JPS58154390A - リニアシンクロナスモ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は、リニアシンクロナスモータを駆動する制御装
置に関する。

発明の技術的背景 従来のリニアシンクロナスモータの制御装置を第１図に
示す。

第１図によって、従来装置の動作を説明する。

走行体１には超電導磁石が界１１１２として搭載され、
軌道側には電機子コイル３が設置されている。

電機子コイル３はサイリスタからなるサイクロコンバー
タ１５により、区分開閉器４１〜４・及びフィーダー５
Ａ、５Ｂを介して、−源変圧器１８の電圧で所定の周波
数の正弦波電流を流すように制御される。

一方、第２図に表わすように１位置検出器１６ｕ。

１６Ｖ　、　１６Ｗを走行体１に設け、軌道には検出板
１７をポールピッチ毎に設置する。Ｕ相用検出器１６Ｕ
は隣接する界磁極の中間に設置、し、検出板１７の幅は
ポールピッチでＵ相の電機子コイル３Ｕと中心を合せて
配置しであるので、検出器１６Ｕで走行体。

の進行につれて逆起電力と同位相の信号を得ることがで
きる。■、Ｗ相化ついては電機子コイル３Ｖ。

３Ｗをそれぞれ電機子コイル３Ｕとポールピッチの３分
の２ずらして配置することにより、同様に検出板１７を
用いて界磁と電機子コイルの相対位置が検出できる。

再び１ｓ１図に戻って説明を続ける。

位置検出器１６Ｕ　、　１６Ｖ　、　１６Ｗからの信号
は、単位正弦波発生器９Ｕ、９Ｖ、９Ｗを介して、それ
ぞれ１６Ｕ。

１６Ｖ　、　１６Ｗと同相の単位正弦波Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓ
ｗ　　に変換される。

□・、 以下、ｔｙ、ｖ、ｗの３相は同機能であるため、Ｕ相に
ついて説明する。

速度制御装置ｌＯの出力信号である電流蚕幅指◆Ｉｐ　
と単位正弦波発生器９Ｕの出力信号Ｓｕは。

乗算器１１Ｕによって乗算され電流基準信号ｉＲＵとし
てＵ相電流制御装置８Ｕへ与えられ、サイクロコンバー
タ１５の出力電流１０Ｕがその電流基準ｉＲＨになるよ
う−こ制御される。

すなわち、電流基準ＩＲＵと出力電流検出器１２の出力
１０Ｕとの差を電流制御器１３に加え、電流制御器１３
はこれらの出力を増幅して電圧基準として位相制御器１
４に与え、サイクロコンバータ１５の位相制御を行なっ
て出力電流を制御する。

その結果、逆起電力と同相の電機子電流が流れるので、
リニアシンクロナスモータに所定の推力が発生する。

Ｕ相電流制御回路８Ｕと同じく■相、Ｗ相にも電流制御
回路８Ｖ、８Ｗ　　があり同様の動作を行なう。

リニアシンクロナスモータは所定の推力を得て走行体ｌ
は１道し１次の区分−こ入る前に次の区分開閉器を閉じ
、Ａｌｌ電流制御装置６Ａと同様の機能をもつＢ側電流
制御装置６Ｂが通電され、走行体ｌが２つの区分をまた
がる時も円滑化走行できるよう化なっている。走行体１
が完全に次の区分に入ると、前の電流制御装置はＯＦＦ
され、相当する区分開閉器もＯＦＦされる。

これらの各信号、つまりＡ側、Ｂｌｉ電流制御装置６Ａ
、６Ｂ、ならびにスイッチ４ａ〜４・のＯＮ。

ＯＦＦ信号のタイムチャートを第３図番こ示す。なお。

第１図の走行体１の位置を矢印で表わす・第４図は、第
３図の矢印近辺を更に拡大し、位置信号１６Ｕ　、　１
６Ｖ　、　１６ＷとＡ１ｍ電流制御装置６ＡのＯＮ、Ｏ
ＦＦ信号と各相の逆起電７ＪＥｕ、Ｅｖ、Ｅｗの波高値
の大きさ等と走行体位置の相対関係を明らかにするため
の図である。

第４図に示しであるように、電流制御装置６Ａによって
励磁されている区間に走行体１が入っていない時は逆電
力は０であり、走行体ｌの進入とともに逆起電力（その
位相は位置信号と同相）は徐々に大きくなり、完全に進
入してから脱出が始まるまで同一波高値（速度が不変の
時）を示し、脱出が始まるに伴って減少し始め、完全に
脱出すると零となる。

背景技術の問題点 以上が従来装置の構成及びその動作であるが。

このような装置にあっては次のような問題点があった。

すなわち、サイクロコンバータ１５の出力周波数が比較
的低い領域においては、電光基準ＩＲＵに対して出力域
ｆｉｉＯＵは位相かはシ一致して格別支障ないが、出力
周波数が轟くなるに従い第５図に示すように周波数の影
響を受けて位相のずれが大きくなるとともに、逆起電力
Ｅの影響を受け、出力域＆ＩＯＵの波高値が電ＩＬ基準
Ｈのより大幅に小さくなり、結局推力が大幅に低下する
という欠点があった。

このような欠点を補うための従来例として第６図のよう
な方法がある。

つまり、負荷が要求する電圧を速度、′＃ＩＬｆｌｔ、
基準から演算し、サイクロコンバータの電圧基準とし一
、ｉ て与える方法がある。第６図はｌ相のみを表わしている
が、他の相も同様である。

第６図において、Ｖは走行体の速度に比例する信号、・
ｅｕは位相制御装置１４の入力信号である電圧基準、に
は位相制御装置１４の入力とサイクロコンバータ１５の
出力■、の比例定数、サイクロコンバータ１５の重なり
角の等価抵抗とトランスのもれインダクタンスを含むい
わゆるサイクロコンバータの等価インピーダンスをＬＳ
＋Ｒ，Ｓは微分演算子である。

速度制御装置１０からの速度信号マと、単位正弦発生器
９Ｕの出力信号である位置検出器１６Ｕの出力信号と同
位相の単位正弦波８ｕを乗算器加によって乗算し、その
大きさがＥ／Ｋ　となるように比例分割する増幅器２１
を介して逆起゛１力模擬装置１９の出力６ｍを位相制御
装置１４の入力番こ加算し、また単位正弦波Ｓｕ　と速
度制御装置１０からの電流振幅指令Ｉｐの乗算である乗
算器１１の出力信号（電流基準）ｉＲＴＪの微分信号（
微分係数Ｌ／ＫＫ）　と比例信号（比例定数Ｒ／ＫＫ’
・）の和信号−も同様に位相制御装置１４の人力に加算
（・１＋の宜”ｅｍ）することによって電流基準・ｅｕ
を与える。但し、には比例定数であり、ＩＲＵ　＝　Ｋ
ＩＲＩＪ　、　１０Ｕ　＝　ＫＩＯＵである。

このように補償した場合の応答例を第７図に示す。

ｗｉ５図と比較すれば明らかなようｌと電流基準ＩＲＵ
と出力域ｆｉＩＯＵは一致していることが分る。この第
７図で出力域ｆｉＩＯＵの極性が変化する時に休止時間
があるのはサイクロコンバータ１５が非循環電′流式の
ためである。

ところで第６図の従来例は、サイクロコンバータ１５の
負荷が回転機のよう一ζ逆起電力が不変の場合には曳い
が、第１図に示すようなリニアシンクロナスモータで５
通電中に界磁の進入及び脱出があるために逆起電力が変
化する場合には好ましくない。

界磁が才だ通電区間に入らない時及び完全には通電区間
に入り切っていない場合には、過補償となり、電流基準
よりも逆にオーバーしてしまい、サイクロコンバータ１
５のサイリスタの電流容量を増大させ、才た界磁の渡り
時の推力変動で推力脈動を起こし、走行体１に悪影響を
及ぼす。

発明の目的 本発明は、上述の従来装置の欠点、すなわち推力の低下
または渡り時の電流超過を改善し、渡り時化おいても定
常時ｌこおいても推力の脈動をなくし、良好な運転が出
来るようなリニアシンクロナスモータの制御装置を提供
することを、その目的とする。

発明の概要 本発明は、一般に多相交流を２相交流に変換しそれをベ
クトル表示して大きさと位相で表わすことに着目し、出
力電流の大きさＩと位相θ１　を検出し、大きさの指令
値である電流振幅指令Ｉｐと単位正弦波８ｕ、Ｓｖ、Ｓ
ｖ　　の位相θから、それぞれ大きさの偏差（ΔＩ＝Ｉ
ｐ−Ｉ）及び位相差（Δθ＝θ−０１）が零になるよう
にその偏差ΔＩと位相差Δθを独立に制御し、これに従
って電源装置であるサイクロコンバータの出力電圧を決
定するようにしたものである。

このように出力電流と電流基準の大きさ及び位相が一致
するように電流基準■釘、　ｉＲＶ、　ｉＲＷ　ｔたは
電圧基準・■、・α、・ｙを変えることによって両者は
完全ｉこ一致するように制御されること番どなる。

発明の実施例 次に本発明の一実施例の構成を示すブロック図を第８図
に表わし説明する。

第８図において第１図と同一記号のものは同一もしくは
相当部分を示す。

６．２６は３相を２相に変換しその直軸および横軸分の
瞬時値を求める３相−２相変換器、２７．あは基準との
位相差とその大きさを演算するベクトル演算器、９１は
基準とΔθだけ位相の異なる単位正弦波を発生するため
の単位正弦波発生器、おは電流振幅偏差制御用アンプ、
３４は位相差制御用アンプである。

次に上記回路の動作についてａＦＩＡする。

３相−２相変換器δ、２６によって２相信号に変換され
た単位正弦波及び出力電流は、ベクトル演算器ｎによっ
て出力電流振幅Ｉと位相差Δθが演算される。この振幅
Ｉと位相差Δθは直流量である。第９図はこの時のベク
トル図である。

出力電流を電流基準と一致させるためには。

Ｉ　＝　Ｉｐ　としΔθ＝０になるように電流基準の位
相と大きさを変えてやればよい。

従って、出力電流振幅Ｉと電流波高値指令■ｐの偏差Δ
Ｉ　＝　Ｉｐ　−Ｉ　　に応じてその波高値指令を変え
るような電流振幅差制御用アンプお及び位相差Δθに応
じてその位相を変えるような位相差制御用アンプあをそ
れぞれ独立して動作させる。

その結果として位相差制御用アンプあの出力値Δθだけ
基準より進んで、振幅が電流振幅差制御用アンプあの出
力値ΔＩと電流波高値指令Ｉｐの和であるＩｐ　となる
ような電流基準を、単位正弦波発生回路９１の出力と電
流基準Ｉｐを乗算器１１Ｕ　、　ＩＩＶ　、　ＩＩＷに
よって乗算して求め、電流制御回路８Ｕ、８Ｖ、８Ｗに
与える。

その結果としての出力電流１ｏｔｙ　、　ｉｏｖ　、　
ｉｏ＊をフィードバックすることによって出力電流の大
きさ、位相は所定の値に制御される。

電流基準■ｐは図中ではアンプあの出力値Δ工“と電流
波高値指命Ｉｐの和として表わしであるが、アンプおの
出力値ΔＩをそのま＼使用しても所定の動作を行なうこ
とができる。しかし、電流波高値指令Ｉ、が急変した時
の応答を早めるためには、また、電流振幅差制御用アン
プあと位相差制御用アンプ調は一般６ζは積分制御を含
むため、動作開始時に初期化するために短絡して出力を
零にする必要がある。さらに、第１図に示されるような
リニアシンクロナスモータのシステムにおいては、第３
図の６Ａまたは６Ｂの信号が示すように、電＃装置（サ
イクロコンバータ）がオンオフを繰り返しながら使用さ
れるため、オフ時にはこれらのアンゾオ、３４の出力を
零にするため接点３３１，３４１は閉じるよう番こなっ
ている。

次に、単位正弦波発生回路９１について説明する。

ベクトル演算器あによって基準値との位相差Δθが求め
られ１位相差指◆Δθとの差がとられる。この偏差Δθ
−Δθは誤差制御アンプ２９Ａによって高い周波数成分
のノイズ、部分を除去され。

誤差増幅される。この出力が電圧制御発振器四に入力さ
れ、その出力パルス周波数が制御される。

このパルスはカウンタＩで計数されてディジタル位相検
出値θとしてＲＯＭ３１　に入力されて、単位振幅の二
相正弦波ｓ１ｎθ’、ｃｏｏθ°に変換される。この二
相正弦波がベクトル演算器部にフィードバックされＰＬ
Ｌ（位相ロックドループ）が構成される。

このよう番こして基準番と対してΔθだけ進んだ二相正
弦波がＲＯＭ３１から求められ、これを２相−３相変換
器羽によって３相に変換して単位正弦波（３相）　Ｓｕ
’、Ｓｖ’、Ｓｗが求められる。

次に、３相−２相変換器５，２６及び２相−３相変換器
諺について述べる。

よく知られているようにＵ軸と直軸のなす角をψとすれ
ば ここで、直軸をＵ軸と同軸に選べば、ψ＝０となり １ｕ＝１４ ｉｖ＝　　（ｉｄ＋ＪＴ　ｉｑ）　　　　”４２式）％
式％） ） そこで、３相から２相への変換式は（１式）、２相から
３相への変換式は（２式）とな否。

第１θ図（１）は（１式）を具体化したもので３相−２
相変換器謳の実施例のブロック図である。また。

３相が平衡している場合１ｖ＋ｉｗ＝−１マであるから １ｄ＝ｉｕ　　　　　　　’□”・： となり、平衡した３相−２相変換器δの具体例を２相−
３相変換器諺は（２式）より具体例を第１１図−こ示す
。

第１０図（ａ）　、　（ｂ）、第１１図において、２５
１，２５２゜２６１　、２６２．２６３．２６４．３２
１　、３２２．３２３は全て反転出力をもつ演算増幅器
であり、その入力抵抗、フィードバック抵抗はそれぞれ
固定値Ｒ，Ｒの倍数として表わしである。

次にベクトル演算器ｎについて説明する。

いオ、基準になる２相単位正弦波を、直軸分Ｕｄ　＝　
ｃｏｓθ、横軸分Ｕｑ　＝　ｓｉｎθ　とし、出力電流
の直軸分をＩｄ　ｗ　Ｉｃｏｓθ１．横軸分をＩｑ＝Ｉ
ｓｉｎθ１とすると。

ｌｍ１ｎΔθ＝Ｉｍｉｎ（θ−０１） ｚＩｓ１ｎθｅ０１θ＠−Ｉｅｏｓ　θｓｌｎθ１＝Ｕ
ｑ−Ｉｄ−Ｕｄ４ｑ　　・・・・・・（４式）％式％ ＝　ＵｄＩｄ　＋　ＵｑＩｑ　　　・・・・・・（５式
）となる。従って。

ただし　Ｉ＝１−　・・・・・・・（７式）・・・・・
・・（８式） となり、上記４変数Ｕｄ、Ｕｑ、Ｉｄ、Ｉｑからその位
相差Δθと出力電流の大きさＩが演算によって求めるこ
とができる。

以上がこの演算の原理であり、ベクトル演算器ｎの具体
例を第１２図−）に、ベクトル演算器肋の具体例を１１
１１２図伽）に示す。

ベクトル演算器路においては２つの二相正弦波はともに
単位正弦波であるため非常に簡略となる。

第１２図（ａ）　、　（ｂ）において、２７１〜２７４
　、２８１　、２８２は乗算器、２７５はベクトルの大
きさを求める関数発生器、２７６は除算器、２７７と２
８３は一１ｎ　　を求める関数発生器であるがΔθが小
さい時はΔθ−５ｉｎΔθとなるので２７７　、２８３
は省略してもよい場合が多い。２７８　、２７９は信号
を反転するための反転器である。反転器２７８　、２７
９の後の接点■。

■は回生時に電流波高値指命Ｉｑが負になった時に電流
の大きさを負にし、ΔθもＫずれてしまうため、これを
是正する目的で１．Δθの信号をそれぞれ反転するため
のものである。つまり接点■は回生時（Ｉｐ　＜　０　
）のときＯＮ　、接点■は力行時（Ｉｐ≧０）のときＯ
Ｎするよ引こしである。

第１３図は、本発明の他の実施例のブロック図である。

第８図の電流制御回路８Ｕ、８Ｖ、８Ｗの電流フィード
バックを省略し、乗算器ｎＵ、ｕＶ、ｎＷの出力を電圧
基準とすることにより電流制御ループをなくし簡略化し
た実施例である。

第８図と異なる点は、電流振幅差制御用アンプあの出力
を電圧振幅指◆Ｖｐ　とし、Δθだけ位相を進めた単位
正弦波との乗算値を、電圧制御回路３５Ｕ　、　３５Ｖ
　、　３３Ｗに与えた点である。

このようにすることによって、出力電流振幅。

位相差が指令値に一致するように各電圧が直接制御され
るようになる。

発明の詳細 な説明したように１本発明によれば、出方電流はその大
きさ及び位相が電流指令値に一致するように制御される
ので、逆起電力が変化しても自動的に修正され、常に出
力電流は電流指命値と一致するようになる。

この結果として、推力が有効に働き、リニアシンクロナ
スモータの容量、サイクロコンバータの容量を小さくで
きるという効果を生む。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のリニアシンクロナスモータの制御装置を
示すブロック図、第２図はその電機子コイルと界磁の相
対位置を説明する図、第３図、第４図はその動作説明図
、第５図はその電流応答波形図、第６図は従来の補償法
の回路図、第７図はその応答波形図、第８図は李発明の
一実施例の構成を示すブロック図、第９図はその実施例
を説明するためのベクトル図、第１０図（＆）　、　（
ｂ）は３相−２相変換器の具体例の図、第１１図は２相
−３相変換器の具体例の図、第１２図（ａ）　、　（ｂ
）はベクトル演算器の具体例の図、第１３図は本発明の
他の実施例の構成を表わすブロック図である。 １・・・走行体、３　、３Ｕ、　３Ｖ、　３Ｗ・・・電
機子コイル、４１〜４０・・・区分開閉器、５Ａ、５Ｂ
・・・フィーダ。 ６Ａ、６Ｂ・・・サイクロコンバータ電流制御装置。 ８Ｕ・・・Ｕ相電流制御回路、８Ｖ・・・マ相電流制御
回路、８Ｗ・・・Ｗ相電流制御回路、　９Ｕ、９Ｖ、９
Ｗ・・・単位正弦波発生器、１０・・・速度制御装置、
ＩＩＵ　、　ＩＩＶ　。 １１Ｗ、加・・・乗算器、　１２・・・電流検出器、　
１３・・・電流制御器、１４・・・位相制御器、　１５
・・・サイクロコンバータ、１６Ｕ　、　１６Ｖ　、　
１６Ｗ・・・位置検出器、１７・・・検出板、１８・・
・電源変圧器、１９・・・逆起電力模擬発生装置、田、
２４・・・加算器、５．２６・・・３相−２相変換器、
谷、２８・・・ベクトル演算器、　２ＱＡ・・・誤差増
幅器、四・・・電圧制御発振器、３０・・・カウンタ、
３１・・・リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、！・・・
１：１２相−３相変換器、３３−・・電流振幅偏差制御
用アンチ、あ・・・位相差制御用アンプ。 ３５Ｕ　、　３５Ｖ　、　３５Ｗ・・・サイクロコンバ
ータ電圧制御回路、９１・・・単位正弦波発生回路。 第５図 １ン ４６３− 市７図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 走行体に界磁をＷｋＩｉＩｔシ軌道に電機子コイルを設
   置しその一部の区間の電機子コイルに通電する出力電圧
   の制御が可能な電源装置を備えたリニアシンクロナスモ
   ータ・の制御装置において、電流波高値指命を出力する
   速度制御装置と。 ３相の各相ごとの位置を検出する位置検出器と、それら
   位置検出器からの信号を受けてそれらと同相の単位正弦
   波を発生する単位正弦波発生器と、これら単位正弦波発
   生器の出力を入力し３相を２相に変換しその直軸および
   横軸分の瞬時値を求める第１の３相２相変換器と、 ３相の各相ごとに電機子電流を検出する電流検出器と、 これら電機子電流を入力し３相を２相に変換しその直軸
   および横軸分の瞬時値を求める＠２の３相２相変換器と
   、 前記第１および第２の３相２相変換器出力にベクトル演
   算を行ない前記電機子電流の絶対値と、前記本位正弦波
   の位相と前記第２の３相２相変換器出力位相との位相差
   を出力するベクトル演算器と、 前記位相差を入力する位相差制御用アンプと。 前記電流波高値指令と前記電機子電流との偏差シこ応じ
   てその波高値指命を変える電流振幅差制御アンプと、 前記第１の３相２相変換器出力と前記位相差制御用アン
   プの出力をそれぞれ入力し３相に変換した出力電流の単
   位正弦波を送出する単位正弦波発振回路と、 前記電流波高値指令と前記電流振幅差制御用アンプ出力
   の和と前記正弦波発振回路の３相出力とを入力し両者を
   各相ととζこ掛算する掛算器と。 を具備し、これら掛算器の出力を各相ごとの電流基準あ
   るいは電圧基準として各相の電流制御回路あるいは電圧
   制御回路へ与え、出力電圧を制御することを特徴とする
   リニアシンクロナスモータの制＃装置。