JPH05931B2 - - Google Patents

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JPH05931B2
JPH05931B2 JP60167712A JP16771285A JPH05931B2 JP H05931 B2 JPH05931 B2 JP H05931B2 JP 60167712 A JP60167712 A JP 60167712A JP 16771285 A JP16771285 A JP 16771285A JP H05931 B2 JPH05931 B2 JP H05931B2
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Shigeru Tanaka
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Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は循環電流式サイクロコンバータの並列
運転装置に関するものである。
〔発明の技術的背景とその問題点〕
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
別の周波数の交流電力に直接変換する出力変換装
置で、50Hz／60Hzの周波数変換気、あるいは交流
可変速電動機の駆動電源などに使われている。交
流電源の電圧を利用して素子（サイリスタ等）を
転流させるため信頼性が高く、大容量化が容易で
ある等の利点を有する。反面、電源から多くの無
効電力をとり、しかもその無効電力は負荷側の周
波数に同期して常に変動する欠点がある。このた
め、電源系統設備の容量を増大させたり、電源電
圧の変動を招き同一系統に接続された電気機器に
種々の悪影響を及ぼす等の問題があつた。
これに対し、サイクロコンバータの受電端にア
クテイブフイルタや無効電力補償装置などを設置
し、サイクロコンバータが発生する高周波や無効
電力を補償する方法が採用されている。しかし、
上記アクテイブフイルタや無効電力補償装置には
サイクロコンバータと同程度の大容量機が必要に
なり、設備が高価となり、しかも装置が大形にな
り設置面積不足などの問題が新たに現われてき
た。
さらに、上記問題点を解決するため、無効電力
補償形サイクロコンバータ装置（特公昭59−
14988号公報）が提案されている。この装置はサ
イクロコンバータの循環電流を積極的に利用する
もので、サイクロコンバータの受電端に接続され
た進相コンデンサの進み無効電力と当該サイクコ
ンバータのとる遅れ無効電力とがちようど等しく
なるようにサイクロコンバータの循環電流を制御
するもので、受電端の基本波力率は常に１に保持
され、電源系統への悪影響をなくすものである。
また、従来必要とされた無効電力補償装置等はい
らなくなり、装置の小形軽量化が図られ、コスト
の低域にもつながつている。
第５図は無効電力補償形サイクロコンバータを
数台並列運転する従来のシステム構成図を示すも
のである。
図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAP1，
CAP2，…、CAPnは進相コンデンサ、Tr１，Tr
２，…Trnは電源トランス、CC1，CC2，…，
CCnは循環電流式サイクロコンバータ、M1，
M2，…，Mnは交流電動機負荷である。また、制
御回路として、CT1，CT2，…，CTnは３相交流
電流検出機、PT1，PT2，…，PTnは３相交流電
圧検出器、VAR1，VAR2，…，VARnは無効電
力演算回路、AQR1，AQR2，…，AQRnは無効
電力制御回路、IOC1，IOC2，…，I0Cnは循環電流
制御回路、ILC1，ILC2，…，ILCnは負荷電流制御
回路、PHC1，PHC2，…，PHCnは位相制御回
路である。
循環電流式サイクロコンバータCC1は３相電動
機M1に可変電圧可変周波数の交流電力を供給す
るもので、負荷電流制御回路ILC1によつて上記電
動機M1に供給する３相負荷電流を制御している。
一方、サイクロコンバータCC1の受電端には３
相電流検出器CT1及び３相電圧検出器PT1が設置
され、次の無効電力演算回路VARに電圧電流検
出値を送つている。VARにて受電端の無効電力
Q1を演算し、無効電力制御回路AQR1に当該演算
値Q1を送る。
無効電力制御回路AQR1は上記受電端の無効電
力Q1が零になるようにサイクロコンバータCC1の
循環電流を制御する循環電流制御回路IOC1は上記
無効電力制御回路AQR1からの信号（循環電流指
令値）に従つて、CC1の循環電流を制御するもの
である。
位相制御回路PHC1は上記負荷電流制御回路IL
C1及び循環電流制御回路IOC1の出力信号に従つて
サイクロコンバータの点弧位相を制御するもので
ある。以上の動作は特開昭56−133982等に詳しく
述べられている。
他のサイクロコンバータCC2，…，CCnの動作
も同様にして行なわれる。
以上のように従来のサイクロコンバータの並列
運転装置では、各サイクロコンバータ毎にその受
電端の無効電力を制御し、入力力率を１にしてお
り、全体としても常に入力力率を１に保つことが
できる。しかし、次のような問題点が残る。
各サイクロコンバータの受電端の入力力率が
１に保持されても、補機等が接続されることに
より全体としての入力力率が常に１になるとは
限らない。
特に事故等によりサイクロコンバータの中の
１台ないしは数台がゲートしや断された場合、
当該サイクロコンバータの受電端に接続されて
いる進相コンデンサによつて全体の無効電力は
進みとなり電源電圧の上昇を招く危険がある。
各サイクロコンバータの受電端の無効電力制
御には通常積分要素等が用いられ、あまり速い
制御応答は期待できない。このため、出力周波
数に同期した無効電力変動を抑えることができ
なくなり入力電流に基本波まわりの側帯波が残
り、他の電気機器に種々の悪影響を及ぼす。
については、各サイクロコンバータの循環
電流を出力電流値及びコンバータの点弧位相角
から演算によつて求めた指令値に基づいて制御
し無効電力制御の応答を高める方法も提案され
ているが（特開昭57−91670号公報）この場合
演算条件等の変化によりの欠点がさらに深ま
るきらいがある。
各サイクロコンバータの受電端に接続される
進相コンデンサの容量は各サイクロコンバータ
が最大負荷を取つたとき（遅れ無効電力が最大
になつたとき）に受電端の力率が１になるよう
に設計される。すなわち、他のサイクロコンバ
ータの運転モードに関係なく自己のサイクロコ
ンバータの遅れ無効電力の最大値を打ち消すだ
けの進み無効電力をとるように進相コンデンサ
容量を決定してしまうため全体から見た場合む
だな容量の進相コンデンサまでも用意してしま
う欠点があつた。
進相コンデンサの容量が増大するということ
は、電源トランスや変換器（コンバータ）等の
容量も増大するということで、むだな循環電流
を流すことにより効率の悪い運転をそぎなくさ
れていた。
〔発明の目的〕
本発明は以上に鑑みてなされたもので、各サイ
クロコンバータの受電端の無効電力制御の応答を
改善するとともに、交流電源の受電端の全体の無
効電力を確実に制御し、事故等によつて、１台な
いしは数台のサイクロコンバータがゲートしや断
された場合でも、電源電圧の上昇が発生しないよ
うにしたサイクロコンバータ並列運転装置を提供
することを目的とする。
本発明はまた、受電端に接続される進相コンデ
ンサの一括化を図り、当該コンデンサ及び電源ト
ランス等の容量を低減させ、かつ装置全体として
効率の良い運転ができるサイクロコンバータの並
列運転装置を提供することを目的とする。
〔発明の概要〕
上記目的を達成するために本発明では、複数台
の循環電流式サイクロコンバータの共通の受電端
に一括して進相コンデンサを接続し、各サイクロ
コンバータの出力電流値及び点弧位相角から第１
の循環電流指令値を演算し、かつ装置全体の無効
電力を検出し、それが零になるように各サイクロ
コンバータに与える第２の循環電流指令値を求
め、当該２つの指令値の和によつて各サイクロコ
ンバータの循環電流を制御している。
進相コンデンサはシステム全体の運転モードを
考慮し最適値を用意する。
これによつて各サイクロコンバータの無効電力
制御の応答が改善され、出力周波数に同期した無
効電力変動がなくなり、入力電流に含まれていた
基本波まわりの側帯波を除去することができる。
また事故等によつていずれかのサイクロコンバー
タがゲートしや断されても装置全体の無効電力制
御を残つた正常動作のサイクロコンバータによ
り、継続することが可能となり、受電端の基本波
力率を常に１に保つことができるようになる。ま
た進相コンデンサの容量も低減され、システム全
体として無駄な循環電流を流すことがなくなり効
率の良い運転が可能となる。
〔発明の実施例〕
第１図は本発明のサイクロコンバータ並列運転
装置の実施例の構成を示すブロツク図である。
図中、BUSは３相交流電源の電線路、CAPは
進相コンデンサ、Tr１，Tr２，…，Trnは電源
トランス、CC1，CC2，…CCnは循環電流式サイ
クロコンバータ、M1，M2，…Mnは交流電動機
負荷である。
また制御回路として、３相電流検出器CT3、３
相電圧検出器PTs、無効電力演算回路VAR、比
較器CQ、無効電力設定器VRQ、制御補償回路HQ
(S)、フイードフオワード制御回路FF1，F2，…
FFn、加算器ADD1，ADD2，…ADDn、循環電
流制御回路IOC1，IOC2，…，IOCn、出力電流制御
回路ILC1，IL2，…，ILcn及び位相制御回路PHC1，
PHC2，…，PHCnが用意されている。
まず、サイクロコンバータCC1の通常の動作を
説明する。第２図に３相出力サイクロコンバータ
の実施例を示す。図中TrU，TrV，TrWは電源
トランス、CC−Ｕ，CC−Ｖ，CC−Ｗは各々Ｕ
相，Ｖ相，Ｗ相の循環電流式サイクロコンバー
タ、LOADU，LOADV，LOADWは第１図の電動
機M1の電機子巻線である。
Ｕ相サイクロコンバータCC−Ｕの中は、正群
コンバータSSP、負群コンバータSSN、中間タ
ツプ付直流リアクトルLO1，LO2から構成されてい
る。また、その制御回路、CONT−Ｕとして、
負荷電流検出器CTLU、正群コンバータの出力電
流検出器CTPU、負群コンバータの出力電流検出
器CTNU、加算器A1〜A4、比較器C2，C3、演算増
幅器K0，K1，K2および位相制御回路PHP，
PHNが用いられる。
Ｖ相，Ｗ相のサイクロコンバータも同様に構成
されており、１点鎖線で囲まれた制御回路
CONT−Ｖ及びCONT−ＷはＵ相の制御回路
CONT−Ｕと同様に構成されている。
まず、循環電流式サイクロコンバータの負荷電
流制御の動作をＵ相を例にとつて説明する。
負荷電流指令I* LUと実際に流れる負荷電流ILUの
検出値を比較し、その偏差ε2＝I* LU−ILUに比例し
た電圧をサイクロコンバータCC−Ｕから発生す
るように位相制御回路PHP，PHNを制御する。
PHPの出力位相αPUに対してPHNの出力位相αNU
は、αNU＝180°−αPUの関係を保つように、増幅器
K2から反転回路INVを介して、PHNに入力され
る。すなわち、正群コンバータSSPの出力電圧、
VPU＝kV・Vs・cosαPUと負群コンバータSSNの
出力電圧VNU＝kV・Vs・cosαPUは負荷端子でつり
合つた状態で通常の運転が行なわれる。電流指令
I* LUを正弦波状に変化させるとそれに応じて偏差
ε3も変化し、負荷（３相交流電動機M1の電機子
巻線）に正弦波電流ILUが流れるように前記αPU及
びαNUが制御される。この通常運転はSSPの出力
電圧VPUとSSNの出力電圧VNUは等しくつり合つ
ているため、循環電流I0はほとんど流れない。
Ｖ相，Ｗ相の負荷電流ILV、ILWも同様に制御さ
れる。
次に、循環電流I0の制御動作を説明する。ここ
でも、Ｕ相のサイクロコンバータを例にとつて説
明する。
循環電流IOUは次のように検出する。すなわち、
正群コンバータSSPの出力電流IPUの検出値と負
群コンバータSSNの出力電流INUの検出値の和を
とり、それから負荷電流ILUの検出値の絶対値を
差し引いて（1/2）倍したものが循環電流IOUであ
る。その関係式は次のようになる。
IOU＝（IP＋IN−｜ILU｜）／２ このようにして求めた循環電流IOUは、その指
令値I* OUと比較される。偏差ε2＝I* OU−IOUは増幅器
K1を介して加算器A3及びA4に入力される。
従つて、位相制御回路PHP及びPHNへの入力
ε4及びε5は各々次のようになる。
ε4＝K2・ε3＋K1・ε2 ε3＝−K2・ε3＋K1・ε2 故にαNU＝180°−αPUの関係はくずれ、K1・ε2に
比例した分だけ正群コンバータSSPの出力電圧
VPUと負群コンバータSSNの出力電圧VNUとが不
平衡になる。その差電圧が直流リアクトルLO1，
LO2に印加され、循環電流IOUが流れる。循環電流
IOUが指令値I* OUより流れすぎれば、偏差ε2が負の
値になり、VPU＜VNUとなつてIOUを減少させる。
結果的には循環電流IOUはその指令値I* OUに等しく
なるように制御される。
Ｖ相，Ｗ相のサイクロコンバータの循環電流
IOV及びIOWもその指令値I* OV及びI* OWに従つて同様
に制御される。
通常、上記循環電流指令値I* OU、I* OV、I* OWは同一
値で与える。しかし、サイクロコンバータの電流
容量増大を抑制するために各相負荷電流の大きさ
に応じて配分させる方法（特開昭56−133982）も
提案されている。
以上、第１図のサイクロコンバータCC1の基本
動作を説明した。他のサイクロコンバータCC2，
…CCnも同様に動作する。
次に、各サイクロコンバータCC1，CC2，…
CCnの受電端の無効電力を制御するフイードフオ
ワード制御回路FF1，FF2，…FFnの動作説明を
行う。
第３図は、サイクロコンバータCC1の受電端の
無効電力を制御するフイードフオワード制御回路
の実施例を示す構成図である。
図中、K〓U，K〓V，K〓W及びKaは演算増幅器、
LMU，LMV，LMWはリミツタ回路、SQU，SQV，
SQWは２乗演算回路、SQRU，SQRV，SQRWは平
方根演算回路、MU，MV，MWは乗算器、DIVは
割算器、AD1〜AD3は加算器、VRはCC1の受電
端の無効電力設定器である。
まず、第２図に示したCC1の制御回路から位相
制御入力電圧V〓U、V〓V、V〓Wを取出し、第３図の
フイードフオワード制御回路FF1に入力する。
V〓Uは第２図の増幅器K2の出力信号を取出したも
ので、cosαPUと−cosαNUの平均値に比例した値を
とる。故にV〓Uを増幅器K〓Uによつて定数倍する
ことにより点弧制御角αUの余弦値cosαUが求めら
れる。次にリミツタ回路LMUは−１≦cosαU≦１
の条件を満足させるために、増幅器K〓Uの信号の
上限及び下限を決定するものである。この信号を
２乗演算回路SQUで２乗し、加算器AD1に入力す
る。AD1では単位電圧１から前記SQUの出力信号
を差し引き、その結果、１−cos2αUが求められ
る。これを次の平方根演算回路SQRUを通して
sinαU＝√１−2 Uが求まる。同様にV〓Vから
sinαVがまたV〓WからsinαWが求められる。
次に、第２図の各相サイクロコンバータの負荷
電流の絶対値｜ILU｜、｜ILV｜、｜ILW｜を取り出し
第３図のフイードフオワード制御回路FF1の乗算
器、MU，MV，MWに入力する。乗算器MUは上記
負荷電流の絶対値｜ILU｜に前記sinαUを乗じて、
｜ILU｜・sinαUを求めるもので、同様にMVによ
つて｜ILV｜・sinαVが、またMWによつて、｜ILW
｜・sinαWが求められる。これらの信号を加算器
AD4及びAD5によつて加え合わせ、次の加算器
AD6に入力する。無効電力設定器VRは、仮想の
進相コンデンサに流れる進み電Icap1に対応して、
信号Ic*ap1を発生するもので、サイクロコンバー
タCC1の受電端の基本波力率を１にする場合、 Ic*ap1＝Icap1／k1 ｋは変数定数 に設定される。ただし本発明装置では、進相コン
デンサCAPはサイクロコンバータ全体の受電端
に一括して接続されているので、Icap1は実在し
ない。サイクロコンバータCC1，CC2，…CCnの
容量が同一の場合、上記仮想の進みい電流Icap1
は進相コンデンサCAPに流れる電流Icapの
（１／ｎ）とすればよい。各サイクロコンバータ
の容量が異なる場合には、その容量に比例させて
Icap1を仮定することができる。
上記のことを言いなおすと、Ic*ap1＝Icap1／
k1に設定した場合、サイクロコンバータCC1は仮
想の進み電流Icap1を打ち消すだけの遅れ電流
IREACT-1をとることになる。
加算器AD6はVRの出力信号Ic*apから加算器
AD5の出力信号 ｜ILU｜・sinαU＋｜ILV｜・sinαV＋｜ILW
｜・sinαW を差し引くもので、次の増幅器Kaによつて1/2倍
される。一方、加算AD7とAD8によつて、sinαU
＋sinαV＋sinαWを求め、割算器DIVに入力する。
DIVの出力信号I* O1は次のように与えられる。
I* O1＝Ic*ap1−｛｜ILU｜・sinαU＋｜ILV｜
・sinαV＋｜ILW｜・sinαW｝／２（sinαU＋sinαV＋s
inαW 各相サイクロコンバータの循環電流IOU、IOU、
IOWは上記指令値I*O1＝I* OU＝I* OV＝I* OWに等しくなる
ように制御される。
第４図は、サイクロコンバータCC1の入力側の
１相分の電圧電流ベクトルを示すもので、VS1は
電源電圧、IS1は電源電流（仮想）、Icap1は進相
コンデンサの進み電流（仮想）、ICOU、ICOV、ICOW
は各相サイクロコンバータの入力電流、ISSPはＵ
相サイクロコンバータの正群コンバータSSPの入
力電流、ISSNは同じく負群コンバータSSNの入力
電流、IREACT-1はサイクロコンバータCC1全体の遅
れ無効電流を各々表わしている。
Ｕ相サイクロコンバータの場合、ある瞬時、正
群コンバータSSPは点弧制御角αPUで循環電流IOU
と負荷電流ILUが流れる。故に変換定数をk1とす
れば、SSPの入力電流ISSPの大きさは、 k1（IOU＋｜ILU｜） となる。また、負群コンバータは点弧制御角αNU
≒180°−αPUで、循環電流IOUが流れる。故にISSNの
大きさは、k1・IOUである。従つて、Ｕ相サイク
ロコンバータの入力電流IOOUは図示のようにな
り、その無効電流成分、IREACT-Uは、 IREACT-U＝ISSP・sinαPU＋ISSN・sinαNU ＝k1（2IOU＋｜ILU｜）・sinαU となる。
同様に、Ｖ相及びＷ相のサイクロコンバータの
無効電流成分IREACT-V存びIREACT-Wは次のように与
えられる。
IREACT-V＝k1・（２・IOV＋｜ILV｜）・sinαV IREACT-W＝k1・（２・IOW＋｜ILW｜）・sinαW サイクロコンバータCC1の全体の遅れ無効電流
IREACT-1はこれらを合成したもので、次式のよう
になる。
IREACT-1＝IREACT-U＋IREACT-V＋IREACT-W ＝k1（２・IOU＋｜ILU｜）・sinαU ＋k1（２・IOV＋｜ILV｜）・sinαV ＋k1（２・IOW＋｜ILW｜）・sinαW ここで、前述のように循環電流IOU、IOV、IOWを
フイードフオワード制御回路FF1からの循環電流
指令値I* O1に従つて制御すると、上記IREACT-1は次
のようになる。
IREACT-1＝k1（２・I* O1＋｜ILU｜）・sinαU ＋k1（２・I* O1＋｜ILV｜）・sinαV ＋k1（２・I* O1＋｜ILW｜）・sinαW ＝2k1I* O1（sinαU＋sinαV＋sinαW） ＋k1（｜ILU｜）sinαU＋｜ILV｜）・sinαV＋｜ILW
｜）sinαW ＝k1・Ic*ap I* cap1*＝Icap1／k1に設定すれば、サイクロコン
バータCC1の遅れ無効電流IREACT-1は、仮想の進み
電流Icap1に等しくなり、その結果、仮想の電源
電流IS1＝IREACT-1＋Icap1は電源電圧VS1と同相成
分だけとなる。すなわち、CC1の受電端の基本波
力率は１に制御されることになる。
実際には、Icap1は存在しないので、CC1に遅
れ無効電流IREACT-1＝一定が流れた結果、CC1の電
源電流としては、IS1とIREACT-1のベクトル和の電
流が流れ、全体のサイクロコンバータの受電端に
接続された進相コンデンサCAPの進み電流Icap
の一部Icap1と上記遅れ電流IREACT-1が打ち消し合
うことになる。
他のサイクロコンバータCC2，CCnも同様に制
御され IREACT-2＝k1・Icap2* IREACT-3＝k1・Icap3* 〓 IREACT-o＝k1・Icapn* となる。これらのサイクロコンバータの遅れ電流
の和、IREACT-1＋IREACT-2＋…＋IREACT-oが第１図の
進相コンデンサCAPに流れる進み電流Icapに等
しくなるように上記指令値Icap1*、Icap2*、…
Icapn*を与えてやれば、全体の受電端の無効電
力は零となり、力率＝１の運転ができる。
このように、フイードフオワード制御によれ
ば、サイクロコンバータに流すべき循環電流の値
を位相制御信号と負荷電流（出力電流）の値から
演算して与えているため、従来の無効電力検出に
伴なう検出遅れや、むだ時間が問題にならなくな
り、追従性の良い制御系を構成することができ
る。
しかし、事故等の原因により、サイクロコンバ
ータCC1，CC2，…CCnの中の１台又は数台がゲ
ートしや断された場合、 Icap＝IREACT-1＋IREACT-2＋…＋IREACT-o の関係が成り立たなくなり、受電端の力率は進み
となり、系統の電圧を上昇させる等の悪い影響を
与える。
そこで、本発明装置では、全体の受電端の無効
電力を監視し、それが指令値に一致するように制
御している。以下、その動作説明を行なう。
第１図において、装置全体の受電端の無効電力
QTを検出する。第１図の３相電流検出器CTS及び
３相電圧検出気PTSによつて受電端の電流、電圧
を検出し、無効電力演算回路VARに入力する。
VARでは、３相検出電圧を90°だけ位相をずら
し、その値に各相検出電流を乗ずる。そして、３
相分加えたものが、受電端の無効電力検出値（瞬
時値）QTとなる。
当該無効電力検出値QTとその指令値Q* Tを比較
器CQに入力し、その偏差εQ＝Q* T−QTを求める。
当該偏差εQを次の制御補償回路HQ(S)に入力し、
比例増幅あるいは積分増幅を行う。HQ(S)の出力
IO*Tがサイクロコンバータの第２の循環電流指令
値となるもので、加算器ADD1によつて、フイー
ドフオワード制御回路FF1からの出力信号、すな
わち第１の循環電流指令値I* O1と加え合わせられ、
CC1の循環電流指令値、I* O1＋I* OTが与えられる。
サイクロコンバータCC1の各相の循環電流IOU、
IOV、IOWは上記指令値I* O1＋I* OTに一致するように制
御されることは前に説明した。
他のサイクロコンバータCC2，…CCnも同様に
制御される。
各サイクロコンバータCC1，CC2，…，CCnが
正常に動作しているときは、フイードフオワード
制御によつて、 Icap≒IREACT-1＋IREACT-2＋…＋IREACT-o が満足され、第１図の無効電力指令値Q* T＝０と
した場合、QT≒* T＝０となつて、偏差εQはほとん
ど零となつている、故に、HQ(S)からの出力信号
I* OTも大略零となる。
ここで、CC1が事故により、ゲートしや断され
たと仮定すると、IREACT-1＝０となり、受電端の
無効電力QTは進みとなつて負の値になる。故に
偏差、εQ＝Q* T−QTは正の値となつて、第２の循
環電流指令値I* OTを増大させる。従つて、他のサ
イクロコンバータの循環電流はI* OTが増加した分
だけ増大し、遅れ無効電力をふやす。その結果
QTは進みから零になつて、QT＝Q* T＝０となつて
落ち着く。
次にサイクロコンバータCC1，CC2，…，CCn
の中の１台もしくは複数台が過負運転されたとき
の制御動作を説明する。
第１図の装置において、加算器ADD1，ADD2，
…，ADDnの出力は、リミツタ回路を介して、最
小の循環電流は常時流れるように指令値を与える
ようにしている。すなわち、CC1の循環電流指令
値I* O1＋Q* OTが△I* Oより大きければI* O1＋I* OTをその
ま
ま与え、I*O1＋I* OT＜△I* Oとなつた場合には、△I* O
を与えるようにしている。
CC1が過負荷運転された場合、前に述べた式 I* O1＝Icap1*−｛｜ILU｜・sinαU＋｜ILV｜
・sinαV＋｜ILW｜・sinαW｝／２（sinαU＋sinαV＋s
inαW で、Icap1＠*＝一定で与えており、I* 01＜０とな
つてしまう。I* OT≒０とすれば、* O1＋I* OT＜０とな
り、I* O1＋I* OT＜△I* Oとなる。故に一定の循環電流
指令値△I* Oが与えられ、 Icap＜IREACT-1＋IREACAT-2＋…＋IREACT-o となつて、QTは遅れとなる。
故に偏差εQ＝Q* T−QTは負の値となつて、第２
の循環電流指令値I* OTを負の値にする。従つて、
他のサイクロコンバータCC2，CC3，…CCnの循
環電流指令値も減少し、結果的にQT≒Q* T＝０に
なるように制御される。
すなわち、サイクロコンバータCC1，CC2，…
CCnの中の１台ないしは数台が過負荷運転となつ
ても、他のサイクロコンバータが軽負荷であれ
ば、当該軽負荷運転時のサイクロコンバータの循
環電流を小さくし、全体の受電端の力率は１に保
持されるのである。このとき過負荷運転されてい
るサイクロコンバータにも最小の循環電流は流れ
るように制御されるため、各サイクロコンバータ
とも循環電流式サイクロコンバータの良好な特性
を失うことはない。
さらに、装置の大部分のサイクロコンバータが
過負荷運転された場合、各サイクロコンバータに
は最小の循環電流だけは流れるように制御される
結果、受電端の無効電力QTは遅れとなり、力率
＝１は満足されなくなる。しかし過負荷運転はひ
んぱんに発生するものではなく、まして大部分の
サイクロコンバータが過負荷になることはまれで
ある。故に、電源系統へ及ぼす影響も少ないもの
である。
〔発明の効果〕
以上のように本発明装置によれば、次のような
効果が期待できる。
電源系統に非循環電流式サイクロコンバータ
や補機等が接続されても、それらを含めた全体
としての入力力率を１に保つことができる。
事故等により、１台又は数台のサイクロコン
バータがゲートしや断された場合でも、他の正
常なサイクロコンバータによつて受電端の無効
電力を継続して制御することができ、電源系統
への影響を最小限にくい止めることができる。
通常の運転では、フイードフオワード制御に
よつて、追従性の良い無効電力制御が可能とな
り、出力周波数に同期した無効電力変動がなく
なり、従来、非常に有害とされていた入力電流
の基本波まわりの高調波（側帯波）を取り除く
ことができる。
受電端に接続される進相コンデンサの容量
は、複数台のサイクロコンバータの運転モード
を考慮して最適値に選ぶことができ、容量を低
減させることができる。
また、無駄な循環電流を流すことがなくな
り、電源トランスや変換器の容量も低減させる
ことができる。同時に効率の良い運転が可能と
なる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明のサイクロコンバータ並列運
転装置の実施例を示す構成図、第２図は第１図の
装置のサイクロコンバータの実施例を示す構成
図、第３図は、第１図の装置のフイードフオワー
ド制御回路の実施例を示す構成図、第４図は、第
３図の回路の動作を説明するための受電端の電
圧、電流ベクトル図、第５図は従来のサイクロコ
ンバータの並列運転装置を示す構成図である。 BUS……３相交流電源の電線路、CAP……進
相コンデンサ、Tr１，Tr２，…，Trn……電源
トランス、CC1，CC2，…，CCn……サイクロコ
ンバータ、M1，M2，…Mn……交流電動機負荷、
CTS……３相電流検出器、PTS……３相電圧検出
器、VAR……無効電力演算回路、FF1，FF2，…
…FFn……フイードフオワード制御回路、
ADD1，ADD2，…，ADDn……加算器、IOC1，IO
C2，…，IOCn……循環電流制御回路、ILC1，IL
C2，…，ILCn……出力電流制御回路、PHC1，
PHC2，…，PHCn……位相制御回路。

Claims (1)

    【特許請求の範囲】
  1. １ 交流電源と、当該交流電源に並列接続された
    複数台の循環電流式サイクロコンバータと、当該
    各サイクロコンバータから電力供給を受ける複数
    台の負荷と、前記交流電源の受電端に接続された
    進相コンデンサと、前記各サイクロコンバータの
    出力電流を制御する手段と、前記各サイクロコン
    バータの循環電流を制御する手段と、当該出力電
    流制御手段及び循環電流制御手段からの出力信号
    に応じて前記各サイクロコンバータの点弧位相角
    を制御する手段と、前記各サイクロコンバータの
    出力電流値及び点弧位相角に基づいて前記各循環
    電流制御手段に与える第１の循環電流指令値を演
    算する手段と、前記交流電源の受電端の全体の無
    効電力を制御するため、前記各サイクロコンバー
    タの循環電流制御手段に第２の循環電流指令値を
    与える手段とからなるサイクロコンバータの並列
    運転装置。
JP60167712A 1985-07-31 1985-07-31 サイクロコンバ−タの並列運転装置 Granted JPS6231337A (ja)

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JP2793095B2 (ja) * 1992-12-08 1998-09-03 三菱電機株式会社 サイクロコンバータの並列運転装置
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