JPS5928893A - リニアシンクロナスモ−タの電流制御装置 - Google Patents
リニアシンクロナスモ−タの電流制御装置Info
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- JPS5928893A JPS5928893A JP57138129A JP13812982A JPS5928893A JP S5928893 A JPS5928893 A JP S5928893A JP 57138129 A JP57138129 A JP 57138129A JP 13812982 A JP13812982 A JP 13812982A JP S5928893 A JPS5928893 A JP S5928893A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Vehicles With Linear Motors And Vehicles That Are Magnetically Levitated (AREA)
- Control Of Linear Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、リニアシンクロナスモータの電流を出力電圧
・出力周波数が可変な電源装置によりベクトル制御する
制御装置に関する。
・出力周波数が可変な電源装置によりベクトル制御する
制御装置に関する。
先ず従来の第１次的な装置としてイクトル制御を行なわ
ないリニアシンクロナスモータの制御装置を第１図に示
１〜、これによりその従来装置の動作を説明する。
ないリニアシンクロナスモータの制御装置を第１図に示
１〜、これによりその従来装置の動作を説明する。
走行体１には超電導磁石が界磁２として搭載され、軌道
（［１１１には電機子コイル３が敷設されている８電機
子コイル３はサイリスクを用いたサイクロコンノ々−夕
１５により、区分開閉器４及び）・イーダ５を介して電
源変圧器】８の箱、圧で所定の周波数の正弦波′電流を
流すように制御される。
（［１１１には電機子コイル３が敷設されている８電機
子コイル３はサイリスクを用いたサイクロコンノ々−夕
１５により、区分開閉器４及び）・イーダ５を介して電
源変圧器】８の箱、圧で所定の周波数の正弦波′電流を
流すように制御される。
一方、第２図に示すように、位置検出器１６Ｕ。
１６Ｖ 、１６Ｗｆ走行体１に設け、軌道には検出板１
７をボールぎツチ毎に設置する。Ｕ相用位置検出器１６
Ｕは隣接する界磁極の中間に設置し、検出板の幅はポー
ルピッチで電機子コイルのＵ相・３Ｕと中心を合せて配
置しであるので、検出器で走行体の進行につれて逆起電
力と同位相の信号を得ることができる。Ｖ、Ｗ相につい
ては位置検出器３ｖ。
７をボールぎツチ毎に設置する。Ｕ相用位置検出器１６
Ｕは隣接する界磁極の中間に設置し、検出板の幅はポー
ルピッチで電機子コイルのＵ相・３Ｕと中心を合せて配
置しであるので、検出器で走行体の進行につれて逆起電
力と同位相の信号を得ることができる。Ｖ、Ｗ相につい
ては位置検出器３ｖ。
３Ｗをそれぞれ位置検出器３Ｕとポールピッチの３分の
２ずらして配置することにより、同様に検出板１７を用
いて界磁２と電機子コイル３の相対位置が検出できる。
２ずらして配置することにより、同様に検出板１７を用
いて界磁２と電機子コイル３の相対位置が検出できる。
第１図において、位置検出器１６Ｕ 、 ＋６Ｖ 、
１６Ｗからの信号は、単位正弦波発生器９Ｕ、９Ｖ、９
Ｗを介して、それぞれ位置検出器］ｆｉＵ 、 １６Ｖ
、 １６Ｗと同相の単位正弦波ＳＵ、 Ｓｙ ＋ Ｓ
Ｗに変換される。
１６Ｗからの信号は、単位正弦波発生器９Ｕ、９Ｖ、９
Ｗを介して、それぞれ位置検出器］ｆｉＵ 、 １６Ｖ
、 １６Ｗと同相の単位正弦波ＳＵ、 Ｓｙ ＋ Ｓ
Ｗに変換される。
以下３相四機能であるた、ｔＳ、＋Ｕ相について説明す
る。
る。
速度制御装置１０の出力信号である電流振幅指令■１と
単位正弦波発生器９Ｕの出力信号ＳＵは、乗算器１１Ｕ
によって乗算され電流指令ＩＲＵとして与えられ、ザイ
クロコンノ々−夕１５の出力電流１゜１゜がその霜、流
指令’）ｔＨになるように制御される。
単位正弦波発生器９Ｕの出力信号ＳＵは、乗算器１１Ｕ
によって乗算され電流指令ＩＲＵとして与えられ、ザイ
クロコンノ々−夕１５の出力電流１゜１゜がその霜、流
指令’）ｔＨになるように制御される。
すなわち、電流指令’ＲＵと出力電流検出器１２の出力
ｉ。Ｕとの差を電流制御器１３に加え、電流制御器１３
はそれらの備差を増幅して電圧基準ｖＲＵとして位相制
御器１４に加え、その出力ｅ。Ｕによりザイクロコンノ
々−夕１５の位相制御を行なって出力電流を制御する。
ｉ。Ｕとの差を電流制御器１３に加え、電流制御器１３
はそれらの備差を増幅して電圧基準ｖＲＵとして位相制
御器１４に加え、その出力ｅ。Ｕによりザイクロコンノ
々−夕１５の位相制御を行なって出力電流を制御する。
その結果、逆起電力と同相の電機子電流が流れるので、
リニアシンクロナスモータに所定の推力が発生する。
リニアシンクロナスモータに所定の推力が発生する。
Ｕ相電流制御回路８Ｕと同じく、Ｖ、Ｗ相についても電
流制御回路８ｖ、Ｂｗがあり、同様の動作を行々う。
流制御回路８ｖ、Ｂｗがあり、同様の動作を行々う。
このようにしてリニアシンクロナスモータは所定の推力
を得て走行体１は前進し、次の区分に入る前に次の区分
開閉器４ｄをとじ、入側電流制御装置η６Ａと同様の機
能をもつＢ側電流制御装置６Ｂが通電され、走行体が２
つの区分をまたがる時もスムーズに走行できるようにな
っている。
を得て走行体１は前進し、次の区分に入る前に次の区分
開閉器４ｄをとじ、入側電流制御装置η６Ａと同様の機
能をもつＢ側電流制御装置６Ｂが通電され、走行体が２
つの区分をまたがる時もスムーズに走行できるようにな
っている。
走行体１が完全に次の区分に入ると前の電流制御器＃６
Ａｉｄ：ＯＦＦされ、相当する区分開閉器４ＣもＯＦＦ
される。
Ａｉｄ：ＯＦＦされ、相当する区分開閉器４ＣもＯＦＦ
される。
これらの各信号つまりザイクロコンノＳ−タ電流制御装
置５Ａ、５Ｂおよび区分開閉器４３〜４ｅのそれぞれに
ついてのＯＮ、ＯＦＦ信号のタイムチャートを第３図に
示す。第１図に表わす走行体１の位置を、第３図でＶ印
にて示す。
置５Ａ、５Ｂおよび区分開閉器４３〜４ｅのそれぞれに
ついてのＯＮ、ＯＦＦ信号のタイムチャートを第３図に
示す。第１図に表わす走行体１の位置を、第３図でＶ印
にて示す。
第４図は、第３図のマ印近辺を更に拡大し、位置信号１
６Ｕ 、 １６Ｖ 、 １６Ｗと電流制御装置６ＡのＯ
Ｎ、ＯＦＦ信号、各相の逆起電力ＥＵ、 Ｅｖ、 ＥＷ
の波高値の大きさ等と走行体１の位置の相対関係を明ら
かにする図である。
６Ｕ 、 １６Ｖ 、 １６Ｗと電流制御装置６ＡのＯ
Ｎ、ＯＦＦ信号、各相の逆起電力ＥＵ、 Ｅｖ、 ＥＷ
の波高値の大きさ等と走行体１の位置の相対関係を明ら
かにする図である。
第４図に示すように、Ａ側電流制御装［５Ａによって励
磁されている区間に走行体１が入っていない時は、当然
のことであるが逆起電力は零であり、走行体１の進入と
ともに、逆起電力は、その位相は位置信号と同相である
が、その波高値は徐々に大きくなり、完全に進入してか
ら脱出が始まるまで速度が不変の時開−波高値を示し、
脱出が始するに伴って減少し始め、完全に脱出すると零
となる。
磁されている区間に走行体１が入っていない時は、当然
のことであるが逆起電力は零であり、走行体１の進入と
ともに、逆起電力は、その位相は位置信号と同相である
が、その波高値は徐々に大きくなり、完全に進入してか
ら脱出が始まるまで速度が不変の時開−波高値を示し、
脱出が始するに伴って減少し始め、完全に脱出すると零
となる。
このような装置にあっては、次のような問題点があった
。
。
すなわち、ザイクロコンノζ−夕の出力周波数が比較的
低い領域においては、電流指令に対して出力電流ははＸ
ニー７致し格別支障ないが、出力周波数が高くなるに従
い第５図に示すように、周波数の影響を受けて電流基準
’ＲＵと出力電流１゜Ｕの位相のずれが大きくなるとと
もに逆起電力Ｅの影響を受け、出力電流■。の波高値が
電流指令より大幅に小烙〈なり、結局推力が低下する。
低い領域においては、電流指令に対して出力電流ははＸ
ニー７致し格別支障ないが、出力周波数が高くなるに従
い第５図に示すように、周波数の影響を受けて電流基準
’ＲＵと出力電流１゜Ｕの位相のずれが大きくなるとと
もに逆起電力Ｅの影響を受け、出力電流■。の波高値が
電流指令より大幅に小烙〈なり、結局推力が低下する。
この第５図で、電流極性が変化する時に休止期間がある
のは、ザイクロコン・ξ−夕が非循環電流式であるため
である。
のは、ザイクロコン・ξ−夕が非循環電流式であるため
である。
また、通電中に界磁２の進入及び脱出があるために、逆
起電力が変化するのに伴って電流応答が変化し、推力脈
動を起こす。
起電力が変化するのに伴って電流応答が変化し、推力脈
動を起こす。
このような火源を補うだめに、従来例の第２次的装置と
して第６図のような手段がある。
して第６図のような手段がある。
一般に多相交流は２相に変換することができ、それをベ
クトル表示して大きさと位相（極座標表示）−またけ直
軸外と横軸分（Ｄ−Ｑ表示）とで表わすことができる。
クトル表示して大きさと位相（極座標表示）−またけ直
軸外と横軸分（Ｄ−Ｑ表示）とで表わすことができる。
第６図の従来例は、このように３相電流をベクトルとし
てとらえ、その位相と大きさをそれぞれ所定の値になる
ように制御する方法の１つである。
てとらえ、その位相と大きさをそれぞれ所定の値になる
ように制御する方法の１つである。
では、第６図の従来例について説明する。図において第
１図と同一符号は同一もしくは相当部分を示す。
１図と同一符号は同一もしくは相当部分を示す。
単位正弦波ＳＵ、Ｓｖ、Ｓｗと出力電流’ＯＵＩ ’
ＯＶＩ’ＯＷ を局、２６の３相−２相変換器によって
直軸および横軸分の瞬時仙を求め、単位正弦波の位相θ
と出力電流の位相θ１の差Δθと出力電流のベク）・ル
の大きさ工が４クトル演算器２７によって演算される。
ＯＶＩ’ＯＷ を局、２６の３相−２相変換器によって
直軸および横軸分の瞬時仙を求め、単位正弦波の位相θ
と出力電流の位相θ１の差Δθと出力電流のベク）・ル
の大きさ工が４クトル演算器２７によって演算される。
この出力電流のベクトルの大きさＩと位相差Δθは直流
量である。
量である。
第７図は、このときのベクトル図である。
出力電流を電流指令に一致させるためには、■＝エアと
しΔθ＝０になるように制御すればよい。
しΔθ＝０になるように制御すればよい。
従って、出力電流振幅Ｉと電流波高値指令ＩＰの偏差Δ
Ｉ ＝ Ｉ、−Ｉに応じてその電流波高値指令を変える
ような電流振幅差制御用アンプ３３、および位相差Δθ
に応じてその位相を変えるような位相差制御用アンプ３
４を、それぞれ独立に動作させる。
Ｉ ＝ Ｉ、−Ｉに応じてその電流波高値指令を変える
ような電流振幅差制御用アンプ３３、および位相差Δθ
に応じてその位相を変えるような位相差制御用アンプ３
４を、それぞれ独立に動作させる。
その結果として位相差制御用アンプ３４の出力値Δθ９
だけ基準よりも位相が進んで、振幅が電流振幅差制御用
３３の出力値ＩＰ となるような電流基準’ＲＵ’
ｌ ’ＲＶ’ ｌ ’ＲＷ’を電流制御回路８Ｕ、
８Ｖ、８ＷＫ与える。
だけ基準よりも位相が進んで、振幅が電流振幅差制御用
３３の出力値ＩＰ となるような電流基準’ＲＵ’
ｌ ’ＲＶ’ ｌ ’ＲＷ’を電流制御回路８Ｕ、
８Ｖ、８ＷＫ与える。
ここで電流基準’ＲＵ’ ＋ ’ＲＶ’ ｌ ’Ｒｗ
ｉ１、一単位正弦波シフト回路９１で基準よりΔθ“だ
け進んだ２相信号を位相シフト回路９０によって作り、
これ全２相−３相弯〕換器３２によって３相単位正弦波
に変換して基準よりΔθ９だけ進んだ単位正弦波を作り
、これに乗算器１１Ｕ’ 、 ］］ ｖ′、 ＋！ 、
、’でアンプ３３の出力値エア を乗算することによっ
て出力される。
ｉ１、一単位正弦波シフト回路９１で基準よりΔθ“だ
け進んだ２相信号を位相シフト回路９０によって作り、
これ全２相−３相弯〕換器３２によって３相単位正弦波
に変換して基準よりΔθ９だけ進んだ単位正弦波を作り
、これに乗算器１１Ｕ’ 、 ］］ ｖ′、 ＋！ 、
、’でアンプ３３の出力値エア を乗算することによっ
て出力される。
このようにｉｌｌ’、流系” ’ＲＵ’ ｌ ’ＲＶ
’ ｌ ＲＲＷ’を与え、その結果としての出力電流１
１ ０ＵＩ ＯＶＩ ’ｏｗ ｋフィー１９ノ々ツクすることによって、出力
型１流の大きさ２位相は所定の値に制御される。
’ ｌ ＲＲＷ’を与え、その結果としての出力電流１
１ ０ＵＩ ＯＶＩ ’ｏｗ ｋフィー１９ノ々ツクすることによって、出力
型１流の大きさ２位相は所定の値に制御される。
このような装置においては、逆起電力が正弦波であるよ
うな場合や界磁の進入または脱出時に各相の逆起電力が
同時に変化する場合には、電１流振幅指令と位相が自動
的に修正され、常に出力電流は′電流指令値と一致する
ように制御されるが、一般にリニアシンクロナスモータ
の場合にば、第４図に示すように、その逆起電力は正弦
波でなく、また界磁の進入、脱出時の逆起電力の変化は
各相同時ではない。
うな場合や界磁の進入または脱出時に各相の逆起電力が
同時に変化する場合には、電１流振幅指令と位相が自動
的に修正され、常に出力電流は′電流指令値と一致する
ように制御されるが、一般にリニアシンクロナスモータ
の場合にば、第４図に示すように、その逆起電力は正弦
波でなく、また界磁の進入、脱出時の逆起電力の変化は
各相同時ではない。
このため、次のような問題点が生ずる。
■ 逆起電力が歪波で特に基本波の３ｎ倍調波を含む場
合には１に、流もその影響を受けて３ｎ倍調波を含み、
このような３相電流を２相変換すると、３ｎ倍調波はす
」消されて零となり、３ｎ倍調波に関しては制御不能と
なる。
合には１に、流もその影響を受けて３ｎ倍調波を含み、
このような３相電流を２相変換すると、３ｎ倍調波はす
」消されて零となり、３ｎ倍調波に関しては制御不能と
なる。
とくに波高値指令Ｉが小さく （電流基準ＩＲ）、逆起
電力Ｅ。が大きい場合にはその影響が大きく、第８図に
示すような波形（出力電流Ｉ。）となってしまう。結果
として推力脈動が大きくなり問題となる。
電力Ｅ。が大きい場合にはその影響が大きく、第８図に
示すような波形（出力電流Ｉ。）となってしまう。結果
として推力脈動が大きくなり問題となる。
＠ 界磁の進入、脱出時の逆起電力の変化が第４図に示
すように各相同時ではないために、３相分を同じ電流振
幅指令エア で制御すると、各相の電流応答がアン・
々ランスになる。例えば第４図のＣ点においてＵ４１、 ＥＵ波高値〉Ｅ’、、波高値〉８ｗ波高値となるため第
９図に示すようなアンバランスを生ずる。すなわち、同
じ電流振幅の電流指令’ＲＵＴ１ １ に対してそ
の出力電流は、■相に関ＲＶＩ ＲＷ しては１ は１１ぼ’ＲＶと一致しているが、 Ｕ相ｖ 電流ｉ。Ｕは’ＲＵより小さめになシ、Ｗ相電流’ｏｗ
ば’ＲＷよりも大きめとなってしまう。これも結果とし
て推力・脈動となり、また電流容量の増大を招き好まし
くない。
すように各相同時ではないために、３相分を同じ電流振
幅指令エア で制御すると、各相の電流応答がアン・
々ランスになる。例えば第４図のＣ点においてＵ４１、 ＥＵ波高値〉Ｅ’、、波高値〉８ｗ波高値となるため第
９図に示すようなアンバランスを生ずる。すなわち、同
じ電流振幅の電流指令’ＲＵＴ１ １ に対してそ
の出力電流は、■相に関ＲＶＩ ＲＷ しては１ は１１ぼ’ＲＶと一致しているが、 Ｕ相ｖ 電流ｉ。Ｕは’ＲＵより小さめになシ、Ｗ相電流’ｏｗ
ば’ＲＷよりも大きめとなってしまう。これも結果とし
て推力・脈動となり、また電流容量の増大を招き好まし
くない。
本発明は、このような従来装置における欠点を改良し、
推力の脈動をなくし、良好な運転ができるようなリニア
シンクロナスモータの電流制御装置を提供することを、
その目的とする。
推力の脈動をなくし、良好な運転ができるようなリニア
シンクロナスモータの電流制御装置を提供することを、
その目的とする。
本発明は、走行体に界磁を搭載し、軌道に３相の電機子
コイルを設置し、その一部の区間の電機子コイルに通電
する出力電圧の制御が可能な電源装置を備えたリニアシ
ンクロナスモータの制御装置において、各相の前記電機
子コイルの電流をそれぞれ検出する電流検出器と、走行
体に所定の推力を得るだめに前記電機子コイル電流すべ
き電流を指令する電流指令を出力する速度制御回路を設
け、各相の前記電機予電、流のおのおのの３相を２相に
変換しはクトル坩として位相と大きさ捷たは横軸分と直
軸分（Ｄ軸とＱ軸）を検出し、それら２変数をそれぞれ
独立に制御し、電流指令のベクトルと電機子電流のベク
トルの差が零になるように２相を３相に再変換して各相
の前記電機子コイルに電流基準を与えるとともに、３相
の各相について前記電流指令と電機子電流の偏差を求め
、その偏差に応じて各相独立に電流基準または電圧基準
を補正するリニアシンクロナスモータの電流制御装置で
あり、さらには各相電源装置の出力電圧を検出する電圧
検出器を設け、前記′市１機子コイルの３相の各相につ
いて電機子電流と出力電圧から逆起電力を演嘗、シ、そ
の信号をそれぞれの相の電圧基準に加算するようにした
リニアシンクロナスモータの電流制御装置である。
コイルを設置し、その一部の区間の電機子コイルに通電
する出力電圧の制御が可能な電源装置を備えたリニアシ
ンクロナスモータの制御装置において、各相の前記電機
子コイルの電流をそれぞれ検出する電流検出器と、走行
体に所定の推力を得るだめに前記電機子コイル電流すべ
き電流を指令する電流指令を出力する速度制御回路を設
け、各相の前記電機予電、流のおのおのの３相を２相に
変換しはクトル坩として位相と大きさ捷たは横軸分と直
軸分（Ｄ軸とＱ軸）を検出し、それら２変数をそれぞれ
独立に制御し、電流指令のベクトルと電機子電流のベク
トルの差が零になるように２相を３相に再変換して各相
の前記電機子コイルに電流基準を与えるとともに、３相
の各相について前記電流指令と電機子電流の偏差を求め
、その偏差に応じて各相独立に電流基準または電圧基準
を補正するリニアシンクロナスモータの電流制御装置で
あり、さらには各相電源装置の出力電圧を検出する電圧
検出器を設け、前記′市１機子コイルの３相の各相につ
いて電機子電流と出力電圧から逆起電力を演嘗、シ、そ
の信号をそれぞれの相の電圧基準に加算するようにした
リニアシンクロナスモータの電流制御装置である。
第１０図は、本発明の一実施例の構成を示すブロック図
である。
である。
この一実施例は、３相電流を２相に変換し、−ぐクトル
としてとらえその位相と大きさをぞノＬそれ電流指令に
一致するような′電流基準ｉ ｔ、ｌ ＺＲＵ
ＲＶ ’ＲＷ’ ｔそれぞれの電流制御回路に与えるとともに
、各相の電ｂ１６指令ｉ ｉ １ と出力電流Ｒ
ＵＴ ＲＶＩ ＲＷ ’ＯＵ・’ｏｖ・’ｏｗとの偏差に応じて、前記電流基
準に各相独立に補正を加えて、全ての相で電流指令と出
力電流が一致するようにした装置である。
としてとらえその位相と大きさをぞノＬそれ電流指令に
一致するような′電流基準ｉ ｔ、ｌ ＺＲＵ
ＲＶ ’ＲＷ’ ｔそれぞれの電流制御回路に与えるとともに
、各相の電ｂ１６指令ｉ ｉ １ と出力電流Ｒ
ＵＴ ＲＶＩ ＲＷ ’ＯＵ・’ｏｖ・’ｏｗとの偏差に応じて、前記電流基
準に各相独立に補正を加えて、全ての相で電流指令と出
力電流が一致するようにした装置である。
次にこの回路の動作を説明する。
第６図の従来装置で詳述したように、３相電流を４クト
ルとしてその大きさＩと基準との位相差Δθとでとらえ
、その各々を独立に制御することにより、■＝ＩＰ、Δ
θ二〇と力るような電流基準’ＲＵ’ ｌ ’ＲＶ’
ｌ ’ＲＷ”ｉ”電流制御回Ｍ８Ｕ、８Ｖ。
ルとしてその大きさＩと基準との位相差Δθとでとらえ
、その各々を独立に制御することにより、■＝ＩＰ、Δ
θ二〇と力るような電流基準’ＲＵ’ ｌ ’ＲＶ’
ｌ ’ＲＷ”ｉ”電流制御回Ｍ８Ｕ、８Ｖ。
８Ｗに与える。
これだけであると先に述べたような、各相アンｄランス
、３ｎ倍調波の制御不能が出るために、電流振幅指令Ｉ
Ｐと単位正弦波ＳＵ、ＳＶ、Ｓｗを乗算器１１Ｕ 、
ＩＩＶ 、 ＩＩＷによって乗算された電流指令’ＲＵ
Ｉ ’ＲＶ ｌ ’ＲＷと出力電流’ＯＵ ｌ ’ＯＶ
ｌ ’ＯＷ泥の偏差に応じて、電流基準補止駁Δ’Ｒ
ＵＩΔ翳。
、３ｎ倍調波の制御不能が出るために、電流振幅指令Ｉ
Ｐと単位正弦波ＳＵ、ＳＶ、Ｓｗを乗算器１１Ｕ 、
ＩＩＶ 、 ＩＩＷによって乗算された電流指令’ＲＵ
Ｉ ’ＲＶ ｌ ’ＲＷと出力電流’ＯＵ ｌ ’ＯＶ
ｌ ’ＯＷ泥の偏差に応じて、電流基準補止駁Δ’Ｒ
ＵＩΔ翳。
Δ’ＲＷを変化させるような電流偏差補正用アンプ３６
Ｕ 、 ３６Ｖ 、 ：３６Ｗを動作させ、各相独立に
電流基準補正旬を電流基準に加えることによって、全て
の相が電流指令に追従するように制御される。
Ｕ 、 ３６Ｖ 、 ：３６Ｗを動作させ、各相独立に
電流基準補正旬を電流基準に加えることによって、全て
の相が電流指令に追従するように制御される。
第１０図において、エア は加算器３３２の、演詩によ
りΔＩ＊とＩＰの和として表わされる電流偏差Δビをそ
のま＼使用しても、所定の動作を行なうことができる。
りΔＩ＊とＩＰの和として表わされる電流偏差Δビをそ
のま＼使用しても、所定の動作を行なうことができる。
しかし、電流振幅指令■、が急変した時の応答を早める
だめには、■”−ΔＩ＊＋ＩＰと１２だ方がよい結果が
得られる。
だめには、■”−ΔＩ＊＋ＩＰと１２だ方がよい結果が
得られる。
また、電流据幅差制御用アンプ３３２位相差制御用アン
プ３４け一般には積分制御を含むために、短絡接点３３
１ 、３４１ ｆ！−介して短絡して出力を零にする必
要がある。また、第１図に示されるようなりニアシンク
ロナスモータのシステムにおいては、第３図の６Ａまだ
は６Ｂの信号が示すように、電源装置（サイクロコンノ
２−タ）がＯＮ 、 ＯＦＦ を繰り返しながら使用さ
れるため、ＯＦＦ時にはこれらのアンプ３３ 、３４の
出力を零にするために接点３３１゜３４１は閉じるよう
になっている。
プ３４け一般には積分制御を含むために、短絡接点３３
１ 、３４１ ｆ！−介して短絡して出力を零にする必
要がある。また、第１図に示されるようなりニアシンク
ロナスモータのシステムにおいては、第３図の６Ａまだ
は６Ｂの信号が示すように、電源装置（サイクロコンノ
２−タ）がＯＮ 、 ＯＦＦ を繰り返しながら使用さ
れるため、ＯＦＦ時にはこれらのアンプ３３ 、３４の
出力を零にするために接点３３１゜３４１は閉じるよう
になっている。
次に、単位正弦波シフト回路９１について説明する０
ベクトル演算器側によって基準値との位相差Δθ９が求
められ、位相差指令Δθ９との差がとられる。この偏差
Δθ１−Δθ゛は誤差制御アンプ２９Ａによって高い周
波数成分のノイズ、重分を除去され、誤差増幅される。
められ、位相差指令Δθ９との差がとられる。この偏差
Δθ１−Δθ゛は誤差制御アンプ２９Ａによって高い周
波数成分のノイズ、重分を除去され、誤差増幅される。
この出力が電圧制御発振器２９に入力され、その出力・
ぞルス周波数が制御される。
ぞルス周波数が制御される。
そのノξルスはカウンタ３０で計数されてデイノタル位
相検出値θ゛としてＲＯＭ３１に入力されて、単位振幅
の二相正弦波Ｓｉｎθ’ 、 ｃｏｓθ“に変換される
。
相検出値θ゛としてＲＯＭ３１に入力されて、単位振幅
の二相正弦波Ｓｉｎθ’ 、 ｃｏｓθ“に変換される
。
この２相正弦波がベクトル演毅器公にフィード・々ツク
されＰＬＬ（位相ロツクドルーゾ回路）が構成される。
されＰＬＬ（位相ロツクドルーゾ回路）が構成される。
このようにして基準に対してΔθだけ進んだ二相単位正
弦波がＲＯＭ３１から求められ、これを２相−３相変換
器３２によって３相に変換して、Ｓ、、ＳＶ、Ｓｗから
Δθ＊たけシフトされた単位正弦波（３相） ｓ Ｕ＋
、 ｓ ｖ＋ 、 ｓ Ｗ゛が求められる。
弦波がＲＯＭ３１から求められ、これを２相−３相変換
器３２によって３相に変換して、Ｓ、、ＳＶ、Ｓｗから
Δθ＊たけシフトされた単位正弦波（３相） ｓ Ｕ＋
、 ｓ ｖ＋ 、 ｓ Ｗ゛が求められる。
そして、３相−２相変換器石、２６および２相−３相変
換器３２について述べる。
換器３２について述べる。
よく知られているように、Ｕ軸と直軸のなず角をψとず
れば ここで直軸をＵ軸と同軸に選べばψ＝０となシ３相から
２相への変換式は（１式）、２相から３相への変換式は
（２式）となる。
れば ここで直軸をＵ軸と同軸に選べばψ＝０となシ３相から
２相への変換式は（１式）、２相から３相への変換式は
（２式）となる。
第１１図（ａ）ｉｔ、（１式）を具体化したもので、３
相−２相変換器２Ｇの一実施例のブロック図である。
相−２相変換器２Ｇの一実施例のブロック図である。
才だ、３相が平衡している場合に
１Ｖ−１−ｉｗ＝ −ｉ、であるから
となり、平衡した３相−２相変換器５の一実施例のブロ
ック図を第１１図（１））に表わす。
ック図を第１１図（１））に表わす。
２相−３相変換器３２は（２式）より、その一実施例の
ブロック図を第１２図に示す。
ブロック図を第１２図に示す。
第１１図（＋） 、 （ｂ） 、第１２図におイテ、２
５１ 、２５２゜２６１ 、２６２ 、２６３ 、２
６４ 、３２１ 、３２２ 、３２３はすべて反転出力
をもつ演初増幅器であり、その人力抵抗、フィード・々
ツク抵り′１：はイれぞれ固定値Ｒ２Ｒ′の倍数として
表わしである。
５１ 、２５２゜２６１ 、２６２ 、２６３ 、２
６４ 、３２１ 、３２２ 、３２３はすべて反転出力
をもつ演初増幅器であり、その人力抵抗、フィード・々
ツク抵り′１：はイれぞれ固定値Ｒ２Ｒ′の倍数として
表わしである。
さらに、ベクトル演ｎ器２７について言及する。
いま基準になる２相単位正弦波を
直軸分 Ｕｄ”’ ＣＯ５θ
横軸分 Ｕ＝ｓｉｎθ
とし、
出力電流の
直軸分を １ｄ＝Ｉｃｏｓθ、
横軸分を Ｉ ｑ−Ｉ ｓ ’ｎθ１
とすると、
Ｉ ｓｉｎΔθ＝＝Ｉｓｉｎ（θ−θ１）＝ Ｉ Ｓｉ
ｎθｃｏｓθ −Ｉ ｃｏｓθｓｉｎθ１＝ Ｕｑ、
ｉｄ−Ｕｄ・■、・・・・・・・・・（４式）％式％） ＝＝ｌＪ、１・工ｄ＋Ｕ、ＩＱ ・・・・・・・・・
（５式）となる。従って、 ただし Ｉ −ｍ ・・・・・・（７式）・・・
・・・（８式） となり、前記の４つの変数Ｕｄ、 Ｕ 、Ｉｄ、Ｉ、か
らその位相差Δθと出力電流の大きさＩが演算によって
求めることができる。
ｎθｃｏｓθ −Ｉ ｃｏｓθｓｉｎθ１＝ Ｕｑ、
ｉｄ−Ｕｄ・■、・・・・・・・・・（４式）％式％） ＝＝ｌＪ、１・工ｄ＋Ｕ、ＩＱ ・・・・・・・・・
（５式）となる。従って、 ただし Ｉ −ｍ ・・・・・・（７式）・・・
・・・（８式） となり、前記の４つの変数Ｕｄ、 Ｕ 、Ｉｄ、Ｉ、か
らその位相差Δθと出力電流の大きさＩが演算によって
求めることができる。
以上がこの演算の原理であり、４クトル演算器２７の一
実施例のブロック図を第１３図（＋）に、ベクトル演９
−器別の一実施例のブロック図を第１３図（ｂ）に示す
。
実施例のブロック図を第１３図（＋）に、ベクトル演９
−器別の一実施例のブロック図を第１３図（ｂ）に示す
。
ベクトル演算器側においては、２つの２相正弦波はとも
に単位正弦波であるだめ非常に簡略となる゛。
に単位正弦波であるだめ非常に簡略となる゛。
第１３図（ａ） ＃ （ｂ）において、２７１ 、２７
２ 、２７３，２７４゜２８１ 、２８２は乗算器、２
７５はベクトルの大きさを求める関数発生器、２７６け
除算器、２７７と２８３は、−１ Ｓｌｎ を求める関数発生器であるが、Δθが小さい
時は Δθ中Ｓｌｎ Δθ となるので関数発生器２７７ 、２８３は省略してもよ
い場合が多い。２７８ 、２７９ ｉよ信号を反転する
ための反転器である。反転器２７８ 、２７９の後の接
点■。
２ 、２７３，２７４゜２８１ 、２８２は乗算器、２
７５はベクトルの大きさを求める関数発生器、２７６け
除算器、２７７と２８３は、−１ Ｓｌｎ を求める関数発生器であるが、Δθが小さい
時は Δθ中Ｓｌｎ Δθ となるので関数発生器２７７ 、２８３は省略してもよ
い場合が多い。２７８ 、２７９ ｉよ信号を反転する
ための反転器である。反転器２７８ 、２７９の後の接
点■。
■は、回生時に電流波高値指令工 が負に゛なった時に
、電流の大きさを負にし、Δθもπずれてしまうだめ、
これを是正する目的で出力電流のベクトルの大きさＩ９
位相差Δθの信号をそれぞれ反転するだめのものである
。
、電流の大きさを負にし、Δθもπずれてしまうだめ、
これを是正する目的で出力電流のベクトルの大きさＩ９
位相差Δθの信号をそれぞれ反転するだめのものである
。
＠１４図は、本発明の他の実施例の構成を示すブロック
図である。
図である。
第１０図の実施例におまる電流偏差制御用アンプ３６Ｕ
、 ３６Ｖ 、 ３６Ｗの出力を、電流制御回路３Ｕ
。
、 ３６Ｖ 、 ３６Ｗの出力を、電流制御回路３Ｕ
。
８ｖ、Ｂｗの電圧基準に加えるようにしだもので、各相
の電流指令と出力電流との偏差に応じて出力電圧を直接
補正して一致させるようにしだものである。
の電流指令と出力電流との偏差に応じて出力電圧を直接
補正して一致させるようにしだものである。
第１５図は、本発明の別の実施例の構成を表わすブロッ
ク図である。
ク図である。
先に述べた従来装置における２つの欠点は逆起Ｙｌｉ力
に影響さｉｌていることが原因である。従って逆起電力
を検出し、その信号を電圧基準ｖＲＵ ’ｖＲＶ、ＶＲ
ｗに加算することによってその影響はなくなる。
に影響さｉｌていることが原因である。従って逆起電力
を検出し、その信号を電圧基準ｖＲＵ ’ｖＲＶ、ＶＲ
ｗに加算することによってその影響はなくなる。
第１５図において、電流検出器１２によって検出された
電機子電流、ｉｏＵと、電圧検出器１９によって検出さ
れた出力型、圧Ｖ。Ｕは、逆起電、力検出回路２０Ｕに
導入され、そこで逆起電力ｅ。Ｕが算出され、この信号
を電圧基準ＶＲＵに加算することにより、逆起電力に相
当する電圧がサイクロコン・々−夕に加されることに々
す、この歪電圧による分は打消されることになる。従っ
て各相とも％流指令と一致した電流が流れる。
電機子電流、ｉｏＵと、電圧検出器１９によって検出さ
れた出力型、圧Ｖ。Ｕは、逆起電、力検出回路２０Ｕに
導入され、そこで逆起電力ｅ。Ｕが算出され、この信号
を電圧基準ＶＲＵに加算することにより、逆起電力に相
当する電圧がサイクロコン・々−夕に加されることに々
す、この歪電圧による分は打消されることになる。従っ
て各相とも％流指令と一致した電流が流れる。
第１６図は、逆起電力検出回路の一実施例のブロック図
である。
である。
逆起電力ｅ。Ｕは、プイクロコンノ々−タ出力策流Ｉ
、［［圧Ｖ 、リニアシンクロナスモーＯＵ
ＯＵりの等価抵抗、インダクタ
ンスをそれぞれＲ６，Ｌ。
、［［圧Ｖ 、リニアシンクロナスモーＯＵ
ＯＵりの等価抵抗、インダクタ
ンスをそれぞれＲ６，Ｌ。
とすれば
ＩｏＵ
ｅ ＝ＶＩＲ−Ｌ
ｔ
によって求めることができる。これを具体化した回路が
第１６図であり、２０１は比例定舷がＲ６の増幅器、２
０２は微係数がり。である微分器、２０３゜２０４は加
算器を示す。
第１６図であり、２０１は比例定舷がＲ６の増幅器、２
０２は微係数がり。である微分器、２０３゜２０４は加
算器を示す。
かくして本発明によれば、出力電流は逆起電力が歪んで
いても、各相アン・２ランスがあっても補正され、常に
電流指令値に一致するように制御される。
いても、各相アン・２ランスがあっても補正され、常に
電流指令値に一致するように制御される。
この結果として、推力が有効に働らき、リニアシンクロ
ナスモータの容鮭、サイクロコンノζ−タの容量を小さ
くでき、推力脈動の小さなリニアシンクロナスモータが
実現でキル。
ナスモータの容鮭、サイクロコンノζ−タの容量を小さ
くでき、推力脈動の小さなリニアシンクロナスモータが
実現でキル。
なお、こ＼では３相を２相変換し、その大きさと位相差
とによってイクトルを考えたが、直軸と横軸によって考
え、それぞれを独立に制御することによって全く同様の
効果を生むことは自［］である。
とによってイクトルを考えたが、直軸と横軸によって考
え、それぞれを独立に制御することによって全く同様の
効果を生むことは自［］である。
第１図は第１の従来装置としてのリニアシンクロナスモ
ータの制御装置を示すブロック図、第２図はその電機子
コイルと界磁の相対位置の説明図、第３図、第４図はそ
の動作を説明するタイミングチャート、第５図はその電
流応答波形図、第６図は第２の従来装置とし７ての補償
法によるリニアシンクロナスモータの制御装置を表わす
ブロック図、第７図はそれを説明するだめの４クトル図
、第８図、第９図はその電流応答図、第１０図は本発明
の一実施例の構成を示すブロック図、第１１図（ａ）
、 （＋１）は３相−２相変換器の一実施例のブロック
図、第１２図は２相−３相変換器の一実施例のブロック
図、第１３図（ａ） 、 （ｂ）はベクトル演贈器の一
実施例のブロック図、第１４図は本発明の他の実施例の
構成を示すブロック図、第１５図は、本発明の別の実施
例の構成を示すブロック図、第１６図はその逆起電力検
出回路の一実施例のブロック図である。 １・・・走行体 ２・・・界磁 ３ 、３ Ｕ 、 ３ Ｖ 、 ３ Ｗ・・ｆｉ磯子４
ａ〜４ｅ・・・区分開閉器 ５Ａ、５Ｂ・・・フィーダー ６Ａ、６Ｂ・・・サイクロコンノ々−タ電流制御装置８
Ｕ、８Ｖ、８Ｗ・・・電流制御回路 ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗ・・・単位正弦波発生器１０・・・速
度制御回路 １１Ｕ 、 ＩＩＶ 、 ＩＩＷ 、 ＩＩＵ 、 Ｉ
ＩＶ 、 ＩＩＷ・・・乗算器１２・・・電流検出器 ］３・・・電流制御器 １４・・・位相制御器 １５・・・サイクロコンノ２−タ １６ 、１６ Ｕ 、 Ｈｉ Ｖ 、 １６Ｗ・・・位
置検出器１７・・・検出板 ＋８・・・電源変圧器 １９・・・ｔ（を圧検出器 加ＬＪ 、 ２０Ｖ 、 ２０Ｗ・・・逆起１Ｅ力検出
回路２５、２ｆｉ・・・３相−２相変換器 ２７ 、２８ ・ベクトル演金１器 ２９Ａ・・・誤差増幅器 ２９・・・電圧ｆｌｉ制御発振器 ３０・・・カウンタ ３１・・・リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）３２・・・
２相−３相変換器 ３３・・・電流振幅偏差制御用アンプ ３４・・位相差制御ｉｔ用アンプ ３６０ 、３６Ｖ 、 ３６Ｗ・・・電流偏差制御用ア
ンプ（ト）・・・位相シフト回路 ９１・・・単位正弦波シフト回路。
ータの制御装置を示すブロック図、第２図はその電機子
コイルと界磁の相対位置の説明図、第３図、第４図はそ
の動作を説明するタイミングチャート、第５図はその電
流応答波形図、第６図は第２の従来装置とし７ての補償
法によるリニアシンクロナスモータの制御装置を表わす
ブロック図、第７図はそれを説明するだめの４クトル図
、第８図、第９図はその電流応答図、第１０図は本発明
の一実施例の構成を示すブロック図、第１１図（ａ）
、 （＋１）は３相−２相変換器の一実施例のブロック
図、第１２図は２相−３相変換器の一実施例のブロック
図、第１３図（ａ） 、 （ｂ）はベクトル演贈器の一
実施例のブロック図、第１４図は本発明の他の実施例の
構成を示すブロック図、第１５図は、本発明の別の実施
例の構成を示すブロック図、第１６図はその逆起電力検
出回路の一実施例のブロック図である。 １・・・走行体 ２・・・界磁 ３ 、３ Ｕ 、 ３ Ｖ 、 ３ Ｗ・・ｆｉ磯子４
ａ〜４ｅ・・・区分開閉器 ５Ａ、５Ｂ・・・フィーダー ６Ａ、６Ｂ・・・サイクロコンノ々−タ電流制御装置８
Ｕ、８Ｖ、８Ｗ・・・電流制御回路 ９Ｕ、９Ｖ、９Ｗ・・・単位正弦波発生器１０・・・速
度制御回路 １１Ｕ 、 ＩＩＶ 、 ＩＩＷ 、 ＩＩＵ 、 Ｉ
ＩＶ 、 ＩＩＷ・・・乗算器１２・・・電流検出器 ］３・・・電流制御器 １４・・・位相制御器 １５・・・サイクロコンノ２−タ １６ 、１６ Ｕ 、 Ｈｉ Ｖ 、 １６Ｗ・・・位
置検出器１７・・・検出板 ＋８・・・電源変圧器 １９・・・ｔ（を圧検出器 加ＬＪ 、 ２０Ｖ 、 ２０Ｗ・・・逆起１Ｅ力検出
回路２５、２ｆｉ・・・３相−２相変換器 ２７ 、２８ ・ベクトル演金１器 ２９Ａ・・・誤差増幅器 ２９・・・電圧ｆｌｉ制御発振器 ３０・・・カウンタ ３１・・・リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）３２・・・
２相−３相変換器 ３３・・・電流振幅偏差制御用アンプ ３４・・位相差制御ｉｔ用アンプ ３６０ 、３６Ｖ 、 ３６Ｗ・・・電流偏差制御用ア
ンプ（ト）・・・位相シフト回路 ９１・・・単位正弦波シフト回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １走行体に界磁を搭載し、軌道に３相の電機子コイルを
設置し、その一部の区間の電機子コイルに通７Ｂ、する
出力電圧の制御が可能な電源装置を備えたリニアシンク
ロナス壬−夕の制御装置において、各相の前記電機子コ
イルの電流をそれぞれ検出する電流検出器と、走行体に
所定の推力をイ４するために前記電機子コイルに流すべ
き↑（Ｌ流を指令する電流指令を出力する速度制御回路
を設け、各相の前記電機子電流のおのおのの３相ｆ：２
相に変換しベクトル細として位相と大きさ捷だは横軸分
と直軸外を検出し、それら２変数をそれぞれ独立に制御
し、電流指令のベクトルと電機子電流の４クトルの差が
零になるように２相を３相に再変換して各相の前記電機
子コイルに電流基準を与えるとともに、３相の各相につ
いて前記電流指令と電機子電流の偏差を求め、その偏差
に応じて各相独立に電流基準を補正することを特徴とす
るりニアンンクロナスモータの電流制御装置。 ２、前記偏差に応じて各相独立に電圧基準を補正する特
許請求の範囲第１項記載のリニアシンクロナスモータの
電流制御装置。 ３各相電源装置の出力電圧を検出する電圧検出器を設け
、前記電機子コイルの３相の各相について電機子電流と
出力電圧から逆起電力を演算し、その信号をそれぞれの
相の電圧基準に加算する特許請求の範囲第１項記載のリ
ニアシンクロナスモータの電流制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57138129A JPS5928893A (ja) | 1982-08-09 | 1982-08-09 | リニアシンクロナスモ−タの電流制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57138129A JPS5928893A (ja) | 1982-08-09 | 1982-08-09 | リニアシンクロナスモ−タの電流制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5928893A true JPS5928893A (ja) | 1984-02-15 |
| JPH0258873B2 JPH0258873B2 (ja) | 1990-12-10 |
Family
ID=15214654
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57138129A Granted JPS5928893A (ja) | 1982-08-09 | 1982-08-09 | リニアシンクロナスモ−タの電流制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5928893A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010063346A (ja) * | 2008-08-04 | 2010-03-18 | Hitachi Metals Ltd | リニアモータ駆動装置 |
-
1982
- 1982-08-09 JP JP57138129A patent/JPS5928893A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010063346A (ja) * | 2008-08-04 | 2010-03-18 | Hitachi Metals Ltd | リニアモータ駆動装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0258873B2 (ja) | 1990-12-10 |
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