JPH0389860A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、出力電圧の向きを逆にして並列接続された他
励サイリスタ変換器を備える電力変換装置に関し、特に
該他励サイリスタ変換器の出力電圧が変化しているとき
該他励サイリスタ変換器間に流れる循環電流を一定に制
御する装置を備える電力変換装置に関する。

〔従来の技術及び発明が解決しようとする課題〕第６図
に示す従来の逆並列接続された他励サイリスタ変換器を
用いた電力変換装置においては、出力電流の極性によっ
て負荷電流ＩＬｔ−担う他励サイリスタ変換器を切換え
る必要がある。第６図（ａ）は電力変換装置の出力電流
が正極性の場合を示す。同図において、正側の他励サイ
リスタ変換器（以下「正側他励サイリスタ変換器」とい
う）２は運転状態であり、負側の他動サイリスタ変換器
（以下「負側他励サイリスタ変換器」という）４は停止
状態にある。正側他励サイリスタ変換器２は、電源６か
ら交流電圧を受は直流電圧に変換し、図に示す矢印の方
向の電流を出力して負荷８に正の負荷電流量、を与える
。また、第６図（ｂ）は電力変換装置の出力電流が負極
性の場合を示す。

この場合は、正側他励サイリスタ変換器２は停止し、負
伽他励サイリスタ変換器４が運転状態となる。負側他励
サイリスタ変換器４は、電源６からの交流電圧を受は直
流電圧に変換し、図に示す矢印の方向の電流を出力して
負荷８に負の負荷電流量りを与える。第６図に示す電力
変換装置の出力電流が第６図（ａ）の正極性の場合から
第６図Ｃｂ”）の負極性の場合に切換えられるとき、出
力電流が零付近において他励サイリスタ変換器２及び４
が断続運転状態となるため、滑らかな極性切換えが離し
かった。

そこで、滑らかな極性切換えを行うため、第７図に示す
ように他励サイリスタ変換器２．４間に循環電流日を流
す方式が用いられてきた。この方式は、出力電流が第７
図（ａ）の正極性の場合も、第７図（ｂ）の負極性の場
合のいずれのときにも、循環電流ｉ。を他励サイリスタ
変換器２．４間に流しておくものである。

しかし、循環電流ｉ、は負荷電流ｉＬに比べて桁違いに
小さく一般に最大負荷電流の５〜１０％程度、また負荷
８のインピーダンスに比べて循環電流の負荷となる他励
サイリスタ変換器２．４のインピーダンスも小さいので
、出力電圧を急変させた場合等に循環電流値が制御目標
値を大きくはずれることが多かった。そのため、この循
環電流を流す方式においても、高速な負荷電流ＩＬの極
性切換えは、出力電圧の急変を伴うため、滑らかな極性
切換えを確実に行うことが困難であった。

本発明は、上記問題点に鑑み、出力電圧の向きを逆にし
て並列接続された他励サイリスタ変換器を備える電力変
換装置において、骸他励サイリスタ変換器の出力電圧が
変化しているとき該他励サイリスタ変換器間に流れる循
環電流を一定に制御する装置を備える電力変換装置を提
供することを目的としている。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、
出力電圧の向きを逆にして並列接続された少なくとも２
つの他励サイリスタ変換器と、前記少なくとも２つの他
励サイリスタ変換器の出力電圧を制御するため電圧指令
値に基づいて前記少なくとも２つの他励サイリスタ変換
器のためのそれぞれの制御角をつくりそれらにそれぞれ
付与する位相制御手段とを備える。

また、該位相制御手段には、前記電力変換装置の出力電
圧を変化させるため前記電圧指令値を変化させ、該電圧
指令値の変化に対応して前記制御角が変化するとき、該
制御角の時間に対する微分値を所定以下に制限する制御
角時間微分値制限手段が設けられ、前記少なくとも２つ
の他励サイリスタ変換器のそれぞれの出力電圧が変化し
ているとき前記少なくとも２つの他励サイリスタ変換器
間を流れる循環電流が前記制御角時間微分値制限手段に
より一定に制御される。

［作用］ 電力変換装置の出力電圧を変化させるため電圧指令値を
変化させ、該電圧指令値の変化に対応して制御角が変化
するとき、制御角時間微分値制限手段により制御角の時
間に対する微分値が所定以下に＃限される。例えば、電
力変換装置の一方の他励サイリスタ変換器の出力電圧を
増大し、他方の他動サイリスタ変換器の出力電圧を低減
するため電圧指令値をステップ状に変化させるとき、制
御角はステップ状に変化しないでその時間に対する微分
値が所定以下に押さえられて変化する。従って、他励サ
イリスタ変換器の出力電圧の変化もステップ状にならな
いで出力電圧の単位時間当たりの変化の大きさが所定以
下に押さえられて変化する。そのため、一方の他励サイ
リスタ変換器の出力電圧は、他方の他励サイリスタ変換
器の出力電圧の低減の変化に合わせて増大するので出力
電圧の和は出力電圧が変化しているとき一定に保たれ、
これにより他励サイリスタ変換器間を流れる循環電流が
一定に制御される。

【実施例］ 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。

初めに、本発明の原理について説明する。循環電流ｉ、
は、理解を容易にするため負荷電流等を除いて簡略化し
て考えると、第１図に示すように、正側他励サイリスタ
変換器２の出力電圧Ｖ、と負側他励サイリスタ変換器４
の出力電圧Ｖ、の和によって決まる。従って、ｖ、＋ｖ
、が一定であれば、循環電流１８も一定と考えられる。

ところが、他励サイリスタ変換器本来の性質により、変
換器自体の出力電圧は増加する方向に対しては瞬時に対
応するが、減少する方向については電源電圧の減衰即ち
他励サイリスタ変換器に供給される交流電圧の瞬時値が
減少するまで待たなければならない。

このことは、例えば、正側他励サイリスタ変換器２の出
力電圧Ｖ、が瞬時にある電圧からそれより高い電圧へ増
加したにもかかわらず、負側他励サイリスタ変換器４の
出力電圧Ｖ、が該増加した分減少することができないの
で、循環電流ｉ、が増加するという結果をもたらすこと
になる。

この循環電流１１の増加という変動を抑制するためには
、正側他励サイリスタ変換器２の出力電圧の瞬時の増加
、即ち出力電圧の立ち上がる速さを制限して、負側他励
サイリスタ変換器４の出力電圧が減少する速さに合わせ
るように、ゆっくり立ち上がらせればよい。本発明はこ
のような原理に基づいてなされたものである。

ところで、他励サイリスタ変換器の有効相数（−般に電
源−周期内に生じる転流回数で定義される）が少ない場
合に、制御角が大きいときの他励サイリスタ変換器の出
力電圧の波形は第２図（ａ）に示されるようになる。な
お、同図は出力電圧が、正側他励サイリスタ変換器の正
の出力電圧から負側他励サイリスタ変換器の負の出力電
圧に切り替わったところを示している。この場合、正の
出力電圧及び負の出力電圧のいずれにおいても、転流か
ら転流までの時間が長いので、比較的リップル電圧が大
きい。同図における一点鎖線は正及び負の出力電圧それ
ぞれの平均電圧を示す。この正の出力電圧の平均電圧ｅ
、は次式で与えられる。

ｅａｍＥａａｃ　　ｏ　　ｓ　　ａ ここで、Ｅｏは無制御時の平均電圧で・あり、σは制御
角である。なお、負の出力電圧の平均電圧は上記の式で
−の符号をつけたものである。

一方、十分多相化した変換器では、第２図（ｂ）に示さ
れるように、リッグル分は無視できるほど小さくなり、
上記の式は出力電圧のほぼ瞬時値を与える。

従って、例えば、正側他励サイリスタ変換器の出力電圧
をある電圧からステップ状に増加させるため、正側他励
サイリスタ変換器の制御角をある制御角からステップ状
に減少方向に変化させるとする。このとき、制御角のス
テップ状の変化を緩和するため制御角の時間に対する変
化、即ち制御角の時間微分値を電源の角周波数ω。（〜
２πｆ１ｆは電源周波数）に制限しながら制御角を変化
後の制御角まで減少方向に変化させる。また、負側他励
サイリスタ変換器の出力電圧を正側他励サイリスタ変換
器の出力電圧の増加分だけ減少させるのに、負側他励サ
イリスタ変換器の制御角の時間微分値を正側他励サイリ
スタ変換器の制御角の時間微分値と同様に電源の角周波
数ω。に制限して制御角を変化させる。このようにする
と、正側他励サイリスタ変換器の出力電圧と負側他励サ
イリスタ変換器の出力電圧の和は一定で推移し、従って
循環電流は一定に保たれ、循環電流の動揺を抑制するこ
とができる。

上述の原理に基づく本発明の制御角時間微分値制限回路
を有する電力変換装置の一実施例の概略構成図を第３図
に示す。第３図において、符号２．４．６及び８は第７
図の各要素２．４．６及び８と同一である。電源６の相
数及び他励サイリスタ変換器２．４のサイリスタの構成
はいずれのものでもよい。前述のように、有効相数が大
きくなるような電源６の相数及び他動サイリスタ変換器
のサイリスタの構成が、出力電圧の瞬時値の変化が小さ
くなるので望ましい。負荷８に所望の電圧ｖＬが印加さ
れるように電圧指令値ｖ　Ｔ　＠　ｆが割算器１０に入
力される。該割算器ｌＯには無制御時の平均電圧Ｅ４゜
を表す信号が与えられ、電圧指令値ｖ′＠１は無制御時
の平均電圧Ｅ４゜を表す信号により割算され制御角の余
弦を表す信号ＥＣを出力する。制御角時間微分値制限回
路１２は制御角の余弦を表す信号Ｅ６を受け、該制御角
の余弦を表す信号Ｅ、が一定の場合にはそのまま出力す
る。また、制御角時間微分値制限回路１２は、電圧指令
値ｖ′°１が急変する、例えばｖ　Ｔ　１１１．からｖ
　Ｔ　＠　ｌ、にステップ状に変化し、それに伴い制御
角の余弦を表す信号Ｅ、がＥｌからＥｔ″に変化する場
合には、後に詳述するように制御角の時間微分値が電源
の角周波数ω。になるようにしてＥ、ＩからＥｌに変化
する信号を出力する。アーク余弦演算回路１４は制御角
時間微分値制限回路１２からの信号Ｅ　ａｓを受け、該
信号Ｅ６゜にアーク余弦の演算を行い制御角α、を算出
して正側他励サイリスタ変換器２に付与する。正側他励
サイリスタ変換器２のサイリスタは制御角σ、の時点で
点弧され電圧を出力する。また、制御角時間微分値制限
回路１２からの出力信号Ｅ２．は符号反転器１６により
符号が反転される。アーク余弦演算回路１Ｂは、該符号
が反転された信号を受け、該信号にアーク余弦の演算を
行い制御角σ、を算出して負側他励サイリスタ変換器４
に付与する。負側他励サイリスタ変換器４のサイリスタ
も制御角ａ、の時点で点弧され電圧を出力する。なお、
第３図において一点鎖線で囲った部分２０、即ち制御角
時間微分値制限回路１２を除く、割算器１０、アーク余
弦演算回路１４、符号反転器１６及びアーク余弦演算回
路１８とにより構成される部分は、逆並列接続された他
励サイリスタ変換器用の公知の位相制御回路の一例であ
り、同様の機能を有する位相制御回路であればいずれの
ものでもよい。

第４図は、第３図に示される制御角時間微分値制限回路
１２の具体的な構成図である。同図において、アーク余
弦演算回路２２は割算器１０（第３図）から制御角の余
弦を表す信号Ｅ、Ｉ受け、該信号Ｅ６にアーク余弦の演
算を行い制御角σ、を出力する。減算器２４は、アーク
余弦演算回路２２かもの制御角σ１と積分器３０の出力
信号σ、とを受け、該制御角ａ１から該積分器３０の出
力信号σ、を減算した結果を出力する。コンノくレータ
２６は該減算した結果を零と比較し、零より大きい場合
には＋１を、零より小さい場合には−１を、零に等しい
場合にはＯを出力する。掛算器２８はコンパレータ２６
の出力と他励サイリスタ変換器２．４に供給される交流
電圧の角周波数即ち電源６の角周波数ω。とを受けこれ
らを掛け算処理して出力する。積分器３０は掛算器２８
からの出力を受け、時間積分し該積分結果σ、を出力す
る。

余弦演算回路３２は、積分器３０からの出力信号ａ、を
受け、該信号α、に余弦の演算を行い、その結果Ｅ　ｔ
ｏを第３図のアーク余弦演算回路１４及び符号反転器１
６に与える。なお、アーク余弦演算回路２２及び余弦演
算回路３２は、理解を容易にするために制御角時間微分
値制限回路１２に組み込まれているが、後述のように制
御角の時間微分値を制限する機能を担うものでないので
第３図の位相制御回路２０に組み込んでもよい。

このように構成された本発明の電力変換装置の動作を以
下に説明する。負荷８にかかる電圧ＶＬＩが時間に対し
て一定である場合には、それに対応する電圧指令値ｖ゛
１．が割算器１０に付与され、その状態が続けられる。

割算器１０はこの電圧指令値ｖ゛１□を無制御時の平均
電圧Ｅ、。を表す信号により割算を行い、制御角の余弦
を表す信号Ｅ。

を出力する。アーク余弦演算回路２２は該制御角を表す
信号Ｅ１１を受け、該信号Ｅ、′にアーク余弦の演算を
行い、電圧指令値ｖ′１．に対応する制御角α　Ｉを出
力する。減算器２４には制御角σ、１が入力され、−力
積分器３０の出力も同じ制御角ａ　、　Ｉを出力してい
る状態であり、減算器２４の減算結果は零となる。コン
パレータ２６はこの減算結果の零を受け、０を掛算器２
８に出力する。掛算器２８は０と電源角周波数ω。とを
掛算して０を出力する。積分器３０は０を時間積分する
結果、積分器３０の出力σ、は変動せずに制御角α、′
を出力し統ける。余弦演算回路３２は該制御角σ１に余
弦の演算を行い、制御角σＩ′の余弦を表す信号Ｅ、′
をアーク余弦演算回路１４に出力する。アーク余弦演算
回路１４は該信号Ｅ１を受け、アーク余弦の演算を行い
制御角ａ、Ｉ（即ちσ−と同じ値）を算出して正側他励
サイリスタ変換器２に付与する。これにより、正側他励
サイリスタ変換器２は点弧され、負荷８に電圧ＶＬＩが
かかるように出力電圧Ｖ、を出力する。また、符号反転
器１６は余弦演算回路３２からの制御角ａ、Ｉの余弦を
表す信号Ｅ、ｌを受け、該信号の符号を反転し、アーク
余弦演算回路１８に出力する。アーク余弦演算回路１８
は、該符号が反転された信号−Ｅｃ’を受け、該信号に
アーク余弦の演算を行い、制御角σ、の補角の制御角σ
□（即ちπ−σ　Ｉ）を算出して負側他励サイリスタ変
換器４に付与する。これにより、負側他励サイリスタ変
換器４は点弧され、循環電流を流すのに用いられる出力
電圧ｖ、Ｉを出力する。正側他励サイリスタ変換器２の
出力電圧Ｖ、と負側他励サイリスタ変換器４の出力電圧
ｖ１の和により循環電流が流される。

次に、負荷８にかかる電圧をｖＬｌからｖＬｌに増大さ
せるため電圧指令値をＶ′・＋１からｖｌ・ｔ２にステ
ップ状に増大させたとする。この場合には、割算器ｌＯ
の出力はＥｃ’から電圧指令値ｖ　ｒ　ａ　１２に対応
するＥｔ”に変化し、アーク余弦演算回路２２の出力は
制御角σ１１からＥｅ”に対応し且つσ、１より小さい
制御角σ、２にステップ状に変化する。積分器３０の出
力は制御角ａ　、　ｌを出力しているので、減算器２４
の出力は負となり、コンパレータ２６の出力は−１を出
力する。掛算器２８は電源角周波数ω。に−１を掛け算
し−ω。を出力する。積分器３０は−ω。を時間積分す
るのでその出力σ、は制御角α、′から単位時間当たり
ω。ずつ減少する。

そして、積分器３０の出力ａ、が制御角σ、２に等しく
なると減算器２４の出力が零となり、続いてコンパレー
タ２６の出力が０となり、更に掛算器２８の出力が０と
なる。積分器３０は０を積分することになるので、積分
器３０の出力は制御角ｆｆＩ！を出力し続ける。従って
、正側他励サイリスタ変換器２には、制御角ａ　、ｌか
ら制御角σ、′に単位時間当たりω。ずつ減少する制御
角が付与されるので、正側他励サイリスタ変換器２は出
力電圧Ｖ１から電圧指令値ｖ　”’！に対応するＶｌま
で上記の式で示されるようにＣＯＳ　（σ、１−ω。ｔ
）（但しｔは時間）の余弦曲線に沿ってゆっくりと増大
する。一方、負側他励サイリスタ変換器４には、余弦演
算回路３２、符号反転器１６及びアーク余弦演算回路１
８により制御角σ、′の補角の制御角から制御角α、２
の補角の制御角Ｊこ単位時間当たりω。ずつ増加する制
御角が付与されるので、出力電圧は■１から制御角σ、
２に対応するｖ、２にｃｏｓ　（π−σ、′＋ω。ｔ）
の余弦曲線に沿って低減する。従って、正側他励サイリ
スタ変換器２の出力電圧のｖｌからｖｌへの増大の速度
は負側他励サイリスタ変換器４の出力電圧のｖ、ｌから
ｖｌへの低減の速度と同じになる。そのため、これらの
出力電圧の和は出力電圧の変化中一定になり、その結果
循環電流も一定に保たれ、循環電流の動揺が生じない。

また、正側他励サイリスタ変換器２の出力電圧がｖ２．
となり、負側他励サイリスタ変換器４の出力電圧がｖ、
８となる安定後の状態においてもこれらの出力電圧の和
Ｖ　、、＋　Ｖ　１は変化前の和ｖ　、、＋ｙ　、、と
同じであり、従って循環電流は変化前と同じに保たれ、
循環電流の動揺は生じない。

また、負荷８にかかる電圧をＶ、からＶＬ３に低減させ
るため電圧指令値をｖ　Ｉ　ａ　１．からＶ・“１．に
ステップ状に低減させたとする。この場合にはアーク余
弦演算回路２２の出力は制御角σ１１からそれより大き
い制御角α♂にステップ状に変化する。

積分器３０の出力は制御角ａ　、ｌを出力しているので
、減算器２４の出力は正となり、コンパレータ２６の出
力は＋１を出力する。掛算器２８は電源角周波数ω。に
＋１を掛け算し＋ω。を出力する。

積分器３０は＋ω。を時間積分するので、その出力は制
御角ａ　、ｌから単位時間当たりω。ずつ増加する。そ
して、積分器３０の出力が制御角α、３に等しくなると
減算器２４の出力は零となり、それ以降積分器３０は制
御角σＩ３を出力し統ける。従って、正側他励サイリス
タ変換器２Ｉこは、制御角ａ−から制御角ａ　、Ｓに単
位時間当たりω。ずつ増加する制御角が付与されるので
、正側他励サイリスタ変換器２は出力電圧Ｖ□からｖ、
３に上記の式で示されるようｔこＣＯＳ　（ｔｌ、’＋
ａ＋ａｔ）の余弦曲線に沿って低減する。一方、負側他
励サイリスタ変換器４には、余弦演算回路３２、符号反
転器１６及びアーク余弦演算回路１８により制御角ａ　
、　ｌの補角の制御角から制御角σ、３の補角の制御角
に単位時間当たりω。ずつ減少する制御角が付与される
ので、負側他励サイリスタ変換器４の出力電圧はｖｌか
ら制御角ａ　、ｓに対応するｖｌにｃｏｓ（ｒ−α、′
−ω。ｔ）の余弦曲線に沿ってゆっくり増大する。従っ
て、負側他励サイリスタ変換器４の出力電圧のｖｌから
ｖ、３への増大の速度は正側他励サイリスタ変換器２の
出力電圧のｖｌからｖ２．への低減の速度と同じになり
、従って、これらの出力電圧の和は出力電圧の変化中−
定になり、その結果循環電流も一定に保たれ、循環電流
の動揺が生じない。また、正側他励サイリスタ変換器２
の出力電圧がｖｌとなり、負側他励サイリスタ変換器４
の出力電圧がｖｌとなる安定後の状態においてもこれら
の出力電圧の和Ｖ２．＋Ｖ、は変化前の和Ｖ　、、＋　
Ｖ　、、と同じであり、従って循環電流は変化前と同じ
に保たれ、循環電流の動揺は生じない。

第５図は、制御角時間微分値制限回路１２に加えて、循
環電流を目標値に制御するフィードバック制御系及び他
励サイリスタ変換器の転流等に伴う内部インピーダンス
を補償する補償回路を位相制御回路に組み込んだ本発明
の電力変換装置の一変形例を示す概略構成図である。同
図において、符号２〜１８は第７図、第３図及び第４図
の同一符号の要素と同一であるので説明を省略する。循
環電流ｉ２を目標値に制御するフィードバック制御系は
、循環電流検出回路４０、減算器４２、フィードバック
増幅器４４及び加算器４６及び４８から構成されている
。循環電流検出回路４０は正側他励サイリスタ変換器２
の出力電流ｉ、及び負側他励サイリスタ変換器４の出力
電流ｉ、及び負荷８に流れる電流ｉ、の正負を公知の検
出手段により検出し、ｆＬが正のとき循環電流ｉ、をｉ
、に設定し且つこのｉ、を検出された循環電流として出
力し、ｉＬが負のとき循環電流ｉｔをｉ、に設定し且つ
これを検出された循環電流として出力する。

減算器４２は、循環電流の百ｉｉｉ、ｍである循環電流
指令値１　、ｔｍｆから検出された循環電流ｉ、を減算
してその差を出力する。フィードバック増ＩＩ器４４は
減算器４２からの数差を増幅し且つ制御角の余弦を表す
信号に変換して出力する。フィードバック増幅器４４か
らの出力信号は加算器４６により制御角時間微分値制限
回路１２からの制御角の余弦を表す信号に加算される。

該加算された信号はアーク余弦演算回路１４により制御
角に変換され、該変換された制御角は正側他励サイリス
タ変換器２に与えられる。また、フィードバック増幅器
４４からの出力信号は、制御角時間微分値制限回路１２
からの出力信号の符号を反転する符号反転器１６の出力
即ち正側他励サイリスタ変換器２に与えられる制御角に
対して補角となる制御角の余弦を表す信号に加算される
。該加算された信号はアーク余弦演算回路１８により制
御角に変換され、該変換された制御角は負側他励サイリ
スタ変換器４に与えられる。上述のように循環電流指令
値ｉ、′１と検出された循環電流ｉ、との差に基づいて
修正された制御角が正側及び負側の他励サイリスタ変換
器２．４にフィードバックして与えられるので、循環電
流は制ｇ４巨標値に一致し、制御性は一層向上する。

また、他励サイリスタ変換器には転流等に伴う内部イン
−ダンスが存在し、これによる出力電圧の低下は循環電
流値のずれを生じさせる。この循環電流値のずれを補償
するための補償回路は、他励サイリスタ変換器の内部イ
ン−ダンスの等価抵抗回路５２．５４、加算器５６．５
８から構成される。正側他励サイリスタ変換器２の内部
イン−ダンスの等価抵抗回路５２には正側他励サイリス
タ変換器２の出力電流ｉ、に相当する電流が印加され、
内部インピーダンスによる電圧低下に相当する電圧がつ
くられ、該電圧は制御角の余弦を表す信号に変換されて
出力される。この出力信号は加算器５６により制御角時
間微分値制限回路１２からの制御角の余弦を表す信号に
加算される。該加算された信号はアーク余弦演算回路１
４により制御角に変換され、該変換された制御角は正側
他動サイリスタ変換器２に与えられる。同様に、負側他
励サイリスタ変換１）４の内部イン−ダンスの等価抵抗
回路５４には負側他励サイリスタ変換器４の出力電流ｉ
、に相当する電流が印加され、内部インピーダンスの電
圧低下に相当する電圧がつくられ、該電圧は制御角の余
弦を表す信号に変換されて出力される。この出力信号は
、制御角時間微分値制限回路１２からの出力信号の符号
を反転する符号反転器１６の出力即ち正側他励サイリス
タ変換＠２に与えられる制御角の対して補角となる制御
角の余弦を表す信号に加算器５８により加算される。該
加算された信号はアーク余弦演算回路１８により制御角
に変換され、該変換された制御角は負側他励サイリスタ
変換器４に与えられる。

上述のように他励サイリスタ変換器に付与される制御角
の大きさを修正して他励サイリスタ変換器の内部インピ
ーダンスによる電圧低下を補償することにより循環電流
はより正確に制御目標値に制御される。

なお、以上の循環電流を目標値に制御するフィードバッ
ク制御系及び他励サイリスタ変換器の転流等に伴う内部
インピーダンスを補償する補償回路はそれぞれを制御角
時間微分値制限回路と組み合わせてもよいことは明らか
である。

また、他励サイリスタ変換器２．４のそれぞれが、出力
電圧の向きを同じにして直列接続された複数の他励サイ
リスタ変換器からなる電力変換装置にも同様に制御角時
間微分値例＠回路を適用しうろことは明らかである。こ
のような電力変換装置は十分多相化できるので、前述の
ように出力電圧のリップル分は無視できるほどに小さく
できるため、循環電流の動揺は原理的にほぼ抑えること
ができる。

［発明の効果］ 以上、一つの実施例及びその変形例に基づいて本発明の
詳細な説明にしたところから明らかなように、本発明に
係る電力変換装置は、位相制御手段に、制御角の時間に
対する微分値を所定以下に制限する制御角時間微分値制
限手段を設けるように構成されているので、電圧指令値
を急変させても一方の他励サイリスタ変換器の出力電圧
は他方の他励サイリスタ変換器の出力電圧の低減の変化
の合わせて増大するため出力電圧の和は出力電圧が変化
しているとき一定に保たれ、これにより循環電流は一定
に制御され、循環電流の動揺を押さえることができる。

また、出力電圧の変化を伴う極性切換えにおいても、循
環電流は一定に制御され、循環電流の動揺が押さえられ
るので、滑らかな極性切換えを確実に行うことができる
という効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の詳細な説明するための図である。 第２図は、逆並列接続された他励サイリスタ変換器を有
する電力変換装置の出力電圧波形を示す図である。同図
において、（ａ）は他励サイリスタ変換器の有効相数が
少ない場合を、（ｂ）は十分多相化した他励サイリスタ
変換器の場合を示す。 第３図は、本発明の電力変換装置の一実施例を示す概略
構成図である。 第４図は、第３図に示される制御角時間微分値制限回路
の具体的構成図である。 第５図は、第３図に示される本発明の電力変換装置の変
形例を示す概略構成図である。 ｗｃ６図（ａ）及び（ｂ）は、従来の逆並列接続された
他励サイリスタ変換器を用いた電力変換装置の動作状態
を説明する図である。 第７図（ａ）及び（ｂ）は、従来の逆並列接続された他
励サイリスタ変換器を用い且つ循環電流を流す方式の電
力変換装置の動作状態を説明する図である。 ２．４：他励サイリスタ変換器、６：電源、８：負荷、
１０：割算器、 １２：制御角時間微分値制限回路、 １４．１８．２２：アーク余弦演算回路、１６：符号反
転器、２０：位相制御回路、２４．４２：減算器、２６
：コンパレータ、２８：掛算器、３０：積分器、 ３２：余弦演算回路、４０：循環電流検出回路、４４：
フィードバック増幅器、 ４６．４Ｂ、５６．５８：加算器、 ５２．５４：等価抵抗回路

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、出力電圧の向きを逆にして並列接続された少なくと
   も２つの他励サイリスタ変換器と、前記少なくとも２つ
   の他励サイリスタ変換器の出力電圧を制御するため電圧
   指令値に基づいて前記少なくとも２つの他励サイリスタ
   変換器のためのそれぞれの制御角をつくりそれらにそれ
   ぞれ付与する位相制御手段とを備える交流電圧を直流電
   圧に変換する電力変換装置において、 前記電力変換装置の出力電圧を変化させるため前記電圧
   指令値を変化させ、該電圧指令値の変化に対応して前記
   制御角が変化するとき、該制御角の時間に対する微分値
   を所定以下に制限する制御角時間微分値制限手段を前記
   位相制御手段に設け、前記少なくとも２つの他励サイリ
   スタ変換器のそれぞれの出力電圧が変化しているとき前
   記少なくとも２つの他励サイリスタ変換器間を流れる循
   環電流が前記制御角時間微分値制限手段により一定に制
   御されることを特徴とする電力変換装置。 ２、請求項１記載の電力変換装置において、前記制御角
   時間微分値制限手段は、前記位相制御手段により前記電
   圧指令値に基づいてつくられた制御角から、前記制御角
   時間微分値制限手段からの出力信号を減算する減算器と
   、該減算器からの出力信号の符号を判定するコンパレー
   タと、該コンパレータの出力と前記少なくとも２つの他
   励サイリスタ変換器に供給される交流電圧の角周波数と
   を掛け算する掛算器と、該掛算器からの出力を時間積分
   し該積分された信号を前記制御角時間微分値制限手段の
   出力信号として出力する積分器とを有することを特徴と
   する電力変換装置。 ３、請求項１又は２記載の電力変換装置において、前記
   循環電流を検出する循環電流検出回路と、循環電流制御
   目標値と該循環電流検出回路により検出された循環電流
   との差を算出する回路と、該差に基づいて、前記電圧指
   令値に基づいてつくられた前記少なくとも２つの他励サ
   イリスタ変換器のためのそれぞれの制御角を修正する回
   路とを有する循環電流目標値制御手段を更に設け、循環
   電流が制御目標値に一致するように制御されることを特
   徴とする電力変換装置。 ４、請求項１〜３いずれか一項に記載の電力変換装置に
   おいて、他励サイリスタ変換器の内部インピーダンスに
   よる電圧降下に相当する電圧を発生する電圧発生回路と
   、該発生された電圧に基づいて、該他励サイリスタ変換
   器のための電圧指令値に基づいてつくられた制御角を修
   正する回路とを有する電圧降下補償手段を前記少なくと
   も２つの他励サイリスタ変換器のそれぞれに対応して更
   に設けることを特徴とする電力変換装置。