JPH0832199B2

JPH0832199B2 - 誘導電動機の制御装置

Info

Publication number: JPH0832199B2
Application number: JP62205927A
Authority: JP
Inventors: 公平大西; 正之寺嶋
Original assignee: Meidensha Corp
Current assignee: Meidensha Corp
Priority date: 1987-08-19
Filing date: 1987-08-19
Publication date: 1996-03-27
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPS6450781A

Description

【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野本発明は、PAM方式インバータによる誘導電動機の制
御装置に関する。

B.発明の概要本発明は、誘導電動機のα−β座標系における一次電
圧ｅ_１α,e_１βを合成してコンバータ部の電圧を制御す
るのに、電圧ｅ_１βをインバータ部電圧ベクトルとの位相差に
応じて変調し、さらに電圧ｅ_１βが小さくなるほど該電
圧に対する電圧ｅ_１αの最大値比を大きくすると共に磁
束レベルの変化による制御系利得の変化を補償すること
により、高速応制御にトルク脈動を抑制し、また広範囲
の可変速に安定性と応答性を向上したものである。

C.従来の技術誘導電動機の高性能すべり周波数制御の実現には、PW
M方式インバータやサイクロコンバータが用いられてき
た。これらの変換機は、電力用半導体素子のスイッチン
グによって所期の交流出力を得るようにしているが、素
子のスイッチングによって電磁騒音を発生するという問
題がある。特に、PWMインバータは電圧に高次高調波が
多く含まれるため、大きな騒音になる。この問題には、
キャリア周波数を人間の耳に聞こえない数十KHz以上に
まで高くすることで一応解決されるが、このキャリア周
波数でスイッチング可能な素子は可制御電流容量が小さ
いものに限られ、大容量変換機の実現を難しくする。

これら問題点から、低騒音化及び大容量化に有利な変
換機としてPAM方式インバータがある。このPAM方式イン
バータでは、基本的にはコンバータ部で電圧を制御し、
電圧形インバータ部で周波数を制御する構成になり、PW
Mインバータに較べて高次高調波電流が少なくなると共
にインバータ部のスイッチング周波数も低くなり、静音
化及び大容量電動機の可変速に好適となる。しかし、反
面にはトルク脈動、特にこれによる低速時の回転変動が
大きくなる欠点を有する。

D.発明が解決しようとする問題点 PAM方式インバータにおいて、電圧形インバータ部は
６個のスイッチング素子をブリッジ接続して出力周波数
に応じて順次オンさせる制御になる。このため、インバ
ータ部の出力電圧のベクトル位相は、第２図に示すよう
に、誘導機の一次側に固定された座標系（ｄ−ｑ座標
系）上で６つの固定位相V₁〜V₆しか取り得ない。これに
対して、高性能すべり周波数制御においては、インバー
タ部の出力電圧ベクトルが第３図に示すように出力周波
数ω₀で回転して円軌跡を描く理想的な３相正弦波電圧
になることが要求され、現実にはインバータ部の固定位
相の電圧ベクトルによる駆動では誘導機に６次のトルク
脈動を起こす問題があった。これを以下に詳細に説明す
る。

誘導電動機を一次電圧ベクトルに同期して回転するα
−β軸で表した電圧方程式は以下の第（１）式になる
し、発生トルクＴは第（２）式になる。

ここで、各記号は以下に示す諸量である。

e₁ ；一次電圧（α，β成分） e₂ ；二次電圧（α，β成分） i₁ ；一次電流（α，β成分） λ₂ ；二次磁束（α，β成分） r₁ ；一次抵抗 r₂ ；二次抵抗Ｍ；励磁インダクタンス L₂ ；二次インダクタンス L₁ ；インダクタンス ω₀ ；電源角周波数 ω_r ；ロータ角周波数 i₂ ；二次電流（α，β成分）上述の（１），（２）式はブロック図で表わすと第４
図に示すようになる。ここで、高性能すべり周波数制御
には、例えば特開昭59−165981号公報に提案されるよう
に、磁束の位相をα軸に、トルク電流の位相をβ軸に一
致させるために、次のような条件を与えることで磁束電
流とトルク電流による相互の干渉分を補償する非干渉制
御を行う。

このような条件によれば、λ_２β＝０、ｉ_２α＝０と
なり、トルクＴは（２）式から次の（５）式になり、Ｔ＝−λ２α_ｉ２β …（５）二次電流のβ軸成分ｉ_２βによって一意的に制御でき
ることになる。

しかしながら、PAM方式インバータでは前述のよう
に、電圧ベクトルが６通りに限られることから、（３）
式の一次電圧ｅ_１α,e_１βを得る出力電圧は理想的な正
弦波には成り得ず、一次電流ｉ_１α,i_１βが変動するこ
とになる。電流ｉ_１βの変動は第５図に示すように変動
し、また磁束は急には変わらないため、（５）式になる
トルクＴは同図と同様になってトルク脈動を起こすこと
になる。

E.問題点を解決するための手段本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、誘導電
動機の磁束分を設定するα相一次電流設定値ｉ_１αと二
次電流分を設定するβ相一次電流設定値ｉ_１βから非干
渉演算によって求める一次電圧ｅ_１α,e_１βを合成して
コンバータ部の電圧制御をし、誘導電動機のすべり周波
数からインバータ部の周波数制御をするPAM方式インバ
ータによる誘導電動機の制御装置において、速度制御ア
ンプの出力に誘導電動機の磁束レベル推定値λ′_２αと
設定値λ_２αの比λ_２α／λ′_２αを乗じて前記電流設
定値ｉ_１βを得る利得調整回路と、誘導電動機のα−β
座標系と同期回転し、正方向のβ軸を含みかつβ軸成分
が小さくなるほどα軸成分の最大値比を大きくした領域
δを定義する調節部と、前記領域δに含まれる電圧ベク
トルを選択し、この選択された電圧ベクトルを前記イン
バータ部の基準位相信号とする電圧ベクトル発生回路
と、前記選択された電圧ベクトルと前記α−β座標系の
β軸との位相差γを求める演算回路と、前記位相差γに
応じて前記一次電圧ｅ_１βが概ね一定となるように変調
した一次電圧指令ｅ_１を求める演算回路と、前記一次電
圧指令ｅ_１にしたがって前記コンバータ部の電圧を制御
する電圧制御回路とを備えたものである。

F.作用 PAM方式インバータによる誘導機制御では前述のよう
に電圧ベクトルが６通りに限られ、非干渉化した電圧ｅ
_１α,e_１βを同時に満足するインバータ電圧を得ること
はできない。ここで、第５図からトルク脈動を無くすた
めには電流ｉ_１βが変動しないように制御すれば良い。

一方、第４図のブロック図において、λ_２β＝０とし
た場合のブロック図は第６図に示すようになり、同図か
ら電流ｉ_１βを一定に制御するには電圧ｅ_１βを一定に
すれば良いことが判る。電圧ｅ_１βをβ相成分とする電
圧ベクトルは複数あり、その最も簡単な例としては第７
図に示すように、α−β座標系内にβ軸を中心とした60
°内に存在する位相を選択する。ここで、α−β座標系
がｄ−ｑ座標系に対し反時計方向に回転するとき、イン
バータ部の電圧ベクトル（第２図のV₁〜V₆）の位相は第
７図に示すようにα−β座標系に対し時計方向に回転す
る。今、β軸付近の領域内に位置するベクトルV₁に注目
すると、その電圧e₁のβ相成分ｅ_１βの大きさを一定に
するにはe₁のβ軸に投影した成分が一定になるようにe₁
の大きさを調節すれば良い。そして、電圧ベクトルV₁が
該領域から外れようとするとき、次の電圧ベクトルV₂が
該領域に入り、電圧ベクトルV₂について同様のｅ_１β一
定に調整すれば良い。即ち、インバータ部の点弧パター
ン切換え周期で出力電圧のβ相成分が一定になるよう電
圧e₁（コンバータ部の直流電圧）を制御する。これによ
りトルクリップルを抑制する。

上述までの電圧ｅ_１βの変調において、電圧ｅ_１βに
よって電圧ｅ_１αの平均値が自動的に決まり、これに伴
って電流ｉ_１αの平均値も決まる。これは電圧ｅ_１βの
変調によって磁束レベルλ_２αにも影響を及ぼし、第７
図の角度δが小さいときには同じ電圧ｅ_１βにも電圧ｅ
_１αが大すなわち磁束が大きめになり、逆に角度δが大
きいときには磁束が小さめになる。また、同じ角度δに
おいても大きなトルクが必要な期間すなわち電圧ｅ_１β
が大きい期間では磁束が大きく、そうでないときは磁束
は小さめになる。

上述の現象を定常状態でシミュレーションした結果を
第８図に示す。同図において、δ＝53°又はδ＝55°で
はある速度以上で不安定な現象が起きるようになる。こ
のことは、磁束レベルを上げようとして角度δを小さく
すると電動機の回転速度制御範囲が制限されることを意
味する。そこで、本発明では電圧ｅ_１βが小さくなるほ
ど該電圧に対する電圧ｅ_１αの最大値比を大きくする電
圧補正手段を備え、電圧ｅ_１βの変調に伴う電圧ｅ_１α
の変動すなわち磁束レベルの不安定現象を無くし、安定
した広範囲の可変速を可能にする。

上述の電圧補正手段は、第９図に示すように、α−β
座標系に対する電圧ベクトルV₁〜V₆の選択範囲を斜線領
域に設定することで実現される。α−β座標系に対して
電圧ベクトルV₁〜V₆が矢印方向に回転するとき、斜線領
域の一端はα−β平面において傾きでα軸切片がｒ_１ｉ_１αになる直線にされる。この直線
は電圧ｅ_１βに対する電圧ｅ_１αの最大値を表わしてお
り、例えば電圧e₁になる電圧ベクトルV₁の回転が直線を
越えるタイミングでインバータの点弧パターンを電圧ベ
クトルV₂側に切換えることを意味する。従って、角度δ
を一定にしながら電圧ｅ_１βが大きいときには該電圧ｅ
_１βに対する電圧ｅ_１αが小さめに補正され、逆に電圧
ｅ_１βが小さいときには電圧ｅ_１αが大きめに補正され
る。また、角度δを小さくするときも同様の補正がなさ
れる。同図の領域による電圧ベクトル切換えをしたとき
の定常状態での回転速度と磁束レベルの関係は第10図に
示すようになり、実線の特性Ａは電流ｉ_１α＝2.2A、特
性Ｂはｉ_１α＝1.5Aでのサンプリング制御特性を示し、
破線の特性Ａ′,B′は連続制御特性を示す。同図からも
明らかなように、電圧ｅ_１βに対する電圧ｅ_１αの平均
値を補正し、磁束レベルへの影響を少なくできると共に
低速度から高速度まで広範囲に安定化させることができ
る。また、低速度で磁束を小さめにでき、低速時のすべ
り周波数が比較的大きくなる。

上述までの電圧補正において、電圧ｅ_１βの変調に伴
う磁束レベルλ_２αの補正になり、この磁束レベルλ
_２αは第10図に示すように回転速度によって変化する。
この磁束レベルの変化は速度フィードバック制御系の応
答性が回転速度によって変化することになり、安定した
応答性を得ることができなくなる。

そこで、本発明では速度制御アンプの利得を磁束レベ
ルの変化に応じて補正する利得補正手段を備え、速度制
御アンプの出力になる電流ｉ_１βの補正によって磁束レ
ベルλ_２αの変化による応答性を安定化させる。これを
詳細に説明すると、PI制御要素になる速度制御アンプを
用いた誘導機の速度フィードバック制御系は、第11図に
示すブロック図になる。但し、誘導機は非干渉化されて
いるため、トルクは直流機のように単に電流に比例する
としている。また、等価漏れインダクタンスL_oによる電
流の立ち上がりの遅れは無視している。同図から、電流
ｉ_１βに作用する磁束レベルλ_２αの変動が発生トルク
を変化させ、速度応答が現在回転速度によって変化して
しまう。そこで、第12図に示すように、速度制御アンプ
に利得補正要素を設ける。この利得補正要素は、前述の
（４）式中の磁束レベル式 λ_２α＝Mr_２ｉ_１α／（L₂P＋r₂）から求める磁束レベルの推定値λ′_２αによって磁束レ
ベル設定値λ_２α＊を除算した値を利得補正係数とし、
この補正した値を電流ｉ_１βとする。これにより、制御
系の前向き利得を一定にし、応答性を一定にする。

G.実施例第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。
整流器１とチョッパ用トランジスタ２とによってコンバ
ータ部主回路が構成され、トランジスタ２の導通率によ
って直流電圧E₁が制御される。トランジスタ２は電圧制
御アンプ３とゲート回路４によって電圧指令e₁に対する
出力電圧E₁のフィードバック制御がなされる。インバー
タ部５はトランジスタのブリッジ接続を主回路とし、電
圧ベクトル発生回路６からの基準位相信号から各相のゲ
ートパルスを得て該基準位相に従った周波数の３相電圧
出力を得、これを誘導電動機７の一次電圧として供給す
る。

速度検出器８は誘導電動機７のロータ角周波数ω_rを
検出し、速度制御アンプ９は速度指令ω_n＊と速度検出
器８の検出値ω_rとの偏差からPI演算によってトルク電
流指令になるβ相一次電流指令ｉ_１β＊を得る。すべり
周波数演算回路10は前述の（４）式からすべり周波数ω
_sを求め、加算器11はロータ角周波数ω_rとすべり周波数
ω_sとの加算によって電源角周波数ω_oを求める。積分回
路12は周波数ω_oの積分によってα−β座標系の回転位
相角θを求める。

座標変換回路13は電動機７の一次電流i_a，i_bと回転位
相角θからα相一次電流ｉ_１αとβ相一次電流ｉ_１βを
求め、変換回路14は電流ｉ_１αからα相二次磁束λ_２α
を求める。演算回路15及び16は前述の（３）式に従って
α，β相の一次電圧指令ｅ_１β＊及びｅ_１α＊を求め、
演算回路17は一次電圧の大きさを求める。

ここで、演算回路17による演算は、インバータの出力
電圧ベクトルα−β座標系との間の位相差からβ相成分
を一定にしながら一次電圧e₁を求める。即ち、第９図に
示すように、α−β座標系の回転において、与えられる
電圧ｅ_１β＊に対して図示の斜線領域では一定になるよ
う該領域内の電圧ベクトルV₁とβ軸との位相差γに応じ
て電圧e₁をe₁＝ｅ_１β＊/cosγの演算により調整する。
この調整に、電圧ベクトルとの位相差γはγ演算回路18
によって求められ、これは電圧ベクトル発生回路６がイ
ンバータ部５に与える基準位相信号と、積分回路12の位
相角θとの比較によって求められる。α軸から領域まで
の角度δは、ｅ_１αの値から調節部19によって得られ
る。また、電圧ベクトルV₁が領域を外れるときには次の
電圧ベクトルV₂との位相差γによって電圧ｅ_１βが調整
されるが、この領域を特性する一次抵抗r₁は外部設定さ
れ、電流ｉ_１αは座標変換回路13から与えられる。

上述の演算回路17による電圧ｅ_１β＊の調整により、
電圧e₁（E₁）は第13図に示すように電圧ベクトルV₁〜V₆
の周期（60°）を持って変調された波形になり、これに
よって電流ｉ_１βの一定化ひいては電動機７のトルク脈
動を制御すること、及び領域の特定による電圧ｅ_１αの
最大値比を電圧ｅ_１βが小さくなるほど大きくする電圧
補正によって磁束レベルの不安定現象を抑制する。

一方、速度制御アンプ９の出力側には利得調整回路20
が設けられ、電流ｉ_１αと誘導機定数から求める磁束レ
ベル推定値λ′_２α＊の除算結果から電流ｉ_１β＊の補
正をし、制御系の前向き利得を一定にし、ひいては回転
速度に拘わらず応答性を一定にする。

なお、実施例では３相PAM方式インバータへの適用例
を示すが、これは多重化インバータあるいは多相インバ
ータにも適用して同等の作用効果を得ることができる。

H.発明の効果以上のとおり、本発明によれば、PAM方式インバータ
による誘導電動機の制御装置において、インバータ部の
電圧ベクトルの各位相と誘導機のα−β座標系のβ相電
圧との位相差に応じて該電圧ｅ_１βが一定になるようコ
ンバータ部の電圧を変調し、電圧ｅ_１αが小さくなるほ
ど該電圧に対する電圧ｅ_１αの最大値比を補正し、さら
に速度制御アンプの利得を磁束レベルの変化に応じて補
正するようにしたため、誘導機を非干渉化した高性能す
べり周波数制御にトルク脈動を抑制しながら広い速度範
囲での安定した可変速を一定の応答性を持って制御でき
る効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
インバータの電圧ベクトル図、第３図はインバータの理
想的な出力電圧のベクトル図、第４図は誘導機のα−β
座標系での等価ブロック図、第５図は非干渉化したすべ
り周波数制御におけるβ相電流波形図、第６図は第４図
におけるλ_２β＝０でのブロック図、第７図は電圧ベク
トルとα−β座標系の関係を示すベクトル図、第８図は
ｅ_１β一定化における回転速度に対する磁束レベルの特
性図、第９図は本発明における電圧補正の特性図、第10
図は補正後の回転速度に対する磁束レベル特性図、第11
図は速度フィードバック系のブロック図、第12図は本発
明におけるPI制御系での磁束レベル補償ブロック図、第
13図は実施例におけるコンバータ部の電圧波形図であ
る。５…インバータ部、７…誘導電動機、９…速度制御アン
プ、10…すべり演算回路、15,16…演算回路、17…一次
電圧演算回路、18…γ演算回路、20…利得調整回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】誘導電動機の磁束分を設定するα相一次電
流設定値ｉ_１αと二次電流分を設定するβ相一次電流設
定値ｉ_１βから非干渉演算によって求める一次電圧ｅ
_１α,e_１βを合成してコンバータ部の電圧制御をし、誘
導電動機のすべり周波数からインバータ部の周波数制御
をするPAM方式インバータによる誘導電動機の制御装置
において、速度制御アンプの出力に誘導電動機の磁束レベル推定値
λ′_２αと設定値λ_２αの比λ_２α／λ′_２αを乗じて
前記電流設定値ｉ_１βを得る利得調整回路（20）と、誘導電動機のα−β座標系と同期回転し、正方向のβ軸
を含みかつβ軸成分が小さくなるほどα軸成分の最大値
比を大きくした領域δを定義する調節部（19）と、前記領域δに含まれる電圧ベクトルを選択し、この選択
された電圧ベクトルを前記インバータ部の基準位相信号
とする電圧ベクトル発生回路（６）と、前記選択された電圧ベクトルと前記α−β座標系のβ軸
との位相差γを求める演算回路（18）と、前記位相差γに応じて前記一次電圧ｅ_１βが概ね一定と
なるように変調した一次電圧指令e₁を求める演算回路
（17）と、前記一次電圧指令e₁にしたがって前記コンバータ部の電
圧を制御する電圧制御回路（３、４）と、を備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。