JPS6056066B2 - 無効電力制御形サイクロコンバ−タの制御方法 - Google Patents
無効電力制御形サイクロコンバ−タの制御方法Info
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- JPS6056066B2 JPS6056066B2 JP15545880A JP15545880A JPS6056066B2 JP S6056066 B2 JPS6056066 B2 JP S6056066B2 JP 15545880 A JP15545880 A JP 15545880A JP 15545880 A JP15545880 A JP 15545880A JP S6056066 B2 JPS6056066 B2 JP S6056066B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
- H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
- H02M5/443—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/45—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M5/4505—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
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- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源側から見た基本波力率を指令値に合す）せ
て自由に制御する無効電力制御形サイクロコンバータの
制御方法に関するものである。
て自由に制御する無効電力制御形サイクロコンバータの
制御方法に関するものである。
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置てあるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によつて転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。また
、その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動し
ている。このため、電源系統設備の容量を増大させるだ
けでなく、無効電力変動により同一系統に接続された電
気機器に種々の悪影響を及ぼしている。第１図は従来の
無効電力制御形サイクロコンバータ装置の構成図てある
。
る周波数の交流電力に直接変換する装置てあるが、その
構成素子たるサイリスタを電源電圧によつて転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。また
、その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動し
ている。このため、電源系統設備の容量を増大させるだ
けでなく、無効電力変動により同一系統に接続された電
気機器に種々の悪影響を及ぼしている。第１図は従来の
無効電力制御形サイクロコンバータ装置の構成図てある
。
図中ＣＣは循環電流式サイクロコンバータ本体、ＳＳ−
Ｐ及ひＳＳ−Ｎはその正群及ひ負群コンバータ、Ｌｏ、
及ひＬ、ｆ２は中間タップ付直流リアクトル、ＬＯＡＤ
は負荷である。また、ＴＲは電源トランス、ＣはΔ又は
λ接続された進相コンデンサ、ＢＵＳは３相電線路てあ
る。制御回路としては受電端の３相交流電流を検出する
変流器ＣＴｓ、３相交流電圧を検出する変成器ＰＴ）無
効電力演算器ＶＡＲ）制御補償回路Ｈ（Ｓ）、正群コン
バータＳＳ−Ｐの出力電流Ｉｐを検出する変流器ＣＴｐ
）負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電流ＩＮを検出する変
流器ＣＴＮ、加算器Ａ、〜八、演算増幅器に０〜に。、
反転増幅器に。、比較器Ｃ、〜Ｃ３、絶対値回路ＡＢＳ
及び位相制御回路ＰＨ一Ｐ、ＰＨ−Ｎが用いられる。加
算器ＡｓによつてＩｐ−ＩＮ■ＩＬを求める。
Ｐ及ひＳＳ−Ｎはその正群及ひ負群コンバータ、Ｌｏ、
及ひＬ、ｆ２は中間タップ付直流リアクトル、ＬＯＡＤ
は負荷である。また、ＴＲは電源トランス、ＣはΔ又は
λ接続された進相コンデンサ、ＢＵＳは３相電線路てあ
る。制御回路としては受電端の３相交流電流を検出する
変流器ＣＴｓ、３相交流電圧を検出する変成器ＰＴ）無
効電力演算器ＶＡＲ）制御補償回路Ｈ（Ｓ）、正群コン
バータＳＳ−Ｐの出力電流Ｉｐを検出する変流器ＣＴｐ
）負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電流ＩＮを検出する変
流器ＣＴＮ、加算器Ａ、〜八、演算増幅器に０〜に。、
反転増幅器に。、比較器Ｃ、〜Ｃ３、絶対値回路ＡＢＳ
及び位相制御回路ＰＨ一Ｐ、ＰＨ−Ｎが用いられる。加
算器ＡｓによつてＩｐ−ＩＮ■ＩＬを求める。
これが負荷電流の検出値である。また、加算器Ａｌ、Ａ
２と絶対値回路ＡＢＳ及ひ増幅器に。（１１２倍）によ
つて次の演算を行う。レ■（Ｉｐ＋１、、−ｌＩＬＩ）
／ ２ ・・・・・・・・・（１）これが循環電流の検
出値である。
２と絶対値回路ＡＢＳ及ひ増幅器に。（１１２倍）によ
つて次の演算を行う。レ■（Ｉｐ＋１、、−ｌＩＬＩ）
／ ２ ・・・・・・・・・（１）これが循環電流の検
出値である。
まず負荷電流制御の動作を説明する。
負荷電流指令１才と実際に流れる負荷電流の検出値ＩＬ
を比較し、その偏差Ｅｓに比例した電圧をサイクロコン
バータから発生するように位相制御回路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ
−Ｎを制御する。
を比較し、その偏差Ｅｓに比例した電圧をサイクロコン
バータから発生するように位相制御回路ＰＨ−Ｐ、ＰＨ
−Ｎを制御する。
ＰＨ−Ｐの出力位相αｐに対してＰＨ−Ｎの出力位相α
Ｎは、αＮ＝１８００−αｐの関係を保つように増幅器
に。から反転増幅器に３を介してＰＨ−Ｎに入力される
。すなわち、正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電圧Ｖｐ＝
ｋｖ、Ｖｓ４−ｃ０ｓａＰと負群コンバータＳＳ−Ｎの
出力電圧ＶＮ＝ＫＶ◆■Ｓ●ＣＯＳＱＮ＝ＫＶ●ＶＳＩ
ＣＯＳ（１８０圧−αｐ）は負荷端子てつり合つた状態
て通常の運転が行なわれる。
Ｎは、αＮ＝１８００−αｐの関係を保つように増幅器
に。から反転増幅器に３を介してＰＨ−Ｎに入力される
。すなわち、正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電圧Ｖｐ＝
ｋｖ、Ｖｓ４−ｃ０ｓａＰと負群コンバータＳＳ−Ｎの
出力電圧ＶＮ＝ＫＶ◆■Ｓ●ＣＯＳＱＮ＝ＫＶ●ＶＳＩ
ＣＯＳ（１８０圧−αｐ）は負荷端子てつり合つた状態
て通常の運転が行なわれる。
負荷電流指令１水，を正弦波状に変化させるとそれに応
じて偏差ε３も変化し、負荷に正弦波電流１Ｌが流れる
ように前記αｐ及びα、が制御される。この通常の運転
では正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電圧と負群コンバー
タＳＳ−Ｎの出力電圧は等しくつり合つているため循環
電流１０はほとんど流れない。次に循環電流制御の動作
を説明する。
じて偏差ε３も変化し、負荷に正弦波電流１Ｌが流れる
ように前記αｐ及びα、が制御される。この通常の運転
では正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電圧と負群コンバー
タＳＳ−Ｎの出力電圧は等しくつり合つているため循環
電流１０はほとんど流れない。次に循環電流制御の動作
を説明する。
電源端子には電流検出器ＣＴｓ及び電圧検出器ＰＴが設
置され、無効電力演算器■ＡＲによつてその無効電力Ｑ
が演算される。無効電力の指令値Ｑ木は通常零に設定さ
れ、比較器Ｃ１によつて偏差ε１＝Ｑ木−Ｑが発生させ
られる。制御補償回路Ｈ（Ｓ）は定常偏差Ｅ１を零にす
るため通常積分要素が使われ、その出力１０＊が循環電
流１０の指令値となる。比較器Ｃ２によつて偏差Ｅ２＝
１０＊−１０をとり、増幅器Ｋ１を介して加算器Ａ４及
びＡ５に入力する。従つて、ＰＨ−Ｐ及ひＰＨ−Ｎへの
入力ε４及びε５は各々次のようになる。ただし、Ｋ３
＝ー１とする。故に、α、＝１８００−αｐの関係はく
ずれ、Ｋ，・Ｅ２に比例した分だけ正群コンバータＳＳ
−Ｐの出力電圧■ｐと負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電
圧Ｖｌ，とが不平衡になる。
置され、無効電力演算器■ＡＲによつてその無効電力Ｑ
が演算される。無効電力の指令値Ｑ木は通常零に設定さ
れ、比較器Ｃ１によつて偏差ε１＝Ｑ木−Ｑが発生させ
られる。制御補償回路Ｈ（Ｓ）は定常偏差Ｅ１を零にす
るため通常積分要素が使われ、その出力１０＊が循環電
流１０の指令値となる。比較器Ｃ２によつて偏差Ｅ２＝
１０＊−１０をとり、増幅器Ｋ１を介して加算器Ａ４及
びＡ５に入力する。従つて、ＰＨ−Ｐ及ひＰＨ−Ｎへの
入力ε４及びε５は各々次のようになる。ただし、Ｋ３
＝ー１とする。故に、α、＝１８００−αｐの関係はく
ずれ、Ｋ，・Ｅ２に比例した分だけ正群コンバータＳＳ
−Ｐの出力電圧■ｐと負群コンバータＳＳ−Ｎの出力電
圧Ｖｌ，とが不平衡になる。
その差電圧が直流リアクトルし，及ひＬ。２に印加され
循環電流１０が流れる。ＩＯが指令値１０＊より流れす
ぎればε２が減少して上記差電圧を小さくする。結果的
にはＩＯは１０＊になるように制御される。無効電力Ｑ
が進みの場合、ε１＝Ｑ＊−Ｑ＝Ｑは正となり、１０）
１Ｃを増加させサイクロコンバータの遅れ無効電力を大
きくする。
循環電流１０が流れる。ＩＯが指令値１０＊より流れす
ぎればε２が減少して上記差電圧を小さくする。結果的
にはＩＯは１０＊になるように制御される。無効電力Ｑ
が進みの場合、ε１＝Ｑ＊−Ｑ＝Ｑは正となり、１０）
１Ｃを増加させサイクロコンバータの遅れ無効電力を大
きくする。
最終的にはＱ＝Ｏになるように循環電流１０が制御され
る。逆にＱが遅れの場合Ｅ１〈０となり、ＩＯ＊を減少
させ同じくＱ＝０になるようにＩＯを制御している。こ
のようにして受電端の無効電力が零、すなわち基本波力
率を１に保持することができる。第２図は第１図のサイ
クロコンバータの受電端の電圧電流ベクトル図を示すも
ので、■Ｓは電源■Ｐ＋ＶＮ＝（γ＋（Ｌ−Ｍ）・Ｐ）
・ＩＬ＋２・■Ｐ−ＶＮ＝（γ＋（Ｌ＋Ｍ）・Ｐ）
（２●１０＋電圧、１ｃａｐは進相コンデンサＣの電流
、Ｉｓｓｐは正群コンバータ入力電流、Ｉｃｃはサイク
ロコンバータ入力電流、１８。ＡＣ．ＴはＩｃｃの無効
電流分、Ｉｓは電源電流である。このベクトル図は負荷
電流が刻々と変化しているある時点をとらえて描いたも
ので、電流１ＳＳｐ，ＩＳＳＮ及び位相角αＰ，α、の
値は刻々と変わつていくものてある。前述の無効電力制
御を行なうとＩＣＯｐ＝ＩＲぃ．．Ｔになるように循環
電流１０が制御されるが、そのＩＰＥＡＣＴは次のよう
に与えられる。
る。逆にＱが遅れの場合Ｅ１〈０となり、ＩＯ＊を減少
させ同じくＱ＝０になるようにＩＯを制御している。こ
のようにして受電端の無効電力が零、すなわち基本波力
率を１に保持することができる。第２図は第１図のサイ
クロコンバータの受電端の電圧電流ベクトル図を示すも
ので、■Ｓは電源■Ｐ＋ＶＮ＝（γ＋（Ｌ−Ｍ）・Ｐ）
・ＩＬ＋２・■Ｐ−ＶＮ＝（γ＋（Ｌ＋Ｍ）・Ｐ）
（２●１０＋電圧、１ｃａｐは進相コンデンサＣの電流
、Ｉｓｓｐは正群コンバータ入力電流、Ｉｃｃはサイク
ロコンバータ入力電流、１８。ＡＣ．ＴはＩｃｃの無効
電流分、Ｉｓは電源電流である。このベクトル図は負荷
電流が刻々と変化しているある時点をとらえて描いたも
ので、電流１ＳＳｐ，ＩＳＳＮ及び位相角αＰ，α、の
値は刻々と変わつていくものてある。前述の無効電力制
御を行なうとＩＣＯｐ＝ＩＲぃ．．Ｔになるように循環
電流１０が制御されるが、そのＩＰＥＡＣＴは次のよう
に与えられる。
ただし、α１１８００−αｐとする。１＼Ｂ４−――−
１′颯 ここで、ｋ１はコンバータの変換定数である。
１′颯 ここで、ｋ１はコンバータの変換定数である。
従つてＱ＝０、すなわちＩｃａｐ＝ＩＲＥＡＯＴとなる
ように制御した時、循環電流１０は次式を満足している
。第３図は第１図の循環電流式サイクロコンバータ本体
ＣＣの等価回路を示す。
ように制御した時、循環電流１０は次式を満足している
。第３図は第１図の循環電流式サイクロコンバータ本体
ＣＣの等価回路を示す。
図中■Ｐ，ＶＮは正群及び負群コンバータの出力電圧、
ＩＰ，ｉ，ｌはその出力電流、ＩＬは負荷電流、■ｄは
負荷端子電圧、■Ｃは電動機負荷の場合の逆起電力、Ｒ
Ｌ，ＬＯは負荷の抵抗とインダクタンス、γ，Ｌ，Ｎｌ
は直流リアクトルの抵抗と自己及ひ相互インダクタンス
を各々表わしている。電圧、電流を図示の方向にとつて
電圧方程弐を立てると（６）〜（８）式が得られる。
ＩＰ，ｉ，ｌはその出力電流、ＩＬは負荷電流、■ｄは
負荷端子電圧、■Ｃは電動機負荷の場合の逆起電力、Ｒ
Ｌ，ＬＯは負荷の抵抗とインダクタンス、γ，Ｌ，Ｎｌ
は直流リアクトルの抵抗と自己及ひ相互インダクタンス
を各々表わしている。電圧、電流を図示の方向にとつて
電圧方程弐を立てると（６）〜（８）式が得られる。
たた七、ｐ＝ｄ／Ｄｔは微分演算子てある。また、循環
電流を１０とすると電流は次の関係式を満足する。
電流を１０とすると電流は次の関係式を満足する。
ここで（６）式＋（７）式及ひ（６）式一（７）式を求
め（９）、（１０）式の関係を考慮すると次の（１１）
、（１２）式が得られる。
め（９）、（１０）式の関係を考慮すると次の（１１）
、（１２）式が得られる。
１ ・・・・・
・・・・（１１）ＩＬ．Ｉ）
・・・・・・・・・（１２）（１１）式は負荷
電流制御に、また（１２）式は循環電流制御に各々関係
する。
・・・・（１１）ＩＬ．Ｉ）
・・・・・・・・・（１２）（１１）式は負荷
電流制御に、また（１２）式は循環電流制御に各々関係
する。
前に説明した動作原理に基づいて、サイクロコンバータ
の制御系のブロック線図を描くと第４図のようになる。
の制御系のブロック線図を描くと第４図のようになる。
図中破線て囲まれた部分は（８）、（１１）、（１２）
式の関係を表わしている。またＫｐ−ｅ−γ゛は正群コ
ンバータの利得Ｋｐとむだ時間ｅ−τ５を表オル、ＫＮ
−ｅ−τ５は負群コンバータの利得ＫＮとむだ時間ｅ−
τ５を表わしている。Ｓはラプラス演算子である。なお
ＫＮ＝ーＫｐの関係がある。受電端の無効電力Ｑはサイ
クロコンバータの遅れ無効電力１Ｒ０ＡＣＴと進相コン
デンサの進み無効電流１ｃａｐとの差に係数ＫＱを乗じ
た値で表わせる。ＩＲＯＡＣＴは（４）式て表わせる。
点弧制御角αの正弦値Ｓｌｎαは位相制御入力■αに係
数のＫαを乗じ、ＣＯｓαを求め、Ｓｉｎα＝Ｖ１−Ｃ
ＯＳ２αの演算を行なつて求められる。この制御系のブ
ロック線図かられかるように従来の無効電力制御形サイ
クロコンバータ装置では受電端の無効電力Ｑを指令値Ｑ
＊等に等しくなるように循環電流１０を制御するのであ
るが、このとき循環電流制御系に負荷電流が流れること
により、次式で示される外乱ΔＥＬが入つてくる。
式の関係を表わしている。またＫｐ−ｅ−γ゛は正群コ
ンバータの利得Ｋｐとむだ時間ｅ−τ５を表オル、ＫＮ
−ｅ−τ５は負群コンバータの利得ＫＮとむだ時間ｅ−
τ５を表わしている。Ｓはラプラス演算子である。なお
ＫＮ＝ーＫｐの関係がある。受電端の無効電力Ｑはサイ
クロコンバータの遅れ無効電力１Ｒ０ＡＣＴと進相コン
デンサの進み無効電流１ｃａｐとの差に係数ＫＱを乗じ
た値で表わせる。ＩＲＯＡＣＴは（４）式て表わせる。
点弧制御角αの正弦値Ｓｌｎαは位相制御入力■αに係
数のＫαを乗じ、ＣＯｓαを求め、Ｓｉｎα＝Ｖ１−Ｃ
ＯＳ２αの演算を行なつて求められる。この制御系のブ
ロック線図かられかるように従来の無効電力制御形サイ
クロコンバータ装置では受電端の無効電力Ｑを指令値Ｑ
＊等に等しくなるように循環電流１０を制御するのであ
るが、このとき循環電流制御系に負荷電流が流れること
により、次式で示される外乱ΔＥＬが入つてくる。
この外乱をΔＥＬを補償するために第４図のＨＯ（Ｓ）
なる補償回路を付加することを特願昭５５−３９９１１
号て出願している。上記外乱補償を行なうことによつて
、循環電流１０をその指令値１０）ｌ（に忠実に追従す
るように制御できるが、負荷電流１Ｌの変化によつて無
効電力制御系に直接入つてくる外乱まても補償すること
はできない。
なる補償回路を付加することを特願昭５５−３９９１１
号て出願している。上記外乱補償を行なうことによつて
、循環電流１０をその指令値１０）ｌ（に忠実に追従す
るように制御できるが、負荷電流１Ｌの変化によつて無
効電力制御系に直接入つてくる外乱まても補償すること
はできない。
すなわち前にも述べたように受電端の無効電力Ｑはで表
わされ、外乱源として１１Ｌ１とＳｉｎαがある。
わされ、外乱源として１１Ｌ１とＳｉｎαがある。
Ｉｃａｐは一定値でＱ＝０になるように、外乱１ｉＬ１
とＳｉｎαに応じて循環電流１０を制御することになる
。従つて制御系の設計に際して最適化を行なうことが難
しく、２つの外乱に対して循環電流１０が応答しきれな
くなる。特に負荷側の周波数が高くなるに従い制御遅れ
が目立つようになり、受電端の無効電力Ｑは当該制御遅
れの分だけ残つてしまう。本発明は、以上に鑑みてなさ
れたものて、追従性の良い無効電力制御特性を有する無
効電力制御形サイクロコンバータの制御方法を提供する
ことを目白勺とする。
とＳｉｎαに応じて循環電流１０を制御することになる
。従つて制御系の設計に際して最適化を行なうことが難
しく、２つの外乱に対して循環電流１０が応答しきれな
くなる。特に負荷側の周波数が高くなるに従い制御遅れ
が目立つようになり、受電端の無効電力Ｑは当該制御遅
れの分だけ残つてしまう。本発明は、以上に鑑みてなさ
れたものて、追従性の良い無効電力制御特性を有する無
効電力制御形サイクロコンバータの制御方法を提供する
ことを目白勺とする。
第５図は本発明の無効電力制御形サイクロコンバータ装
置の実施例を示す構成図である。
置の実施例を示す構成図である。
第１図の従来装置と異なる点は循環電流１０を制御する
代りに正群コンバータの出力電流１ｐと負群コンバータ
の出力電流ｈの和１ＰＮ＝Ｉｐ＋ｈを制御していること
である。無効電力制御系の制御補償回路Ｈ（Ｓ）の出力
１ＰＮ＊は、前記１ＰＮの指令値となつている。負荷電
流１し＝ＩＰ−１Ｎの制御は従来と同様に行なわれる。
第１図に比較して絶対値回路．ＡＢＳ、加算器Ａ２及び
増幅器ＫＯが省略されている。その他は同様の構成とな
つている。第６図は第５図の制御系のブロック線図を示
すものである。負荷電流制御系は第４図と同じで、前記
（１１）式のＶＰ＋ＶＮを変えることによつて負荷電流
１Ｌを制御する。前記（１２）式は、正群コンバータＳ
Ｓ−Ｐの出力電圧Ｖｐと負群コンバータＳＳ−Ｎの出力
電圧ＶＮの差電圧Ｖｐ−■、に対する循環電流１０の関
係を表わしているが、この（１２）式は次のようにも書
き表わせる。すなわちち、差電圧■ｐ−■Ｎを変えるこ
とにより、正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電流１ｐと負
群コンバータＳＳ−Ｎの出力電流１Ｎの和１ｐＮ＝Ｉｐ
＋ＩＮを直接制御てきることを表わしている。
代りに正群コンバータの出力電流１ｐと負群コンバータ
の出力電流ｈの和１ＰＮ＝Ｉｐ＋ｈを制御していること
である。無効電力制御系の制御補償回路Ｈ（Ｓ）の出力
１ＰＮ＊は、前記１ＰＮの指令値となつている。負荷電
流１し＝ＩＰ−１Ｎの制御は従来と同様に行なわれる。
第１図に比較して絶対値回路．ＡＢＳ、加算器Ａ２及び
増幅器ＫＯが省略されている。その他は同様の構成とな
つている。第６図は第５図の制御系のブロック線図を示
すものである。負荷電流制御系は第４図と同じで、前記
（１１）式のＶＰ＋ＶＮを変えることによつて負荷電流
１Ｌを制御する。前記（１２）式は、正群コンバータＳ
Ｓ−Ｐの出力電圧Ｖｐと負群コンバータＳＳ−Ｎの出力
電圧ＶＮの差電圧Ｖｐ−■、に対する循環電流１０の関
係を表わしているが、この（１２）式は次のようにも書
き表わせる。すなわちち、差電圧■ｐ−■Ｎを変えるこ
とにより、正群コンバータＳＳ−Ｐの出力電流１ｐと負
群コンバータＳＳ−Ｎの出力電流１Ｎの和１ｐＮ＝Ｉｐ
＋ＩＮを直接制御てきることを表わしている。
しかも受電端の無効電力Ｑは）となるためＱ＝ー定、１
ｃａｐ＝ー定に対して制御量ＩＰＮはただ１つの外乱Ｓ
ｉｎαに対応すればよいことになる。
ｃａｐ＝ー定に対して制御量ＩＰＮはただ１つの外乱Ｓ
ｉｎαに対応すればよいことになる。
従つて、制御系の最適化設計が容易となり追従性の良い
無効電力制御特性を得らる。
無効電力制御特性を得らる。
またまたフＩＰＮ制御系には負荷電流１Ｌからの外乱が
全く入つてこなくなるので、従来必要とされた外乱補償
回路ＨＯ（Ｓ）は不要となる。以上の如く本発明によれ
ば、無効電力制御に当つて正群コンバータの出力電流と
負群コンバータの出力電流の和を直接制御しているため
、負荷電流からの外乱が全くなくなり、回路構成が簡単
でしかも追従性の良い無効電力制御系を得ることができ
る。
全く入つてこなくなるので、従来必要とされた外乱補償
回路ＨＯ（Ｓ）は不要となる。以上の如く本発明によれ
ば、無効電力制御に当つて正群コンバータの出力電流と
負群コンバータの出力電流の和を直接制御しているため
、負荷電流からの外乱が全くなくなり、回路構成が簡単
でしかも追従性の良い無効電力制御系を得ることができ
る。
第７図は本発明装置の別の実施例を示す構成図である。
図中Ｋαは演算増幅器、ＳＱは２乗演算回路、Ａ６は加
算器、ＳＱＲは平方根演算回路、Ｄｌ■は割算器、■Ｒ
は無効電力設定器である。他の構成要素は第５図の構成
要素に準する。すなわち、第５図が受電端の無効電力Ｑ
を検出してその指令値Ｑ＊に一致するようにＩｐＮ＝Ｉ
ｐ＋ＩＮを制御するのに対し、第７図の装置ではＩＰＮ
の指令値１ＰＮ木を位相制御入力信号Ｖαから演算によ
つて直接求めて制御している点が異なる。
算器、ＳＱＲは平方根演算回路、Ｄｌ■は割算器、■Ｒ
は無効電力設定器である。他の構成要素は第５図の構成
要素に準する。すなわち、第５図が受電端の無効電力Ｑ
を検出してその指令値Ｑ＊に一致するようにＩｐＮ＝Ｉ
ｐ＋ＩＮを制御するのに対し、第７図の装置ではＩＰＮ
の指令値１ＰＮ木を位相制御入力信号Ｖαから演算によ
つて直接求めて制御している点が異なる。
位相制御入力■αは位相角αの余弦値に比例した値とな
るため、それを増幅器Ｋαによつて定数倍とするとＣＯ
ｓαが求まる。なお、−１≦ＣＯｓα≦＋１となるよう
に増幅器Ｋαにはりミッタ要素ももたせてある。次のＳ
ＱてＣＯｓαを２乗し、加算器〜て１−ＣＯＳ２αとす
る。それをＳＱＲて平方根をとるとＳｉｎα＝Ｖ１−Ｃ
ＯＳ２αが得られる。１ｃａｐ水は進相コンデンサＣの
進み電流１ｃａｐに対応するもので変換定数をＫ１とし
て、Ｉｃａｐ＝Ｉｃａｐ／ｋ１なる値に選べば受電端の
無効電力Ｑは零になるように制御される。
るため、それを増幅器Ｋαによつて定数倍とするとＣＯ
ｓαが求まる。なお、−１≦ＣＯｓα≦＋１となるよう
に増幅器Ｋαにはりミッタ要素ももたせてある。次のＳ
ＱてＣＯｓαを２乗し、加算器〜て１−ＣＯＳ２αとす
る。それをＳＱＲて平方根をとるとＳｉｎα＝Ｖ１−Ｃ
ＯＳ２αが得られる。１ｃａｐ水は進相コンデンサＣの
進み電流１ｃａｐに対応するもので変換定数をＫ１とし
て、Ｉｃａｐ＝Ｉｃａｐ／ｋ１なる値に選べば受電端の
無効電力Ｑは零になるように制御される。
割算器ＤＩＶによつて、ＩＰＮ）ｉ（＝５Ｉｃａｐ／Ｓ
ｉｎαを求めＩｐＮ＝Ｉｐ＋ｈの指令値としている。Ｉ
ＰＮがＩＰＮ木に等しくなるように制御された楊合受電
端の無効電力Ｑは次のようになる。故にＩ＊Ｃａｐ＝Ｉ
ｃａｐ／ｋ１に選べばＱ＝Ｏとなる。第５図の装置をフ
ィードバック制御、第７図の装置をフイードフオワード
制御と一般に称している。
ｉｎαを求めＩｐＮ＝Ｉｐ＋ｈの指令値としている。Ｉ
ＰＮがＩＰＮ木に等しくなるように制御された楊合受電
端の無効電力Ｑは次のようになる。故にＩ＊Ｃａｐ＝Ｉ
ｃａｐ／ｋ１に選べばＱ＝Ｏとなる。第５図の装置をフ
ィードバック制御、第７図の装置をフイードフオワード
制御と一般に称している。
本発明の実施例では単相出力のサイクロコンバータ装置
について説明したが多相出力のサイクロコンバータでも
同様に適用できることは言うまでもない。
について説明したが多相出力のサイクロコンバータでも
同様に適用できることは言うまでもない。
゛図面の簡単な説明
第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバータ装置
の構成図、第２図はその動作を説明するための入力側電
圧、電流ベクトル図、第３図は同じく第１図の動作を説
明するための等価回路図、第４図は第１図の制御系ブロ
ック線図、第５図は本発明の無効電力制御形サイクロコ
ンバータ装置の１つの実施例を示す構成図、第６図はそ
の制御系のブロック線図、第７図は本発明装置の別の実
施例を示す構成図てある。
の構成図、第２図はその動作を説明するための入力側電
圧、電流ベクトル図、第３図は同じく第１図の動作を説
明するための等価回路図、第４図は第１図の制御系ブロ
ック線図、第５図は本発明の無効電力制御形サイクロコ
ンバータ装置の１つの実施例を示す構成図、第６図はそ
の制御系のブロック線図、第７図は本発明装置の別の実
施例を示す構成図てある。
ＢＵＳ・・・・・・３相電源電線路、ＴＲ・・・・・・
電源トランス、Ｃ・・・・・・進相コンデンサ、ＣＣ・
・・・・・サイクロコンバータ本体、ＬＯＡＤ・・・・
・・負荷、し，，Ｉ（）２・・・・・・直流リアクトル
、ＳＳ−Ｐ・・・・・・正群コンバータ、ＳＳ−Ｎ・・
・・・・負群コンバータ、ＶＡＲ・・・・・・無効電力
演算器、Ｈ（Ｓ）・・・・・・制御補償回路、Ａ１〜Ａ
６・・・・・・加算器、Ｃ１〜Ｃ３・・・・・・比較器
、Ｋｌ，Ｋ２，Ｋ３，Ｋａ．．．．．．演算増幅器、Ｐ
Ｈ−Ｐ，ＰＨ−Ｎ・・・・・・位相制御回路、ＳＱ・・
・・・・２乗演算回路、ＳＱＲ・・・・・・平方根演算
回路、ＤＩＶ・・・・・・割算器、ＶＲ・・・・・・無
効電力設定器。
電源トランス、Ｃ・・・・・・進相コンデンサ、ＣＣ・
・・・・・サイクロコンバータ本体、ＬＯＡＤ・・・・
・・負荷、し，，Ｉ（）２・・・・・・直流リアクトル
、ＳＳ−Ｐ・・・・・・正群コンバータ、ＳＳ−Ｎ・・
・・・・負群コンバータ、ＶＡＲ・・・・・・無効電力
演算器、Ｈ（Ｓ）・・・・・・制御補償回路、Ａ１〜Ａ
６・・・・・・加算器、Ｃ１〜Ｃ３・・・・・・比較器
、Ｋｌ，Ｋ２，Ｋ３，Ｋａ．．．．．．演算増幅器、Ｐ
Ｈ−Ｐ，ＰＨ−Ｎ・・・・・・位相制御回路、ＳＱ・・
・・・・２乗演算回路、ＳＱＲ・・・・・・平方根演算
回路、ＤＩＶ・・・・・・割算器、ＶＲ・・・・・・無
効電力設定器。
Claims (1)
- １ 可変周波数の交流電流を出力する循環電流式のサイ
クロコンバータにおいて、その電源端子に進相コンデン
サを接続し、前記サイクロコンバータの遅れ無効電力と
前記進相コンデンサの進み無効電力とが互いに打消し合
うように前記サイクロコンバータの正群コンバータ出力
電流と負群コンバータの出力電流の和を制御することを
特徴とする無効電力制御形サイクロコンバータの制御方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15545880A JPS6056066B2 (ja) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15545880A JPS6056066B2 (ja) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5780266A JPS5780266A (en) | 1982-05-19 |
| JPS6056066B2 true JPS6056066B2 (ja) | 1985-12-07 |
Family
ID=15606480
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15545880A Expired JPS6056066B2 (ja) | 1980-11-05 | 1980-11-05 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6056066B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4570214A (en) * | 1984-03-29 | 1986-02-11 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Reactive power control cycloconverter |
-
1980
- 1980-11-05 JP JP15545880A patent/JPS6056066B2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5780266A (en) | 1982-05-19 |
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