JPH0258873B2 - - Google Patents
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- JPH0258873B2 JPH0258873B2 JP57138129A JP13812982A JPH0258873B2 JP H0258873 B2 JPH0258873 B2 JP H0258873B2 JP 57138129 A JP57138129 A JP 57138129A JP 13812982 A JP13812982 A JP 13812982A JP H0258873 B2 JPH0258873 B2 JP H0258873B2
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- NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 3-morpholin-4-yl-1-oxa-3-azonia-2-azanidacyclopent-3-en-5-imine;hydrochloride Chemical compound Cl.[N-]1OC(=N)C=[N+]1N1CCOCC1 NCGICGYLBXGBGN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 3
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Vehicles With Linear Motors And Vehicles That Are Magnetically Levitated (AREA)
- Control Of Linear Motors (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、リニアシンクロナスモータの電流を
出力電圧・出力周波数が可変な電源装置によりベ
クトル制御する制御装置に関する。
出力電圧・出力周波数が可変な電源装置によりベ
クトル制御する制御装置に関する。
先ず従来の第１次的な装置としてベクトル制御
を行なわないリニアシンクロナスモータの制御装
置を第１図に示し、これによりその従来装置の動
作を説明する。
を行なわないリニアシンクロナスモータの制御装
置を第１図に示し、これによりその従来装置の動
作を説明する。
走行体１には超電導磁石が界磁２として搭載さ
れ、軌道側には電機子コイル３が敷設されてい
る。電機子コイル３はサイリスタを用いたサイク
ロコンバータ１５により、区分開閉器４及びフイ
ーダ５を介して電源変圧器１８の電圧で所定の周
波数の正弦波電流を流すように制御される。
れ、軌道側には電機子コイル３が敷設されてい
る。電機子コイル３はサイリスタを用いたサイク
ロコンバータ１５により、区分開閉器４及びフイ
ーダ５を介して電源変圧器１８の電圧で所定の周
波数の正弦波電流を流すように制御される。
一方、第２図に示すように、位置検出器１６
Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗを走行体１に設け、軌道には
検出板１７をポールピツチ毎に設置する。Ｕ相用
位置検出器１６Ｕは隣接する界磁極の中間に設置
し、検出板の幅はポールピツチで電機子コイルの
Ｕ相・３Ｕと中心を合せて配置してあるので、検
出器で走行体の進行につれて逆起電力と同位相の
信号を得ることができる。Ｖ、Ｗ相については位
置検出器３Ｖ，３Ｗをそれぞれ位置検出器３Ｕと
ポールピツチの３分の２ずらして配置することに
より、同様に検出板１７を用いて界磁２と電機子
コイル３の相対位置が検出できる。
Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗを走行体１に設け、軌道には
検出板１７をポールピツチ毎に設置する。Ｕ相用
位置検出器１６Ｕは隣接する界磁極の中間に設置
し、検出板の幅はポールピツチで電機子コイルの
Ｕ相・３Ｕと中心を合せて配置してあるので、検
出器で走行体の進行につれて逆起電力と同位相の
信号を得ることができる。Ｖ、Ｗ相については位
置検出器３Ｖ，３Ｗをそれぞれ位置検出器３Ｕと
ポールピツチの３分の２ずらして配置することに
より、同様に検出板１７を用いて界磁２と電機子
コイル３の相対位置が検出できる。
第１図において、位置検出器１６Ｕ，１６Ｖ，
１６Ｗからの信号は、単位正弦波発生器９Ｕ，９
Ｖ，９Ｗを介して、それぞれ位置検出器１６Ｕ，
１６Ｖ，１６Ｗと同相の単位正弦波SU，SV，SW
に変換される。
１６Ｗからの信号は、単位正弦波発生器９Ｕ，９
Ｖ，９Ｗを介して、それぞれ位置検出器１６Ｕ，
１６Ｖ，１６Ｗと同相の単位正弦波SU，SV，SW
に変換される。
以下３相同機能であるためＵ相について説明す
る。
る。
速度制御回路１０の出力信号である電流振幅指
令IPと単位正弦波発生器９Ｕの出力信号SUは、乗
算器１１Ｕによつて乗算され電流指令RUとし
て与えられ、サイクロコンバータ１５の出力電流
OUがその電流指令RUになるように制御され
る。
令IPと単位正弦波発生器９Ｕの出力信号SUは、乗
算器１１Ｕによつて乗算され電流指令RUとし
て与えられ、サイクロコンバータ１５の出力電流
OUがその電流指令RUになるように制御され
る。
すなわち、電流指令RUと出力電流検出器１２
の出力OUとの差を電流制御器１３に加え、電流
制御器１３はそれらの偏差を増幅して電圧基準
VRUとして位相制御器１４に加え、その出力eCUに
よりサイクロコンバータ１５の位相制御を行なつ
て出力電流を制御する。
の出力OUとの差を電流制御器１３に加え、電流
制御器１３はそれらの偏差を増幅して電圧基準
VRUとして位相制御器１４に加え、その出力eCUに
よりサイクロコンバータ１５の位相制御を行なつ
て出力電流を制御する。
その結果、逆起電力と同相の電機子電流が流れ
るので、リニアシンクロナスモータに所定の推力
が発生する。
るので、リニアシンクロナスモータに所定の推力
が発生する。
Ｕ相電流制御回路８Ｕと同じく、Ｖ、Ｗ相につ
いても電流制御回路８Ｖ，８Ｗがあり、同様の動
作を行なう。
いても電流制御回路８Ｖ，８Ｗがあり、同様の動
作を行なう。
このようにしてリニアシンクロナスモータは所
定の推力を得て走行体１は前進し、次の区分に入
る前に次の区分開閉器４ｄをとじ、Ａ側電流制御
装置６Ａと同様の機能をもつＢ側電流制御装置６
Ｂが通電され、走行体が２つの区分をまたがる時
もスムーズに走行できるようになつている。
定の推力を得て走行体１は前進し、次の区分に入
る前に次の区分開閉器４ｄをとじ、Ａ側電流制御
装置６Ａと同様の機能をもつＢ側電流制御装置６
Ｂが通電され、走行体が２つの区分をまたがる時
もスムーズに走行できるようになつている。
走行体１が完全に次の区分に入ると前の電流制
御装置６ＡはOFFされ、相当する区分開閉器４
ＣもOFFされる。
御装置６ＡはOFFされ、相当する区分開閉器４
ＣもOFFされる。
これらの各信号つまりサイクロコンバータ電流
制御装置６Ａ，６Ｂおよび区分開閉器４ａ〜４ｅ
のそれぞれについてのON、OFF信号のタイムチ
ヤートを第３図に示す。第１図に表わす走行体１
の位置を、第３図で▼印にて示す。
制御装置６Ａ，６Ｂおよび区分開閉器４ａ〜４ｅ
のそれぞれについてのON、OFF信号のタイムチ
ヤートを第３図に示す。第１図に表わす走行体１
の位置を、第３図で▼印にて示す。
第４図は、第３図の▼印近辺を更に拡大し、位
置信号１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗと電流制御装置６
ＡのON、OFF信号、各相の逆起電力EU，EV，
EWの波高値の大きさ等と走行体１の位置の相対
関係を明らかにする図である。
置信号１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗと電流制御装置６
ＡのON、OFF信号、各相の逆起電力EU，EV，
EWの波高値の大きさ等と走行体１の位置の相対
関係を明らかにする図である。
第４図に示すように、Ａ側電流制御装置６Ａに
よつて励磁されている区間に走行体１が入つてい
ない時は、当然のことであるが逆起電力は零であ
り、走行体１の進入とともに、逆起電力は、その
位相は位置信号と同相であるが、その波高値は
徐々に大きくなり、完全に進入してから脱出が始
まるまで速度が不変の時同一波高値を示し、脱出
が始まるに伴つて減少し始め、完全に脱出すると
零となる。
よつて励磁されている区間に走行体１が入つてい
ない時は、当然のことであるが逆起電力は零であ
り、走行体１の進入とともに、逆起電力は、その
位相は位置信号と同相であるが、その波高値は
徐々に大きくなり、完全に進入してから脱出が始
まるまで速度が不変の時同一波高値を示し、脱出
が始まるに伴つて減少し始め、完全に脱出すると
零となる。
このような装置にあつては、次のような問題点
があつた。
があつた。
すなわち、サイクロコンバータの出力周波数が
比較的低い領域においては、電流指令に対して出
力電流はほゞ一致し格別支障ないが、出力周波数
が高くなるに従い第５図に示すように、周波数の
影響を受けて電流基準RUと出力電流OUの位相
のずれが大きくなるとともに逆起電力Ｅの影響を
受け、出力電流IOの波高値が電流指令より大幅に
小さくなり、結局推力が低下する。この第５図
で、電流極性が変化する時に休止期間があるの
は、サイクロコンバータが非循環電流式であるた
めである。
比較的低い領域においては、電流指令に対して出
力電流はほゞ一致し格別支障ないが、出力周波数
が高くなるに従い第５図に示すように、周波数の
影響を受けて電流基準RUと出力電流OUの位相
のずれが大きくなるとともに逆起電力Ｅの影響を
受け、出力電流IOの波高値が電流指令より大幅に
小さくなり、結局推力が低下する。この第５図
で、電流極性が変化する時に休止期間があるの
は、サイクロコンバータが非循環電流式であるた
めである。
また、通電中に界磁２の進入及び脱出があるた
めに、逆起電力が変化するのに伴つて電流応答が
変化し、推力脈動を起こす。
めに、逆起電力が変化するのに伴つて電流応答が
変化し、推力脈動を起こす。
このような欠点を補うために、従来例の第２次
的装置として第６図のような手段がある。
的装置として第６図のような手段がある。
一般に多相交流は２相に変換することができ、
それをベクトル表示して大きさと位相（極座標表
示）または直軸分と横軸分（Ｄ・Ｑ表示）とで表
わすことができる。
それをベクトル表示して大きさと位相（極座標表
示）または直軸分と横軸分（Ｄ・Ｑ表示）とで表
わすことができる。
第６図の従来例は、このように３相電流をベク
トルとしてとらえ、その位相と大きさをそれぞれ
所定の値になるように制御する方法の１つであ
る。
トルとしてとらえ、その位相と大きさをそれぞれ
所定の値になるように制御する方法の１つであ
る。
では、第６図の従来例について説明する。図に
おいて第１図と同一符号は同一もしくは相当部分
を示す。
おいて第１図と同一符号は同一もしくは相当部分
を示す。
単位正弦波SU，SV，SWと出力電流OU，OV，
OWを２５，２６の３相−２相変換器によつて直
軸および横軸分の瞬時値を求め、単位正弦波の位
相θと出力電流の位相θ1の差Δθと出力電流のベ
クトルの大きさＩがベクトル演算器２７によつて
演算される。この出力電流のベクトルの大きさＩ
と位相差Δθは直流量である。
OWを２５，２６の３相−２相変換器によつて直
軸および横軸分の瞬時値を求め、単位正弦波の位
相θと出力電流の位相θ1の差Δθと出力電流のベ
クトルの大きさＩがベクトル演算器２７によつて
演算される。この出力電流のベクトルの大きさＩ
と位相差Δθは直流量である。
第７図は、このときのベクトル図である。
出力電流を電流指令に一致させるためには、Ｉ
＝IPとしΔθ＝０になるように制御すればよい。
＝IPとしΔθ＝０になるように制御すればよい。
従つて、出力電流振幅Ｉと電流波高値指令IPの
偏差ΔI＝IP−Ｉに応じてその電流波高値指令を変
えるような電流振幅差制御用アンプ３３、および
位相差Δθに応じてその位相を変えるような位相
差制御用アンプ３４を、それぞれ独立に動作させ
る。
偏差ΔI＝IP−Ｉに応じてその電流波高値指令を変
えるような電流振幅差制御用アンプ３３、および
位相差Δθに応じてその位相を変えるような位相
差制御用アンプ３４を、それぞれ独立に動作させ
る。
その結果として位相差制御用アンプ３４の出力
値Δθ*だけ基準よりも位相が進んで、振幅が電流
振幅差制御用３３の出力値IP *となるような電流
基準RU′，RV′，RW′を電流制御回路８Ｕ，
８Ｖ，８Ｗに与える。
値Δθ*だけ基準よりも位相が進んで、振幅が電流
振幅差制御用３３の出力値IP *となるような電流
基準RU′，RV′，RW′を電流制御回路８Ｕ，
８Ｖ，８Ｗに与える。
ここで電流基準RU′，RV′，RWは、単位正
弦波シフト回路９１で基準よりΔθ*だけ進んだ２
相信号を位相シフト回路９０によつて作り、これ
を２相−３相変換器３２によつて３相単位正弦波
に変換して基準よりΔθ*だけ進んだ単位正弦波を
作り、これに乗算器１１U′，１１V′，１１W′でア
ンプ３３の出力値IP *を乗算することによつて出
力される。
弦波シフト回路９１で基準よりΔθ*だけ進んだ２
相信号を位相シフト回路９０によつて作り、これ
を２相−３相変換器３２によつて３相単位正弦波
に変換して基準よりΔθ*だけ進んだ単位正弦波を
作り、これに乗算器１１U′，１１V′，１１W′でア
ンプ３３の出力値IP *を乗算することによつて出
力される。
このように電流基準RU′，RV′，RRW′を与
え、その結果としての出力電流OU，OV，OW
をフイードバツクすることによつて、出力電流の
大きさ、位相は所定の値に制御される。
え、その結果としての出力電流OU，OV，OW
をフイードバツクすることによつて、出力電流の
大きさ、位相は所定の値に制御される。
このような装置においては、逆起電力が正弦波
であるような場合や界磁の進入または脱出時に各
相の逆起電力が同時に変化する場合には、電流振
幅指令と位相が自動的に修正され、常に出力電流
は電流指令値と一致するように制御されるが、一
般にリニアシンクロナスモータの場合には、第４
図に示すように、その逆起電力は正弦波でなく、
また界磁の進入、脱出時の逆起電力の変化は各相
同時ではない。
であるような場合や界磁の進入または脱出時に各
相の逆起電力が同時に変化する場合には、電流振
幅指令と位相が自動的に修正され、常に出力電流
は電流指令値と一致するように制御されるが、一
般にリニアシンクロナスモータの場合には、第４
図に示すように、その逆起電力は正弦波でなく、
また界磁の進入、脱出時の逆起電力の変化は各相
同時ではない。
このため、次のような問題点が生ずる。
○イ 逆起電力が歪波で特に基本波の3n倍調波を
含む場合には電流もその影響を受けて3n倍調
波を含み、このような３相電流を２相変換する
と、3n倍調波は打消されて零となり、3n倍調
波に関しては制御不能となる。
含む場合には電流もその影響を受けて3n倍調
波を含み、このような３相電流を２相変換する
と、3n倍調波は打消されて零となり、3n倍調
波に関しては制御不能となる。
とくに波高値指令IPが小さく（電流基準IR）、
逆起電力EOが大きい場合にはその影響が大き
く、第８図に示すような波形（出力電流IO）と
なつてしまう。結果として推力脈動が大きくな
り問題となる。
逆起電力EOが大きい場合にはその影響が大き
く、第８図に示すような波形（出力電流IO）と
なつてしまう。結果として推力脈動が大きくな
り問題となる。
○ロ 界磁の進入、脱出時の逆起電力の変化が第４
図に示すように各相同時ではないために、３相
分を同じ電流振幅指令IP *で制御すると、各相
の電流応答がアンバランスになる。例えば第４
図のＣ点においては、 EU波高値＞EV波高値＞EW波高値 となるため第９図に示すようなアンバランスを
生ずる。すなわち、同じ電流振幅の電流指令
ＲＵ，RV，RWに対してその出力電流は、Ｖ相
に関してはOUはほぼRVと一致しているが、
Ｕ相電流OUはRUより小さめになり、Ｗ相電
流OWはRWよりも大きめとなつてしまう。こ
れも結果として推力・脈動となり、また電流容
量の増大を招き好ましくない。
図に示すように各相同時ではないために、３相
分を同じ電流振幅指令IP *で制御すると、各相
の電流応答がアンバランスになる。例えば第４
図のＣ点においては、 EU波高値＞EV波高値＞EW波高値 となるため第９図に示すようなアンバランスを
生ずる。すなわち、同じ電流振幅の電流指令
ＲＵ，RV，RWに対してその出力電流は、Ｖ相
に関してはOUはほぼRVと一致しているが、
Ｕ相電流OUはRUより小さめになり、Ｗ相電
流OWはRWよりも大きめとなつてしまう。こ
れも結果として推力・脈動となり、また電流容
量の増大を招き好ましくない。
本発明は、このような従来装置における欠点を
改良し、推力の脈動をなくし、良好な運転ができ
るようなリニアシンクロナスモータの電流制御装
置を提供することを、その目的とする。
改良し、推力の脈動をなくし、良好な運転ができ
るようなリニアシンクロナスモータの電流制御装
置を提供することを、その目的とする。
本発明は、走行体に界磁を搭載し、軌道に３相
の電機子コイルを設置し、その一部の区間の電機
子コイルに通電する出力電圧の制御が可能な電源
装置を備えたリニアシンクロナスモータの制御装
置において、各相の前記電機子コイルの電流をそ
れぞれ検出する電流検出器と、走行体に所定の推
力を得るために前記電機子コイルに流すべき電流
を指令する電流指令を出力する速度制御回路を設
け、各相の前記電機子電流のおのおのの３相を２
相に変換しベクトル量として位相と大きさまたは
横軸分と直軸分（Ｄ軸とＱ軸）を検出し、それら
２変数をそれぞれ独立に制御し、電流指令のベク
トルと電機子電流のベクトルの差が零になるよう
に２相を３相に再変換して各相の前記電機子コイ
ルに電流基準を与えるとともに、３相の各相につ
いて前記電流指令と電機子電流の偏差を求め、そ
の偏差に応じて各相独立に電流基準または電圧基
準を補正するリニアシンクロナスモータの電流制
御装置であり、さらには各相電源装置の出力電圧
を検出する電圧検出器を設け、前記電機子コイル
の３相の各相について電機子電流と出力電圧から
逆起電力を演算し、その信号をそれぞれの相の電
圧基準に加算するようにしたリニアシンクロナス
モータの電流制御装置である。
の電機子コイルを設置し、その一部の区間の電機
子コイルに通電する出力電圧の制御が可能な電源
装置を備えたリニアシンクロナスモータの制御装
置において、各相の前記電機子コイルの電流をそ
れぞれ検出する電流検出器と、走行体に所定の推
力を得るために前記電機子コイルに流すべき電流
を指令する電流指令を出力する速度制御回路を設
け、各相の前記電機子電流のおのおのの３相を２
相に変換しベクトル量として位相と大きさまたは
横軸分と直軸分（Ｄ軸とＱ軸）を検出し、それら
２変数をそれぞれ独立に制御し、電流指令のベク
トルと電機子電流のベクトルの差が零になるよう
に２相を３相に再変換して各相の前記電機子コイ
ルに電流基準を与えるとともに、３相の各相につ
いて前記電流指令と電機子電流の偏差を求め、そ
の偏差に応じて各相独立に電流基準または電圧基
準を補正するリニアシンクロナスモータの電流制
御装置であり、さらには各相電源装置の出力電圧
を検出する電圧検出器を設け、前記電機子コイル
の３相の各相について電機子電流と出力電圧から
逆起電力を演算し、その信号をそれぞれの相の電
圧基準に加算するようにしたリニアシンクロナス
モータの電流制御装置である。
第１０図は、本発明の一実施例の構成を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
この一実施例は、３相電流を２相に変換し、ベ
クトルとしてとらえその位相と大きさをそれぞれ
電流指令に一致するような電流基準RU′，R
Ｖ′，RW′をそれぞれの電流制御回路に与えると
ともに、各相の電流指令RU，RV，RWと出力
電流OU，OV，OWとの偏差に応じて、前記電
流基準に各相独立に補正を加えて、全ての相で電
流指令と出力電流が一致するようにした装置であ
る。
クトルとしてとらえその位相と大きさをそれぞれ
電流指令に一致するような電流基準RU′，R
Ｖ′，RW′をそれぞれの電流制御回路に与えると
ともに、各相の電流指令RU，RV，RWと出力
電流OU，OV，OWとの偏差に応じて、前記電
流基準に各相独立に補正を加えて、全ての相で電
流指令と出力電流が一致するようにした装置であ
る。
次にこの回路の動作を説明する。
第６図の従来装置で詳述したように、３相電流
をベクトルとしてその大きさＩと基準との位相差
Δθとでとらえ、その各々を独立に制御すること
により、Ｉ＝IP、Δθ＝０となるような電流基準
RU′，RV′，RW′を電流制御回路８Ｕ，８Ｖ，
８Ｗに与える。
をベクトルとしてその大きさＩと基準との位相差
Δθとでとらえ、その各々を独立に制御すること
により、Ｉ＝IP、Δθ＝０となるような電流基準
RU′，RV′，RW′を電流制御回路８Ｕ，８Ｖ，
８Ｗに与える。
これだけであると先に述べたような、各相アン
バランス、3n倍調波の制御不能が出るために、
電流振幅指令IPと単位正弦波SU，SV，SWを乗算
器１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｖによつて乗算された電
流指令RU，RU，RWと出力電流OU，OV，
OWとの偏差に応じて、電流基準補正量ΔRU，
ΔRV，ΔRWを変化させるような電流偏差補正
用アンプ３６Ｕ，３６Ｖ，３６Ｗを動作させ、各
相独立に電流基準補正量を電流基準に加えること
によつて、全ての相が電流指令に追従するように
制御される。
バランス、3n倍調波の制御不能が出るために、
電流振幅指令IPと単位正弦波SU，SV，SWを乗算
器１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｖによつて乗算された電
流指令RU，RU，RWと出力電流OU，OV，
OWとの偏差に応じて、電流基準補正量ΔRU，
ΔRV，ΔRWを変化させるような電流偏差補正
用アンプ３６Ｕ，３６Ｖ，３６Ｗを動作させ、各
相独立に電流基準補正量を電流基準に加えること
によつて、全ての相が電流指令に追従するように
制御される。
第１０図において、IP *は加算器３３２の演算
によりΔI*とIPの和として表わされる電流偏差
ΔI*をそのまゝ使用しても、所定の動作を行なう
ことができる。しかし、電流振幅指令IPが急変し
た時の応答を早めるためには、IP *＝ΔI*＋IPとし
た方がよい結果が得られる。
によりΔI*とIPの和として表わされる電流偏差
ΔI*をそのまゝ使用しても、所定の動作を行なう
ことができる。しかし、電流振幅指令IPが急変し
た時の応答を早めるためには、IP *＝ΔI*＋IPとし
た方がよい結果が得られる。
また、電流振幅差制御用アンプ３３、位相差制
御用アンプ３４は一般には積分制御を含むため
に、短絡点３３１，３４１を介して短絡して出力
を零にする必要がある。また、第１図に示される
ようなリニアシンクロナスモータのシステムにお
いては、第３図の６Ａまたは６Ｂの信号が示すよ
うに、電源装置（サイクロコンバータ）がON、
OFFを繰り返しながら使用されるため、OFF時
にはこれらのアンプ３３，３４の出力を零にする
ために接点３３１，３４１は閉じるようになつて
いる。
御用アンプ３４は一般には積分制御を含むため
に、短絡点３３１，３４１を介して短絡して出力
を零にする必要がある。また、第１図に示される
ようなリニアシンクロナスモータのシステムにお
いては、第３図の６Ａまたは６Ｂの信号が示すよ
うに、電源装置（サイクロコンバータ）がON、
OFFを繰り返しながら使用されるため、OFF時
にはこれらのアンプ３３，３４の出力を零にする
ために接点３３１，３４１は閉じるようになつて
いる。
次に、単位正弦波シフト回路９１について説明
する。
する。
ベクトル演算器２８によつて基準値との位相差
Δθ′が求められ、位相差指令Δθ*との差がとられ
る。この偏差Δθ*−Δθ′は誤差制御アンプ２９Ａ
によつて高い周波数成分のノイズ、歪分を除去さ
れ、誤差増幅される。この出力が電圧制御発振器
２９に入力され、その出力パルス周波数が制御さ
れる。そのパルスはカウンタ３０で計数されてデ
イジタル位相検出値θ′としてROM３１に入力さ
れて、単位振幅の二相正弦波sinθ′，cosθ′に変換
される。
Δθ′が求められ、位相差指令Δθ*との差がとられ
る。この偏差Δθ*−Δθ′は誤差制御アンプ２９Ａ
によつて高い周波数成分のノイズ、歪分を除去さ
れ、誤差増幅される。この出力が電圧制御発振器
２９に入力され、その出力パルス周波数が制御さ
れる。そのパルスはカウンタ３０で計数されてデ
イジタル位相検出値θ′としてROM３１に入力さ
れて、単位振幅の二相正弦波sinθ′，cosθ′に変換
される。
この２相正弦波がベクトル演算器２８にフイー
ドバツクされPLL（位相ロツクドループ回路）が
構成される。このようにして基準に対してΔθ*だ
け進んだ二相単位正弦波がROM３１から求めら
れ、これを２相−３相変換器３２によつて３相に
変換して、SU，SV，SWからΔθ*だけシフトされ
た単位正弦波（３相）SU′，SV′，SW′が求められ
る。
ドバツクされPLL（位相ロツクドループ回路）が
構成される。このようにして基準に対してΔθ*だ
け進んだ二相単位正弦波がROM３１から求めら
れ、これを２相−３相変換器３２によつて３相に
変換して、SU，SV，SWからΔθ*だけシフトされ
た単位正弦波（３相）SU′，SV′，SW′が求められ
る。
そして、３相−２相変換器２５，２６および２
相−３相変換器３２について述べる。
相−３相変換器３２について述べる。
よく知られているように、Ｕ軸と直軸のなす角
をとすれば、 ここで直軸をＵ軸と同軸に選べば＝０となり ３相から２相への変換式は（１式）、２相から
３相への変換式は（２式）となる。
をとすれば、 ここで直軸をＵ軸と同軸に選べば＝０となり ３相から２相への変換式は（１式）、２相から
３相への変換式は（２式）となる。
第１１図ａは（１式）を具体化したもので、３
相−２相変換器２６の一実施例のブロツク図であ
る。
相−２相変換器２６の一実施例のブロツク図であ
る。
また、３相が平衡している場合にV＋W＝−
Uであるから となり、平衡した３相−２相変換器２５の一実施
例のブロツク図を第１１図ｂに表わす。
Uであるから となり、平衡した３相−２相変換器２５の一実施
例のブロツク図を第１１図ｂに表わす。
２相−３相変換器３２は（２式）より、その一
実施例のブロツク図を第１２図に示す。
実施例のブロツク図を第１２図に示す。
第１１図ａ，ｂ、第１２図において、２５１，
２５２，２６１，２６２，２６３，２６４，３２
１，３２２，３２３はすべて反転出力をもつ演算
増幅器であり、その入力抵抗、フイードバツク抵
抗はそれぞれ固定値Ｒ，R′の倍数として表わし
てある。
２５２，２６１，２６２，２６３，２６４，３２
１，３２２，３２３はすべて反転出力をもつ演算
増幅器であり、その入力抵抗、フイードバツク抵
抗はそれぞれ固定値Ｒ，R′の倍数として表わし
てある。
さらに、ベクトル演算器２７について言及す
る。
る。
いま基準になる２相単位正弦波を
直軸分 Ud＝cosθ
横軸分 Uq＝sinθ
とし、
出力電流の
直軸分をId＝Icosθ1
横軸分をIq＝Isinθ1
とすると、
IsinΔθ＝Isin（θ−θ1）
＝Isinθcosθ1−Icosθsinθ1
＝Uq・Id−Ud・Iq ……（４式）
IcosΔθ＝Icos（θ−θ1）
＝Icosθcosθ1＋Isinθsinθ1
＝Ud・Id＋UqIq ……（５式）
となる。従つて、
Δθ＝sin-1Uq・Id−Ud・Iq／Ｉ ……（６式）
ただし
Ｉ＝√d 2＋q 2 ……（７式）
または
Ｉ＝√（q・d−d・q）2＋（d・d−q・
q）2
……（８式） となり、前記の４つの変数Ud，Uq，Id，Iqからそ
の位相差Δθと出力電流の大きさＩが演算によつ
て求めることができる。
q）2
……（８式） となり、前記の４つの変数Ud，Uq，Id，Iqからそ
の位相差Δθと出力電流の大きさＩが演算によつ
て求めることができる。
以上がこの演算の原理であり、ベクトル演算器
２７の一実施例のブロツク図を第１３図ａに、ベ
クトル演算器２８の一実施例のブロツク図を第１
３図ｂに示す。
２７の一実施例のブロツク図を第１３図ａに、ベ
クトル演算器２８の一実施例のブロツク図を第１
３図ｂに示す。
ベクトル演算器２８においては、２つの２相正
弦波はともに単位正弦波であるため非常に簡略と
なる。
弦波はともに単位正弦波であるため非常に簡略と
なる。
第１３図ａ，ｂにおいて、２７１，２７２，２
７３，２７４，２８１，２８２は乗算器、２７５
はベクトルの大きさを求める関数発生器、２７６
は除算器、２７７と２８３はsin-1を求める関数
発生器であるが、Δθが小さい時は Δθ≒sin-1Δθ となるので関数発生器２７７，２８３は省略して
もよい場合が多い。２７８，２７９は信号を反転
するための反転器である。反転器２７８，２７９
の後の接点、は、回生時に電流波高値指令IP
が負になつた時に、電流の大きさを負にし、Δθ
もπずれてしまうため、これを是正する目的で出
力電流のベクトルの大きさＩ、位相差Δθの信号
をそれぞれ反転するためのものである。
７３，２７４，２８１，２８２は乗算器、２７５
はベクトルの大きさを求める関数発生器、２７６
は除算器、２７７と２８３はsin-1を求める関数
発生器であるが、Δθが小さい時は Δθ≒sin-1Δθ となるので関数発生器２７７，２８３は省略して
もよい場合が多い。２７８，２７９は信号を反転
するための反転器である。反転器２７８，２７９
の後の接点、は、回生時に電流波高値指令IP
が負になつた時に、電流の大きさを負にし、Δθ
もπずれてしまうため、これを是正する目的で出
力電流のベクトルの大きさＩ、位相差Δθの信号
をそれぞれ反転するためのものである。
第１４図は、本発明の他の実施例の構成を示す
ブロツク図である。
ブロツク図である。
第１０図の実施例における電流偏差制御用アン
プ３６Ｕ，３６Ｖ，３６Ｗの出力を、電流制御回
路８Ｕ，８Ｖ，８Ｗの電圧基準に加えるようにし
たもので、各相の電流指令と出力電流との偏差に
応じて出力電圧を直接補正して一致させるように
したものである。
プ３６Ｕ，３６Ｖ，３６Ｗの出力を、電流制御回
路８Ｕ，８Ｖ，８Ｗの電圧基準に加えるようにし
たもので、各相の電流指令と出力電流との偏差に
応じて出力電圧を直接補正して一致させるように
したものである。
第１５図は、本発明の別の実施例の構成を表わ
すブロツク図である。
すブロツク図である。
先に述べた従来装置における２つの欠点は逆起
電力に影響されていることが原因である。従つて
逆起電力を検出し、その信号を電圧基準VRU，
VRV，VRWに加算することによつてその影響はな
くなる。
電力に影響されていることが原因である。従つて
逆起電力を検出し、その信号を電圧基準VRU，
VRV，VRWに加算することによつてその影響はな
くなる。
第１５図において、電流検出器１２によつて検
出された電機子電流OUと、電圧検出器１９によ
つて検出された出力電圧VOUは、逆起電力検出回
路２０Ｕに導入され、そこで逆起電力eOUが算出
され、この信号を電圧基準VRUに加算することに
より、逆起電力に相当する電圧がサイクロコンバ
ータに加されることになり、この歪電圧による分
は打消されることになる。従つて各相とも電流指
令と一致した電流が流れる。
出された電機子電流OUと、電圧検出器１９によ
つて検出された出力電圧VOUは、逆起電力検出回
路２０Ｕに導入され、そこで逆起電力eOUが算出
され、この信号を電圧基準VRUに加算することに
より、逆起電力に相当する電圧がサイクロコンバ
ータに加されることになり、この歪電圧による分
は打消されることになる。従つて各相とも電流指
令と一致した電流が流れる。
第１６図は、逆起電力検出回路の一実施例のブ
ロツク図である。
ロツク図である。
逆起電力eOUは、サイクロコンバータ出力電流
IOU、出力電圧VOU、リニアシンクロナスモータの
等価抵抗、インダクタンスをそれぞれRO，LOと
すれば eOU＝VOU−IOURO−LOdIOU／dt によつて求めることができる。これを具体化した
回路が第１６図であり、２０１は比例定数がRO
の増幅器、２０２は微係数がLOである微分器、
２０３，２０４は加算器を示す。
IOU、出力電圧VOU、リニアシンクロナスモータの
等価抵抗、インダクタンスをそれぞれRO，LOと
すれば eOU＝VOU−IOURO−LOdIOU／dt によつて求めることができる。これを具体化した
回路が第１６図であり、２０１は比例定数がRO
の増幅器、２０２は微係数がLOである微分器、
２０３，２０４は加算器を示す。
かくして本発明によれば、出力電流は逆起電力
が歪んでいても、各相アンバランスがあつても補
正され、常に電流指令値に一致するように制御さ
れる。
が歪んでいても、各相アンバランスがあつても補
正され、常に電流指令値に一致するように制御さ
れる。
この結果として、推力が有効に働らき、リニア
シンクロナスモータの容量、サイクロコンバータ
の容量を小さくでき、推力脈動の小さなリニアシ
ンクロナスモータが実現できる。
シンクロナスモータの容量、サイクロコンバータ
の容量を小さくでき、推力脈動の小さなリニアシ
ンクロナスモータが実現できる。
なお、こゝでは３相を２相変換し、その大きさ
と位相差とによつてベクトルを考えたが、直軸と
横軸によつて考え、それぞれを独立に制御するこ
とによつて全く同様の効果を生むことは自明であ
る。
と位相差とによつてベクトルを考えたが、直軸と
横軸によつて考え、それぞれを独立に制御するこ
とによつて全く同様の効果を生むことは自明であ
る。
第１図は第１の従来装置としてのリニアシンク
ロナスモータの制御装置を示すブロツク図、第２
図はその電機子コイルと界磁の相対位置の説明
図、第３図、第４図はその動作を説明するタイミ
ングチヤート、第５図はその電流応答波形図、第
６図は第２の従来装置としての補償法によるリニ
アシンクロナスモータの制御装置を表わすブロツ
ク図、第７図はそれを説明するためのベクトル
図、第８図、第９図はその電流応答図、第１０図
は本発明の一実施例の構成を示すブロツク図、第
１１図ａ，ｂは３相−２相変換器の一実施例のブ
ロツク図、第１２図は２相−３相変換器の一実施
例のブロツク図、第１３図ａ，ｂはベクトル演算
器の一実施例のブロツク図、第１４図は本発明の
他の実施例の構成を示すブロツク図、第１５図は
本発明の別の実施例の構成を示すブロツク図、第
１６図はその逆起電力検出回路の一実施例のブロ
ツク図である。 １……走行体、２……界磁、３，３Ｕ，３Ｖ，
３Ｗ……電機子、４ａ〜４ｅ……区分開閉器、５
Ａ，５Ｂ……フイーダー、６Ａ，６Ｂ……サイク
ロコンバータ電流制御装置、８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ…
…電流制御回路、９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ……単位正弦
波発生器、１０……速度制御回路、１１Ｕ，１１
Ｖ，１１Ｗ，１１U′，１１V′，１１W′……乗算
器、１２……電流検出器、１３……電流制御器、
１４……位相制御器、１５……サイクロコンバー
タ、１６，１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗ……位置検出
器、１７……検出板、１８……電源変圧器、１９
……電圧検出器、２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ……逆
起電力検出回路、２５，２６……３相−２相変換
器、２７，２８……ベクトル演算器、２９Ａ……
誤差増幅器、２９……電圧制御発振器、３０……
カウンタ、３１……リードオンリーメモリ
（ROM）、３２……２相−３相変換器、３３……
電流振幅偏差制御用アンプ、３４……位相差制御
用アンプ、３６Ｕ，３６Ｖ，３６Ｗ……電流偏差
制御用アンプ、９０……位相シフト回路、９１…
…単位正弦波シフト回路。
ロナスモータの制御装置を示すブロツク図、第２
図はその電機子コイルと界磁の相対位置の説明
図、第３図、第４図はその動作を説明するタイミ
ングチヤート、第５図はその電流応答波形図、第
６図は第２の従来装置としての補償法によるリニ
アシンクロナスモータの制御装置を表わすブロツ
ク図、第７図はそれを説明するためのベクトル
図、第８図、第９図はその電流応答図、第１０図
は本発明の一実施例の構成を示すブロツク図、第
１１図ａ，ｂは３相−２相変換器の一実施例のブ
ロツク図、第１２図は２相−３相変換器の一実施
例のブロツク図、第１３図ａ，ｂはベクトル演算
器の一実施例のブロツク図、第１４図は本発明の
他の実施例の構成を示すブロツク図、第１５図は
本発明の別の実施例の構成を示すブロツク図、第
１６図はその逆起電力検出回路の一実施例のブロ
ツク図である。 １……走行体、２……界磁、３，３Ｕ，３Ｖ，
３Ｗ……電機子、４ａ〜４ｅ……区分開閉器、５
Ａ，５Ｂ……フイーダー、６Ａ，６Ｂ……サイク
ロコンバータ電流制御装置、８Ｕ，８Ｖ，８Ｗ…
…電流制御回路、９Ｕ，９Ｖ，９Ｗ……単位正弦
波発生器、１０……速度制御回路、１１Ｕ，１１
Ｖ，１１Ｗ，１１U′，１１V′，１１W′……乗算
器、１２……電流検出器、１３……電流制御器、
１４……位相制御器、１５……サイクロコンバー
タ、１６，１６Ｕ，１６Ｖ，１６Ｗ……位置検出
器、１７……検出板、１８……電源変圧器、１９
……電圧検出器、２０Ｕ，２０Ｖ，２０Ｗ……逆
起電力検出回路、２５，２６……３相−２相変換
器、２７，２８……ベクトル演算器、２９Ａ……
誤差増幅器、２９……電圧制御発振器、３０……
カウンタ、３１……リードオンリーメモリ
（ROM）、３２……２相−３相変換器、３３……
電流振幅偏差制御用アンプ、３４……位相差制御
用アンプ、３６Ｕ，３６Ｖ，３６Ｗ……電流偏差
制御用アンプ、９０……位相シフト回路、９１…
…単位正弦波シフト回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 走行体に界磁を搭載し、軌道に３相の電機子
コイルを設置し、その一部の区間の電機子コイル
に通電する出力電圧の制御が可能な電源装置を備
えたリニアシンクロナスモータの制御装置におい
て、 各相の前記電機子コイルの電流をそれぞれ検出
する電流検出器と、 走行体に所定の推力を得るために前記電機子コ
イルに流すべき電流を指令する電流指令を出力す
る速度制御回路を設け、 前記電機子電流の３相を２相に変換しベクトル
量として位相と大きさまたは横軸分と直軸分を検
出し、 電流指令のベクトルと電機子電流のベクトルの
差が零になるように前記ベクトル量の位相と大き
さまたは横軸分と直軸分の２変数をそれぞれ独立
に制御して得られた２相信号を３相に再変換して
各相の電機子コイルに電流基準を与えるととも
に、 ３相の各相について前記電流指令と電機子電流
の偏差を求め、その偏差に応じて各相独立に電流
基準を補正する ことを特徴とするリニアシンクロナスモータの電
流制御装置。 ２ 前記電流指令と前記電機子電流の偏差から電
圧偏差を導出し、前記電流基準と前記電機子電流
の偏差から演算された電圧基準に前記電圧偏差に
応じて各相独立に電圧基準を補正する 特許請求の範囲第１項記載のリニアシンクロナス
モータの電流制御装置。 ３ 各相電源装置の出力電圧を検出する電圧検出
器を設け、 前記電機子コイルの３相の各相について電機子
電流と出力電圧から逆起電力を演算し、 その信号をそれぞれの相の前記電流基準と前記
電機子電流の偏差から演算された電圧基準に加算
する 特許請求の範囲第１項記載のリニアシンクロナス
モータの電流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57138129A JPS5928893A (ja) | 1982-08-09 | 1982-08-09 | リニアシンクロナスモ−タの電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57138129A JPS5928893A (ja) | 1982-08-09 | 1982-08-09 | リニアシンクロナスモ−タの電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5928893A JPS5928893A (ja) | 1984-02-15 |
| JPH0258873B2 true JPH0258873B2 (ja) | 1990-12-10 |
Family
ID=15214654
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57138129A Granted JPS5928893A (ja) | 1982-08-09 | 1982-08-09 | リニアシンクロナスモ−タの電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5928893A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5622070B2 (ja) * | 2008-08-04 | 2014-11-12 | 日立金属株式会社 | リニアモータ駆動装置 |
-
1982
- 1982-08-09 JP JP57138129A patent/JPS5928893A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5928893A (ja) | 1984-02-15 |
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