JPS6347058B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、異なる２つの電力系統間の電力潮流
量を制御する電力変換装置に関する。

わが国の電力系統は、西日本の60Hz系統と東日
本の50Hz系統とに大きく分けることができる。

この２つの電力系統を結び、系統間の電力潮流
量を制御する装置としては、古くは誘導機等を使
つた回転形周波数変換機あるいは水銀整流器を用
いた静止形周波数変換装置等がある。最近では、
水銀整流器の代りにサイリスタ等の半導体制御整
流器を用いた静止形周波数変換装置が実用に供さ
れている。

また、50Hz系統の中でも、いくつかの電力会社
によつて管理される種々の電力系統があり、電圧
定格や設備容量もさまざまである。これらの電力
系統を有効に結び、その系統間の電力潮流量を制
御するためにも、交流→直流→交流の変換を行な
う電力変換装置が使われている。特にその直流電
線路の距離を長くしたものは、直流送電用電力変
換装置として良く知られている。

第１図は、従来の電力変換装置の構成を示すブ
ロツク図である。50Hz系統と60Hz系統を結び、当
該両系統間の電力潮流量を制御する場合を表わし
ている。

第１図において、BUS₁は50Hz電力系統の３相
電線路、BUS₂は60Hz電力系統の相電線路、
TR₁，TR₂は電源トランス、SS₁，SS₂はサイリ
スタブリツジ回路からなる交直電力変換器、L₀
は直流リアクトル、CAP₁，CAP₂は高調波フイ
ルター兼用進相コンデンサ、SVC₁，SVC₂は無効
電力補償装置である。

無効電力補償装置SVC₁は電源トランスTR₃、
サイリスタ整流回路SS₃、直流リアクトルL₁から
構成されており、無効電力制御回路AQR₁によつ
て受電端の無効電力Q₁が指令値Q₁ ^*（＝０）に等
しくなるように直流リアクトルL₁に流れる電流
I_L1が制御される。無効電力補償装置SVC₂も同様
に構成されており、無効電力制御回路AQR₂によ
つて受電端の無効電力Q₂が指令値Q₂ ^*（＝０）に
等しくなるように電流I_L2が制御される。

まず、50Hz系統の電線路BUS₁から60Hz系統の
電線路BUS₂に電力を送る場合を例にとつて、こ
の装置の動作を説明する。

電線路BUS₁からの受電端に電流検出器CT_S1と
電圧検出器PT_S1を設置し、３相の電圧、電流の
瞬時値を検出する。これを、次の有効無効電力演
算回路PQC₁に入力し、有効電力P₁および無効電
力Q₁を求める。同様に、電線路BUS₂からの受電
端にも電流検出器CT_S2および電圧検出器PT_S2を
設置し、有効無効電力演算回路PQC₂と合わせて、
有効電力P₂および無効電力Q₂を検出する。

有効電力P₁は入つてくる方向を正、有効電力
P₂は出ていく方向を正として検出する。また、
無効電力Q₁，Q₂は遅れ無効電力を正、進み無効
電力を負として検出する。

電線路BUS₁から電線路BUS₂に電力を送る場
合、交直電力変換器SS₁は順変換器として動作
し、交直電力変換器SS₂は逆変換器として動作す
る。

電力潮流量設定器VRPによつて電力指令値P^*
＞０が与えられる。シユミツト回路SHは電力指
令値P^*＞０のとき出力信号“１”を発生し、ス
イツチSW₁をａ側に、またスイツチSW₂をｂ側に
接続する。すなわち、順変換器SS₁は電力潮流量
Ｐ＝（P₁＋P₂）／２がその指令値P^*に等しくなる
ように、その出力電圧V₁が制御され、逆変換器
SS₂の出力電圧V₂は一定の直流電圧V^*を発生す
るように制御される。

CT₀は直流電流検出器で、直流リアクトルL₀に
流れる電流I₀を検出する。電力制御回路APRは
両受電端の電力検出値P₁とP₂の平均値（P₁＋
P₂）／２が指令値P^*に等しくなるように、前記
直流電流I₀を制御するものである。

また、定電圧制御回路AVRは逆変換器SS₂の
出力電圧V₂が一定値V^*になるように制御するも
のである。PH₁，PH₂は各々交直電力変換器SS₁
およびSS₂の位相制御回路である。

交直電力変換器SS₁およびSS₂の出力電圧を図
の矢印の方向にとると V₁＝k_v・V_S1・cosα₁ V₂＝k_v・V_S2・cosα₂ となる。ただしk_vは変換定数、V_S1，V_S2は各々
交直電力変換器SS₁およびSS₂の交流側入力電圧
である。

順変換器SS₁の点弧制御角α₁は0゜〜90゜の範囲で
制御され、逆変換器SS₂の点弧制御角α₂は0゜〜
180゜の範囲に設定される。点弧制御角α₂＝180゜の
とき、逆変換器SS₂の交流側入力力率は１となる
が、自然転流を行なうための転流進み角γだけ点
弧タイミングをずらす必要がある。故に、点弧制
御角α₂＝180゜−γとなり、V₂＝−k_v・V_S2・cos
（180゜−γ）の出力電圧を発生する。転流進み角
γを一定とすれば、出力電圧V₂も一定の直流電
圧となる。

直流電流I₀は直流リアクトルL₀に印加される電
圧V₁−V₂を変えることによつて制御される。出
力電圧V₂は一定に制御されるので、V₁＝k_v・
V_S1・cosα₁を変えて制御することになる。直流
電流I₀を増加させたい場合は、V₁＞V₂となるよ
うに点弧制御角α₁を制御し、直流電流I₀を減少さ
せたい場合は、V₁＜V₂となるように点弧制御角
α₁を制御する。定常点附近では、直流リアクトル
L₀の抵抗分を無視すれば、V₁≒V₂の関係が成り
立ち、cosα₁≒−cosα₂からα₁≒γとなつている。

第２図ａ，ｂは、50Hz系統の電線路BUS₁から
60Hz系統の電線路BUS₂へ電力を送つているとき
の各交直電力変換器の交流入力側の１相分の電圧
電流ベクトル図である。第２図ａは変換器SS₁の
電圧電流ベクトル図、第２図ｂは変換器SS₂の電
圧電流ベクトル図をおのおの示す。

直流電流I₀で定常状態を考えると、V₁≒V₂と
なり、α₁≒γの関係が成り立つている。順変換器
SS₁の入力電流I_SS1は、電圧V_S1より位相α₁だけ遅
れて、その大きさはI_SS1＝ｋ・I₀となつている。
また、逆変換器SS₂の入力電流I_SS2は電圧V_S1より
位相角α₂＝180゜−γだけ遅れて、その大きさは
I_SS2＝ｋ・I₀である。

I_cap1，I_cap2は進相コンデンサCAP₁およびCAP₂
に流れる電流、I_SS3およびI_SS4は各々無効電力補償
装置SVC₁およびSVC₂に流れ込む遅れ電流であ
る。

入力電流I_SS1を有効分I_p1と無効分I_q1に分けると I_p1＝I_SS1・cosα₁＝ｋ・I₀・cosα₁ I_q1＝I_SS1・sinα₁＝ｋ・I₀・sinα₁ となる。遅れ電流I_q1＋I_SS3が進み電流I_cap1に等し
くなるように遅れ電流I_SS3を制御すれば、電線路
BUS₁から入る電流I_AC1は前記有効分I_p1だけとな
り、基本波力率が常に１の状態で運転できる。

同様に入力電流I_SS2を有効分I_p2と無効分I_q2に分
けると、 I_p2＝I_SS2・cosα₂＝ｋ・I₀・cosα₂ I_q2＝I_SS2・sinα₂＝ｋ・I₀・sinα₂ となり、I_q2＋I_SS4＝I_cap2となるように遅れ電流I_SS4
を制御すれば、電線路BUS₂からの入力電流I_AC2
は有効分I_p2に等しくなる。有効分I_p2は電圧V_S2に
対して180゜位相がずれているから、基本波力率が
１で電線路BUS₂の方向へ電力が戻つていること
を示している。

電力潮流量の設定値P^*を大きくすると、直流
電流I₀を増加させるために過渡的には点弧制御角
α₁を変化させるが、P^*＝（P₁＋P₂）／２に見合う
直流電流I₀′附近になると、α₁≒γで落ち着く。
このとき、入力側の無効分はI_q1′＝ｋ・I₀′・sinα₁
となり、I_SS3′＝I_cap1−I_q1′を減少させれば、I_AC1＝
I_p1′＝ｋ・I₀′・cosα₁となつて、電力潮流量だけ
を増加させることができる。進相コンデンサ
CAP₁およびCAP₂の電流I_cap1およびI_cap2は、最大
電力を潮流させるに見合つた分を用意しておけば
よい。

電力潮流量の設定値P^*を負の値に設定すると、
スイツチSW₁はｂ側に、またスイツチSW₂はａ側
に接続され、今度は60Hz系統の電線路BUS₂から
50Hz系統の電線路BUS₁に電力が送られるように
なる。このとき、SS₁は逆変換器として出力電圧
一定制御が行なわれ、SS₂は順変換器として直流
電流制御が行なわれる。

この従来の電力変換装置は次のような欠点があ
る。

すなわち、電力潮流量を変化させるために直流
電流I₀を大きくしたり小さくしたりするが、その
変化に伴なつて、前記変換器SS₁およびSS₂の入
力側の無効分I_q1，I_q2を変化し、その変化に応じ
て無効電力補償装置SVC₁およびSVC₂の電流I_SS3，
I_SS4を制御する必要がある。

この無効電力補償装置SVC₁，SVC₂の容量は前
にも述べたように、直流電流の最大値をI_0(nax)と
した場合は、 I_SS3＝I_cap1−I_q1＝ｋ・（I_0(nax)−I₀）・sinα₁ I_SS4＝I_cap2−I_q2＝ｋ・（I_0(nax)−I₀）・sinα₂ となり、位相角α₁≒γ、位相角α₂＝180゜−γの関
係を考慮し、前記直流電流I₀が０〜I_0(nax)の間で
変化すると考えると、 I_SS3≒I_SS4≒kI_0(nax)sinγ が必要となる。

γは前述のように電力変換器のサイリスタを自
然転流させるために必要な転流進み角で、電源側
のインダクタンスおよびサイリスタのターンオフ
タイム等に関係する。特に前者は変換器のアーム
短絡に備えるためかなり大きな値になる。そのた
め転流進み角γは30゜〜40゜の値になるのが常であ
る。転流進み角γ＝30゜としてもsinγ＝0.5で、無
効電力補償装置SVC₁およびSVC₂の容量は電力変
換器SS₁およびSS₂の容量の1/2の値になつてしま
う。従つて装置が高価で複雑になる欠点があつ
た。

本発明は、以上のことに鑑みてなされたもの
で、従来必要であつた無効電力補償装置を用いる
ことなく、受電端の基本波力率を１に保持し、し
かも２つの異なる電力系統間の電力潮流量を自由
に制御することができる電力変換装置を提供する
ことを目的とする。

第３図は、本発明の電力変換装置の一実施例の
構成を示すブロツク図である。

図面において同一符号は同一もしくは相当部分
を表わすものとする。

K₀，K₁，K₂，K₃，K₄は演算増幅器、SQ₁，
SQ₂は２乗演算回路、SQRは平方根演算回路、
DIVは割算器、AD₁，AD₂，AD₃は加算器、C₁は
比較器である。

以下、第１の電力系統（例えば50Hz系統）の３
相電線路BUS₁から第２の電力系統（例えば60Hz
系統）の３相電線路BUS₂の方向に電力を送る場
合を例にとつて説明する。つまり、SS₁は順変換
器、SS₂は逆変換器として動作している。

まず、直流電流I₀は次のように制御される。

直流電流検出器CT₀によつて直流電流I₀を検出
し、比較器C₁によつて直流電流の指令値I₀ ^*と比
較する。その偏差ε₁＝I₀ ^*−I₀を演算増幅器K₀に
よつて増幅し、位相制御回路PH₁およびPH₂に入
力する。位相制御回路PH₁およびPH₂はその入力
ε₂およびε₃の各々に比例した電圧を電力変換器
SS₁およびSS₂から発生させるようにサイリスタ
の点弧位相を制御するものである。

直流電流の指令値I₀ ^*＞I₀の場合、偏差ε₁＝I₀ ^*
−I₀＞０となり、偏差ε₂＝ε₃＝ε₁・K₀が位相制御
回路PH₁およびPH₂に入ることにより、変換器
SS₁の出力電圧V₁は矢印の向きに、また変換器
SS₂の出力電圧V₂は第３図の矢印とは反対の向き
に偏差ε₁に比例した大きさの電圧が生じる。

従つて、直流リアクトルL₀に印加される電圧
はV₁−V₂＞０となり、直流電流I₀を増加させる。
逆に直流電流の指令値I₀ ^*＜I₀になると、偏差ε₁＜
０となり、V₁−V₂＜０となつて直流電流I₀を減
少させる。最終的には直流電流検出値I₀＝指令値
I₀ ^*となつて落ち着く。このとき、直流リアクト
ルL₀の抵抗分が十分小さければ出力電圧V₁≒V₂
となつている。

前記出力電圧V₁≒V₂は演算増幅器K₁の出力信
号V₀ ^*によつて決定される。信号V₀ ^*は加算器
AD₂を介して位相制御回路PH₁に入力され、また
反転増幅器K₂および加算器AD₃を介して位相制
御回路PH₂に入力される。故に偏差ε₂およびε₃は
次のように表わせる。

ε₂＝V₀ ^*＋ε₁・K₀ ε₃＝−V₀ ^*＋ε₁・K₀ 直流電流I₀が指令値I₀ ^*に等しいとき、すなわ
ち、定常状態で考えると、偏差ε₁＝I₀ ^*−I₀＝０と
なり、変換器SS₁の出力電圧V₁および変換器SS₂
の出力電圧V₂は偏差ε₂＝−ε₃＝V₀ ^*に比例した大
きさの電圧を第３図の矢印の方向に発生する。比
例定数をk_aとすると V₁＝V₂＝k_a・V₀ ^* となる。偏差ε₁≠０の場合、ε₁・K₀の分だけ変換
器SS₁およびSS₂の出力電圧のバランスがくずれ、
直流電流I₀が増減する。しかし平均電圧（V₁＋
V₂）／２は常にk_a・V₀ ^*に等しい。

変換器SS₁の出力電圧V₁および変換器SS₂の出
力電圧V₂は、各々サイリスタの点弧位相角をα₁
およびα₂、交流側の入力電圧をV_S1およびV_S2、
変換器SS₁，SS₂の変換定数をk_vとすると、次の
ように表わせる。

V₁＝k_v・V_S1・cosα₁∝ε₂ V₂＝−k_v・V_S2・cosα₂∝−ε₃ つまり、位相制御回路PH₁は入力ε₂に比例して
cosα₁を制御し、位相制御回路PH₂は入力ε₃に比
例してcosα₂を制御していることを示す。

変換器SS₁およびSS₂の交流側入力電圧が、V_S1
＝V_S2の関係にあれば、前述の出力電圧V₁＝V₂の
条件では、cosα₁＝−cosα₂すなわち、α₂＝180゜−
α₁の関係にある。

第４図ａ，ｂは第３図の装置の受電端の１相分
の電圧、電流ベクトル図である。

第４図ａは変換器SS₁の受電端のベクトル図、
第４図ｂは変換器SS₂の受電端のベクトル図であ
る。

変換器SS₁の入力電流は大きさｋ・I₀で、電源
電圧V_S1より角度α₁だけ遅れて流れている。ただ
し、ｋは変換器SS₁，SS₂の電流変換定数である。
また、変換器SS₂の入力電流I_SS2は大きさｋ・I₀で
電源電圧V_S2より角度α₂≒180゜−α₁だけ遅れて流
れている。

入力電流I_SS1を有効分I_p1および無効分I_q1に分け
ると、 I_p1＝I_SS1・cosα₁＝ｋ・I₀・cosα₁ I_q1＝I_SS1・sinα₁＝ｋ・I₀・sinα₁ となり、入力電流I_SS2を有効分I_p2および無効分I_q2
に分けると、 I_p2＝I_SS2・cosα₂＝ｋ・I₀・cosα₂ I_q2＝I_SS2・sinα₂＝ｋ・I₀・sinα₂ となる。α₂≒180゜−α₁の関係が成り立つ場合 I_p2＝−I_p1 I_q2＝I_q1 となる。

つまり、有効分I_p1を正の値とした場合、有効
分I_p2は負の値となつて、電線路BUS₁から電線路
BUS₂に有効電力Ｐが送電される。

また、変換器SS₁の無効電流I_q1（遅れ）を進相
コンデンサCAP₁の進み無効電流I_cap1に等しくな
るようにしてやれば、電線路BUS₁から入つてく
る電流I_AC1は有効分I_p1に等しくなり、基本波力率
＝１の運転ができる。

同様に、変換器SS₂の無効電流I_q2（遅れ）を進
相コンデンサCAP₂の進み無効電流I_cap2に等しく
なるように制御すれば、電線路BUS₂から入つて
くる電流I_AC2は有効分I_p2と等しくなつて、基本波
力率＝１の運転ができる。

第３図にもどつて、電線路BUS₁から電線路
BUS₂へ送電すべき有効電力の制御法および両受
電端の無効電力制御法を説明する。

I_q ^*は前記無効電流I_q1＝I_q2の指令値となるもの
である。また、I_q ^*は前記有効電流I_p1＝−I_p2の指
令値となるものである。

まず、指令値I_q ^*を演算増幅器K₃で（１／ｋ）
倍し、２乗演算回路SQ₁を介して（I_q ^*／ｋ）²を求
める。また、指令値I_p ^*を演算増幅器K₄で（１／
ｋ）倍し、２乗演算回路SQ₂を介して（I_p ^*／ｋ）
²を求める。それらを次の加算器AD₁で加え合せ、
平方根演算回路SQRを介して I₀ ^*＝√（_p ^*）²＋（_q ^*）² を求める。この値I₀ ^*が直流電流I₀の指令値とな
る。

次に、前記演算増幅器K₄の出力信号（I_p ^*／ｋ）
と前記平方根演算回路SQRの出力信号I₀ ^*を割算
器DIVに入力し、 cosα^*（I_p ^*／ｋ）÷I₀ ^* を求め、次の演算増幅器K₁を介して、前述の直
流電圧の設定値V₀ ^*とする。

直流電流I₀は直流電流の設定値V₀ ^*に関係なく、
前記指令値I₀ ^*に等しくなるように制御される。
また、変換器SS₁の出力電圧V₁と変換器SS₂の出
力電圧V₂の平均値（V₁＋V₂）２は、直流電流I₀
には無関係に、前記直流電流の設定値V₀ ^*に比例
した電圧となることは前に述べた。

説明を簡単にするため、直流電流（検出値）I₀
＝（指令値）I₀ ^*の定常状態を考える。故に出力電
圧V₁≒V₂となつている。

前に述べたように V₁＝k_aV₀ ^*＝k_aK₁cosα^*＝k_vV_S1cosα₁ の関係があるから、K₁＝k_vV_S1／k_aとすれば cosα₁＝cosα^*＝I_p ^*／kI₀ ^* となる。交流側の入力電圧V_S1＝V_S2であるから、
V₁≒V₂の条件においては、同様に −cosα₂＝cosα^*＝I_p ^*／kI₀ ^* が成り立つ。

また、直流電流I₀が I₀ ^*＝（１／ｋ）√（_p ^*）²＋（_q ^*）² に等しく制御されているとすると、入力電流I_SS1
の有効分I_p1と無効分I_q1は次のようになる。

I_p1＝ｋ・I₀・cosα₁＝ｋ・I₀ ^*・cosα^* ＝ｋ・I₀ ^*・I_p ^*／ｋ・I₀ ^*＝I_p ^* 同様に、入力電流I_SS2の有効分I_p2および無効分
I_q2は次のようになる。

I_p2＝ｋ・I₀・cosα₂＝−ｋ・I₀ ^*cosα^*＝−I_p ^* I_q2＝ｋ・I₀・sinα₂＝ｋ・I₀・√１−（₂）² ＝ｋ・I₀ ^*・√１−（^*）²＝I_q ^* すなわち、指令値I_q ^*＝I_cap1＝I_cap2に設定し、電
線路BUS₁とBUS₂間の電力潮流量Ｐに応じて指
令値I_p ^*を設定すれば、両受電端の基本波力率は
常に１に保持しながら、前記電力潮流量Ｐを自由
に制御することができる。

指令値I_p ^*＞０の場合はＰ＞０となり電線路
BUS₁からBUS₂へ電力が送られ、指令値I_p ^*＜０
の場合はＰとなり逆に電線路BUS₂からBUS₁へ
電力が送られる。

この装置の最大容量は許容される最大直流電流
I_0(nax)で、逆変換器側のサイリスタが転流するた
めの転流進み角の限角γ_linitで決定される。従つ
て、進相コンデンサCAP₁およびCAP₂の容量と
して Ｉ cap1＝Icap2＝ｋ・I₀（max）・sinγ_linit を用意すればよい。そして、受電端の基本波力率
を常に１にするには、I_q ^*＝I_cap1＝I_cap2に設定して
やればよいことは前にも述べた。

ここで、進相コンデンサCAP₁およびCAP₂の
容量を表わす式 Ｉ cap1＝Ｉ cap2＝ｋ・I₀（max）・sinγ_linit が成り立つ根拠について、以下に説明する。

第１及び第２の電力変換器SS₁及びSS₂は電源
電圧を利用して自然転流している。そのため、電
力変換器SS₁，SS₂の構成素子であるサイリスタ
にはターンオフ時に逆バイアス電圧が印加され
る。当該サイリスタが転流失敗しないためには、
前記逆バイアス電圧が十分に確保される必要があ
り、そのために、各電力変換器SS₁，SS₂の点弧
位相角に制限が設けられる。γは転流余裕角と言
われるもので、γ＝180゜−αの関係がある。αは
点弧位相角である。γ_linitは当該転流余裕角の限界
値を表わしたもので、γがこの限界値より小さく
なると、サイリスタが転流失敗をひき起こす危険
がでてくる。従つて、各電力変換器SS₁，SS₂の
点弧位相角αは0゜〜（180゜−γ_linit）の範囲内で制
御される。通常γ_linitは30゜程度である。この場合
点弧位相角α＝０〜150゜の範囲で動作することに
なり、点弧位相角α＝150゜が限界値となる。

第１及び第２の変換器SS₁，SS₂の入力側の無
効電流は、 前にも述べたように I_q1＝ｋ・I₀・sinγ_linit I_q2＝ｋ・I₀・sinγ_linit＝I_q1 となる。

本発明では２つの変換器の入力側の無効電流
I_q1，I_q2が一定になるように制御るすことができ
ることを述べたが、その最少値は、直流電流の最
大値I₀（max）と、上記転流余裕角の限界値γ_linit
によつて制限される。すなわち、その最小値I_Q
（min）は I_Q（min）＝ｋ・ｋ・I₀（max）・sinγ_linit となり、しかもI_q1＝I_q2＝I_Q（min）＝一定で運転す
ることができる。従つて、進相コンデンサCAP₁
及びCAP₂に流れる進み無効電流I_CAP1及びI_CAP2と
して I_CAP1＝I_CAP2＝I_Q（min） を用意してやれば、各変換器がとる遅れ無効電力
と各進相コンデンサがとる進み無効電力が打ち消
し合い、入力力率＝１とすることができる。

いいかえると、転流余裕角の限界値γ_linitが小さ
ければ小さい程、各変換器がとる遅れ無効電力を
小さくして運転することができ、進相コンデンサ
I_CAP1，I_CAP2の容量を低減させることができる。

以上のように、本発明の電力変換装置によれ
ば、従来必要とされた無効電力補償装置を用いる
ことなく、受電端の基本波力率を常に１に保持す
ることができ、しかも両系統間の電力潮流量を自
由に制御できる。従つて、周波数変換装置として
は勿論のこと、直流送電用電力変換装置としても
経済的で構成が簡単なシステムを得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電力変換装置の構成のブロツク
図、第２図は第１図の動作を説明するための受電
端の電圧電流ベクトル図、第３図は本発明の電力
変換装置の一実施例の構成を示すベクトル図、第
４図は第３図の動作を説明するための受電端の電
圧電流ベクトル図である。 BUS₁……第１の電力系統の電線路、BUS₂…
…第２の電力系統の電線路、TR₁，TR₂……電源
トランス、SS₁，SS₂……電力変換器、CAP₁，
CAP₂……進相コンデンサ、L₀……直流リアクト
ル、K₀，K₁，K₂，K₃，K₄……演算増幅器、C₁
……比較器、AD₁，AD₂，AD₃……加算器、
SQ₁，SQ₂……２乗演算回路、SQR……平方根演
算回路、DIV……割算器、PH₁，PH₂……位相制
御回路、CT₀，CT_S1，CT_S2……電流検出器、
PT_S1，PT_S2……電圧検出器、SVC₁，SVC₂……
無効電力補償装置（TR₃，TR₄はトランス、
SS₃，SS₄はサイリスタ整流回路、L₁，L₂は直流
リアクトル、CT₃，CT₂は電流検出器、VRQ₁，
VRQ₂は無効電力設定器）、AQR₁，AQR₂……無
効電力制御回路、VRP……電力潮流設定器、
APR……電力制御回路、VRV……出力電圧設定
器、AVR……定電圧制御回路、SH……シユミツ
ト回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 第１の交直電力変換器の交流側を第１の電力
   系統に接続し第２の交直電力変換器の交流側を第
   ２の電力系統に接続しかつ２つの前記交直電力変
   換器の直流側を直流リアクトルを介して一定方向
   の直流電流が流れるように接続してなる電力変換
   装置において、制御すべき有効電流および無効電
   流の各々の指令値をI_p ^*およびI_q ^*とした場合に前
   記直流リアクトルに流れる直流電流の指令値I₀ ^*
   と２つの前記交直電力変換器の直流電圧の設定値
   V₀ ^*を I₀ ^*＝Ｋ・√（_p ^*）²＋（_q ^*）² ただし、Ｋ、K₁は比例定数である。 として与えることを特徴とする電力変換装置。