渉化演算装置５６には、速度セ
ンサ３８からカウンタ５０を介しての三相誘導機１８の
速度信号ω、も供給されている。

従って、非干渉化演算装置５６は、それら入力信号から
、非干渉化達成のための電圧指令値ｅα９とｅＢ″と、
α−β軸の回転角θとを決定する。

そして、その電圧指令値ｅα９とｅβ４とθとを受ける
２相−３相変換器６４は、それら入力データから３相電
圧指令値ｅｕ′、ｅｖ”、ｅｗ”をＰＷＭ方式インバー
タ６６に出力する。そのＰＷＭ方式インバータ６６は、
半導体スイッチ素子ブリッジ１６の点弧を制御するイン
バータ駆動回路２６を制御する。

かくして、そのインバータ駆動回路２６は、模擬される
正弦波に対して極めて周波数が高い定電圧パルス列を発
生すると共に、それらパルスのパルス幅を１つ１つ変え
るように半導体スイッチ素子ブリッジ１６の各スイッチ
素子を導通させる。

上記した非干渉化制御のＰＷＭ方式インバータの制御原
理は、本発明の詳細な説明の項で詳述するが、この非干
渉化制御のＰＷＭ方式インバータは、所期の目的をそれ
なりに十分果たして、応答遅れのない゛ずべり″周波数
制御のベクトル制御を行うことができる。従って、誘導
機の加減速時、負荷変動時等の過渡的な状態においても
、トルク制御性が維持され、直流機と同等な高速トルク
応答が得られる。

しかしながら、上記した非干渉化制御においては、電圧
指令値ｅα１、ｅβ“の広範囲に渡る絶対値、周波数、
位相の変化に追従して、誘導機に所定の電圧を与えるた
め、ＰＷＭ方式インバータの形をとらざるをえなかった
。

しかし、このＰＷＭ方式インバータは、応答性の点では
、優れているが、騒音、振動の問題、半導体スイッチン
ク素子のスイッチンク損失、ＰＷＭパターン発生回路の
複雑さ等で、ＰＡＭ方式インバータに比較して高価にな
らざるを碍ず、不利な点が多い。

発明の目的 そこで、　本発明は、上記した第３従来例のアルゴリズ
ムより得られる電圧指令値ｅα１、ｅβ“を指令値とし
て、ＰＡＭ方式インバータを用いて、誘導機の制御を行
ない、Ｐ　ｌ’ｔｌ　Ｍ方式と比較して、騒音、振動の
少ない、かつ、十分なトルク応答性を有する画期的な、
三相誘導機の速度制御ＰＡＭ方式インバータを提供せん
とするものである。

発明の構成 すなわち、本発明によるならば、電圧可変直流電源と、
該電圧可変直流電源の出力電圧を受けて三相誘導機を駆
動する半導体スイッチ素子ブリッジと、前記三相誘導機
の速度を設定する速度設定器と、前記三相誘導機の速度
を検出する速度検出器と、前記速度設定器により与えら
れる三相誘導機の回転角速度と前記速度検出器との比較
により得られるトルク電流指令値及び所与の励磁電流指
令値から、三相誘導機に流れるトルク電流と励磁電流と
の非干渉性を保証する電圧指令ベクトルを演算する非干
渉化演算装置と、該非干渉化演算装置からの電圧指令ベ
クトルを受けて、前記半導体スイッチ素子ブリッジが選
択可能な６つの電圧べクトルの内の最もその位相角が該
電圧指令ベクトルに近いか又は制御目的に相応する制御
電圧ベクトルを前記半導体スイッチ素子ブリッジに選択
させると共に、その選択された制御電圧ベク：−ルの絶
対値を前記該電圧指令ベクトルの絶対値と同−又は補償
値を加えた値にするよう前記電圧可変直流電源を制御す
る制御電圧ベクトル選択制御装置とを具備していること
を特徴とする三相誘導機の速度制御ＰＡＭ方式インバー
タが提供される。

実施例 以下添付図面を参照して本発明による三相誘導機の速度
制御ＰＡＭ方式インバータの実施例を説明する。

（イ）実施例の構成 第４図は、本発明による三相誘導機の速度制御ＰＡＭ方
式インバータの構成を示すブロック図であり、第１図か
ら第３図に示した従来例と同一の部分については、同一
の参照番号を付して詳細な説明は省略する。

交流３相入力は、位相制御コンバータ１０により整流さ
れ、インダクタ１２とコンデンサ１４とからなる平滑回
路により、直流電圧■。０を作り出す。

そのように構成される電圧可変直流電源からの直流電圧
■、。は、半導体スイッチ素子ブリッジ１６、例えば、
トランジスタブリッジまたはゲートクーンオフザイリス
クブリッジによって、交流に変換されて三相誘導機１８
を駆動する。

速度設定器２０によって与えられる速度指令ωｒ”は、
速度センサ３已によって検出されカウンタ５０によって
カウントされた三相誘導機１８の速度信号即ち速度フィ
ードバックω、と、加算器４０で比較され、比例積分制
御器４２により、トルク電流指令】１β“を作る。

１１αは、誘導機の磁束指令電流であり、１．β９．１
１α９は、非干渉化演算装置７０への人力指令となる。

非干渉化演算装置７０は、トルク電流指令ｌ、β９と、
磁束電流指令１１α１と、速度センサ３８からカウンタ
５０を介して送られるロータ回転角速度ω。

を用いて、誘導機器内部でトルク電流と、励磁束電流が
相互に干渉し合わずに、良好な制御性を保つに必要な電
圧ベクトル■“の絶対値と位相ψを演算し出力する。

その非干渉化演算装置７０の出力を受ける電圧ベクトル
選択制御装置７２は、■９指令に対して、第７図（ａ）
に示すが如く最も位相が近い制御電圧ベクトル■。を■
。〜■５の中より選択するように、インバータ駆動器２
６を制御する。本図の例では、斜線部の領域に、電圧指
令■“がある場合には、電圧ベクトル■１が選択されて
いる。

更に、電圧ベクトル選択制御装置７２は、ｌＶｃ　ｌ＝
　ＩＶｌ　ｌ＝　ＩＶ”ｌ又は、 ］■ｃ　）−ｊ■１１−１■“　ｊ＋α（αは、制御性
能を向上させるための補償骨）の関係を満たずよう、一
方の人力が電圧可変直流電源に接続された加算器３２と
、その加算器３２の出力を受ける電圧制御器３４と、そ
の出力に従って位相制御コンバータ１０の点弧角を制御
する点弧位相角制御器３６を介して、位相制御コンバー
タ１０を制御する。

（ロ）本発明の構成の理論的説明 次に、本発明においてその中心となる、第４図の具体的
な構成例における非干渉化演算装置７０と電圧ベクトル
選択制御装置７２の動作の理論的な背景を説明する。

周知の如く、誘導機の数学的モデルは、２軸理論に基づ
いて、３相２相変換することにより、その電圧電流方程
式が、下記（１）式で表される。本説明では、第７図（
ｂ）で示す如く、この２軸として電源に同期して回転す
るα−β回転座標系と固定子に固定されたｄ、−ｑ固定
座標系を用いる。

（２）式は出力トルクを表し、（３）式は誘導機部の２
次磁束を表している。

誘導機内部の２次磁束は、 λ２α＝Ｍ１１α＋Ｌ２１２α　・ λ２β−Ｍ１１β＋Ｌ２　ｉ　２β　・・　・　・　・
（１） ２β） ・　・　・　・（２） ・　・　・（３） ・　・　・（４） 但し、 ｅ、α、ｅ１βは、１次側のα軸及びβ軸の電圧ｅ２α
、ｅ２βは、２次側のα軸及σβ軸の電圧】ｌα、１１
βは、１次側のα軸及びβ軸の電流・　１２α、１２β
は、２次側のα軸及びβ軸の電流Ｌ１、Ｌ２は、１次側
及び２次側の自己インダクタンス Ｌσは、結合インダクタンス −（Ｌ、Ｌ２−Ｍ２’）／Ｌ２ Ｍは、相互インダクタンス ｒｌ、ｒ２は、１次側及び２次側の捲線抵抗ψ、ω５は
、電源角周波数 θ、ω、は、ロータ角周波数 λ２α、λ２βは２次鎖交磁束のα成分及びβ成ガＰは
、微分演算子　ｄ　／ｄｔ Ｔは、発生トルク 上記した（１）〜（４）式を用いて、誘導機のブロック
図を描くと、第９図となる。

第９図においては、α軸側に励磁電流を、β軸側にトル
ク電流を対応させている。

第９図より明らかなように、α軸側とβ軸側には、相互
干渉があり、このため系は非線形となり制御性が保証さ
れない。

ここで、下記条件が成立する如く制御を行なうと、 】　１α＝Ｃ０ｎＳｔａ口ｔ　・　・　・　・　（５）
λ２β−０％１２α−０となり、第９図のブロック図は
干渉項が大巾に消却され第１０図の形に簡略化され、出
力トルクＴは、 ２ となる。１１αは定数であるので、トルクは】１βの関
数として線形化される。第１０図上では、磁束電流指令
１．α、トルク電流指令】１　βと出力トルクの関係は
、非干渉化され、（７）式の如く線形化されているが、
電圧指令ｅ１α１、ｅ２β“については、図中２重に囲
んで示したブロック部分の干渉がある。

従って、励磁電流１１α′とトルク電流指令１１β９に
対して、誘導機内部に、指令に対応する励磁トルク電流
】１α、１１βを相互干渉のない如く、非干渉化されて
状態で与えるためには、第１０図に示す如く、あらかじ
め下記（８）、（９）式に基づき第１０図において２重
に囲んで示したブロック部分の補償を加え、 ｅ＋α”＝ｒｌｌ＋Ｉ：ｒ”　Ｌσω、］＋β・−（８
）ｅ１β”＝ｒ、ｉ、β”＋Ｌ、　ω５ｉ＋αＨ（９）
８印は、指令値を示している なる電圧を誘導機に与えれば良い。

（８）、（９）式は、制御が良好に行われている状態で
は、電流指令値１、α９．１１β４と、誘導機内部に流
れている実電流】、α、１１βとは等しいと考えて良゛
いので ｅ＋（Ｘ”＝　ｒｌ　ｌ　ＩＣＩ”　Ｌσωｓ　＋　１
β”　・・（８）’ｅｌβ”＝ｒｌｉ、β”　＋　Ｌ　
ｌ　ω５　］　１　ａ”　・・（９）’の如く、ｅ１α
９、ｅ１β１は、電流指令値によりただちに演算しても
良いことになる。（８）、（９）式を用いるか（８）’
　、（９）’式を用いるかは、本発明を用いる場合の実
際上の具体的なケースに応じて決定すれば良い。

しかし、ここでは、理解がし易いように、１１α４＝】
１α、１１β＊＝−１１βとして説明して行く。

結局、励磁電流指令】、α９、トルク１．β”に対して
、（８）、（９）式で与えられる電圧指令ｅ１α”、ｅ
１β９に相応する電圧を誘導機に与えることにより、誘
導機内部に流れる電流】１αと１．βの非干渉化が実現
される。

本発明に用いられている非干渉化演算装置７０は、上記
（８）、（９）式で与えられる電圧指令値ｅ１α′、”
ｅ　、　ａ＊を用いて極座標形式の指令電圧ベクトル■
８を演算し出力する。

■“は、固定子のｄ軸を基準軸する極座標形式で表現す
ると Ｖ”　＝Ｖｅ’Ｐ　・・　（１１） で表現され、電圧指令ベクトル■９の絶対値■は■＝　
（ｅ、　αψ　）”＋（ｅ＋　β卆　）２又、その位相
ψは、 ω５　：電圧角周波数　ｌ きなる。

と表される。

近似式を用いて、 又は すなわち、非干渉化演算装置７ｏは、トルク指令１□Ｐ
、励磁電流指令１１ａ＊により、（１６）、（１７）式
に従い、電圧指令■ゝの絶対値■と位相ψを演算して出
力する。

電圧ベクトル選択制御装置７２は、非干渉化演算装置７
０よりの指令電圧ベクトル■“の絶対値■と位相ψを受
けて、指令電圧ベクトル■１の絶対値■と位相ψに相当
する電圧を発生するようにトランジスタブリッジをコン
トロールすれば良い。しかしながら、第５図に示すよう
なトランジスタブリッジで誘導機の巻線に電圧を与える
場合、６個のトランジスタのＯＮ・ＯＦＦ状態に応じて
、第６図に示すが如く、空間的に６０°毎の位相差を有
する■。〜■５までの６種類の電圧ベクトル（各々のベ
クトルの大きさは、直流側電圧値Ｖ　［ｌＣとなる）と
０ベクトル（零ベクトル図６（ａ）の原点に対応する）
のみが誘導機に与え得る電圧である。

以上のベクトル及びその位相とトランジスタのＯＮ・Ｏ
ＦＦ状態との関係を表にすると、以下の如くである。

従って、電圧ベクトル選択制御装置７２は、指令ベクト
ル■１と、完全に一致する制御電圧ベクトル■。を作り
出すことは出来ないので、本発明は、次の如き、制御方
式を用いている。

すなわち、第７図（ａ）において、指令ベクトルＶ＊に
対して、制御電圧ベクトル■。は、 （イ）制御電圧ベクトル■”と最も位相の近い電圧ベク
トルを■。〜■５の中より選択する。

（ロ）制御電圧ベクトル■。の絶対値は、位相制御コン
バータによりＩＶｃ　１＝ｌＶ”　ｌ　又はＩＶｅ　１
＝ｌＶ”　ｌ＋αとなる如く決める。

（αは、制御性能向上のため、必要に応じて加える補償
分） （イ）、（ロ）の制御方式により、第７図（ａ）の例で
は、指令電圧ベクトル■１の位相が、３０°≦ψ〈９０
゜の図中の斜線部の範囲に存在する場合、■１が選択さ
れ、位相制御コンバータにより、直流電圧を制御し、 ＩＶｃ　１＝ｌＶ”　ｌ又は １■ｏ　１−１■ｏ′１＋α なる制御電圧ベクトル■。を作り出す。

同様に、９０°≦ψ＜１５０°では、■２が選択され、
１５０°≦ψ＜２１０°では■３が選択され、２１０°
≦ψ＜２７０°では■４が選択され、２１０゜≦ψ＜３
３０°で■、が選択されて行く。

上記の如く、指令ベクトル■９は、絶対値１■９と位相
ψが連続的に変化する量であり、一方、制御電圧ベクト
ル■。は、絶対値ＩＶ、ｌは、位相制御コンバータによ
り連続的に変えることができる量であるが、位相θは、
０°、６０°、１２０°、１８０°、２４０°、３００
°と離数的にしか与えることが出来ない。

しかしながら、電圧ベクトルを、時間的に積分した磁束
レベルでの動きを考えると、例えば、定常的状態では、
第８図に点線で示す軌跡が、指令電圧■９の磁束軌跡と
すると、実線部分が実際の制御電圧ベクトル■。による
磁束軌跡となり、近゛似的に合致すると見なして良い。

従って、第４図に示すＰＡＭ方式インバータが、第１１
図に示すような制御ブロック図に従ってデータ処理する
ならば、実用上充分なトルク応答性を有する誘導機の制
御が可能となる。

又、第８図の磁束軌跡から推察されるように、指令電圧
ベクトル■９と制御電圧ベクトル■。の関係は、指令電
圧ベクトル■９が過渡的に大きく変化する場合は、それ
に合わせて、適宜制御電圧ベクトル■。の最適なものを
選択して行くこととなる。（位相的に、Ｖ　ｏ−Ｖ　、
→ｖ　２−　ｖ　３−　ｖ　４−　ｖ５と順番に以降す
るとは、限らないという意味で、たとえば、■ｏ−■２
の如き、■１　の位相を省略して、順番が進む場合があ
り得ることを示し、又■５−　ｖ　４−　ｖ　３−　ｖ
　２−　ｖ　、−ｖ。−■５の逆回転方向の場合も同様
である。） 発明の効果 以上の説明から明らかなように、本発明による誘導機の
速度制御ＰＡＭ方式インバータを用いることにより、以
下に示す効果がある。

（イ）まずＰＡＭ方式によりベクトル制御を実現するた
め、従来のベクトル制御で用いられたＰＷＭ方式インバ
ータと比較して騒音、振動の少ない、インバータが得ら
れる。

（ロ）従来のＰＡＭ方式インバータはＰＷＭ方式インバ
ータと比較して、電圧値の閾時値制御が出来なかったの
で、トルク応答性が悪い欠点があったが、本発明による
ベクトル制御を用いたＰＡＭ方式インバータにより飛躍
的にトルク応答性を改善出来る。

（ハ）本発明において使用しているベクトル制御では、
電圧形インバータであるので、２次抵抗変化などのパラ
メータ変動に対して、通常の電流形のベクトル制御イン
バータと比較して影響を受けることが少ない。

（ニ）ＰＡＭ方式インバータであるため、Ｐ　ＷＭ方式
インバータに比較して、半導体スイッチンク素子への負
担が少なく、低速の半導体スイッチング素子にてベクト
ル制御の構成ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図及び第２図は、従来のＰＡＭ方式インノ＼第３図
は、従来のＰＷＭ方式インバータの構成図である。 第４図は、本発明による誘導機の速度制御ＰＡＭ方式イ
ンバータの構成図である。 第５図は、トランスタブリッジと、３相誘導電動機の結
線を示した説明図である。 第６図は、６ステツプ電圧形インバータで創成可能な電
圧ベクトルの空間的配置を表した図である。 第７図（ａ）及び（ｂ）は、電圧ベクトルの空間的配置
と誘導機の座標系を示す図である。 第８図は、磁束軌跡の説明図である。 第９図は、誘導機の電圧系モデルである。 第１０図は、α−β座標系で、電流が非干渉化された状
態での誘導機の電圧系モデルである。 そして、第１１図は、本発明による誘導機の速度制御Ｐ
ＡＭ方式インバータにおける制御の流れを示す電圧ベク
トルによる非干渉化制御ブロック図である。 〔主な参照番号」 １０・・位相制御コンバータ、１２・・インダクタ、１
４・・コンデンサ、 １６・・半導体スイッチ素子ブリッジ、１８・・三相誘
導機、２０・・速度設定器、２２・・電圧周波数変換器
、２４・・分配器、２６・・インバータ駆動回路、２８
・・誘導コイル、３０・・整流器、３２・・加算器、 ３４・・電圧制御ｆｌｌ器、３６・・速度センサ３８．
４０・・加算器、４２・・比例積分型制御器、４４・・
加算器、４６・・コンバータ、４８・・加算器、５０・
・カウンタ、 ５２・・比例積分制御器、５４・・加算器、５６・・非
干渉化演算装置、５８・・加算器、６０・・電流センサ
、（（２・・３相−２相変換器、６４・・２相−３相変
換器、 ６Ｇ・　・Ｐ　Ｗ　ｉＶｌ方式インバータ、７０・・非
干渉化演算装置、 ７２・・電圧ベクトル選択制御装置、 ７４．７６・・比例積分制御器 第１図 第６図 第７図 ｔ 第８図 第９図 第１０図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）電圧可変直流電源と、該電圧可変直流電源の出力
   電圧を受け−Ｃ三相誘導機を駆動する半導体スイッチ素
   子ブリッジと、前記三相誘導機の速度を設定する速度設
   定器と、前記三相誘導機の速度を検出する速度検出器と
   、前記速度設定器により与えられる三相誘導機の回転角
   速度と前記速度検出器との比較により得られるトルク電
   流指令値及び所与の励磁電流指令値から、三相誘導機に
   流れるトルク電流と励磁電流との非干渉性を保証する電
   圧指令ベクトルを演算する非干渉化演算装置と、該非干
   渉化演算装置からの電圧指令ベクトルを受けて、前記半
   導体スイッチ素子ブリッジが選択可能な６つの電圧ベク
   トルの内の最もその位相角か該電圧指令ベクトルに近い
   か又は制御目的に相応する制御電圧ベクトルを前記半導
   体スイッチ素子ブリッジに選択させると共に、その選択
   された制御電圧ベクトルの絶対値を前記該電圧指令ベク
   トルの絶対値と同−又は補償値を加えた値にするよう前
   記電圧可変直流電源を制御する制御電圧ベクトル選択制
   御装置とを具備していることを特徴とする三相誘導機の
   速度制御ＰＡＭ方式インバータ。