JPS6039368A - 循環電流式三角結線サイクロコンバ−タの制御方法 - Google Patents
循環電流式三角結線サイクロコンバ−タの制御方法Info
- Publication number
- JPS6039368A JPS6039368A JP14655583A JP14655583A JPS6039368A JP S6039368 A JPS6039368 A JP S6039368A JP 14655583 A JP14655583 A JP 14655583A JP 14655583 A JP14655583 A JP 14655583A JP S6039368 A JPS6039368 A JP S6039368A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- cycloconverter
- reactive power
- phase
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
- H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
- H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
本発明は三角結線された循環＠１電流サイクロコンバー
タの制御方法に関する。
タの制御方法に関する。
［発明の技術的背景］
サイクロコンバータはある周波数の交流電力を別の周波
数の交流電力Ｃ直接変換する周波数変換装置で、最近誘
導電動機や同期電動機の駆動源として広く使われている
。
数の交流電力Ｃ直接変換する周波数変換装置で、最近誘
導電動機や同期電動機の駆動源として広く使われている
。
三角結線サイクロコンバータは３台の交直電力変換器（
コンバータ）を△結線して３相負荷ｇ−可変電圧可変周
波数の交流電力を供給する装置で、一般に使われている
サイクロコンバータ（正群及び負群コンバータを対とし
て出力１相分を構成するサイクロコンバータ）に比較す
ると、コンバータの台数が半分で済む利点があり、最近
、注目をあびるよう≦二なってきた（特願昭５６−１５
８６９２ ）。
コンバータ）を△結線して３相負荷ｇ−可変電圧可変周
波数の交流電力を供給する装置で、一般に使われている
サイクロコンバータ（正群及び負群コンバータを対とし
て出力１相分を構成するサイクロコンバータ）に比較す
ると、コンバータの台数が半分で済む利点があり、最近
、注目をあびるよう≦二なってきた（特願昭５６−１５
８６９２ ）。
第１図は、従来の三角結線サイクロコンノ（−タ装置の
構成図を示すもので、詳しい説明は、特願昭５６−１５
８６９２に記載されている。
構成図を示すもので、詳しい説明は、特願昭５６−１５
８６９２に記載されている。
第１図中ＢＵＳは３相交流電源の電線路、Ｃは進相コン
デンサ、ＴＲは電源トランス、ＣＣは３相出力サイクロ
コンバータ本体、Ｍは３相交流電動機である。サイクロ
コンバータ本体ＣＣは３台の交直電力変換器（コンバー
タ） ｓｓｌ、 ＳＳ２．８Ｓａ及び中間タップ付直流
リアクトルＬｌ＋ ”２＋ Ｌａから構成されている。
デンサ、ＴＲは電源トランス、ＣＣは３相出力サイクロ
コンバータ本体、Ｍは３相交流電動機である。サイクロ
コンバータ本体ＣＣは３台の交直電力変換器（コンバー
タ） ｓｓｌ、 ＳＳ２．８Ｓａ及び中間タップ付直流
リアクトルＬｌ＋ ”２＋ Ｌａから構成されている。
電力変換器（コンバータ） ＳＳＩ、 ＳＳ２．８８Ｂ
の交流入力側は電源トランスＴＲによって絶縁されてお
り、直流側は一方向の循環電流が流れるようｆ二直流す
アクトルＬｌ＋ ”２＋ ＩＪＢを介して△接続されて
いる。いわゆる三角形循環電流式サイクロコンノく一タ
を構成している。直流リアクトルＬｌｌ ＬＺ、 Ｌ、
、の中間タップが３相交流電動機Ｍの３相巻線Ｃ二接続
されている。
の交流入力側は電源トランスＴＲによって絶縁されてお
り、直流側は一方向の循環電流が流れるようｆ二直流す
アクトルＬｌ＋ ”２＋ ＩＪＢを介して△接続されて
いる。いわゆる三角形循環電流式サイクロコンノく一タ
を構成している。直流リアクトルＬｌｌ ＬＺ、 Ｌ、
、の中間タップが３相交流電動機Ｍの３相巻線Ｃ二接続
されている。
一方、制御回路としては、受電端の３相交流電流を検出
する変流器ＣＴ８ｓ”相交流電圧を検出する変成器ＰＴ
ｓ ｓ無効電力演算器ＭＡＲ、制御補償回路Ｈ（Ｓ）、
無効電力設定器ＶＲ、比較器ｃＱ、 Ｃｏ、 Ｃ１゜Ｃ
２，ｃａ、加算器Ａｌ＋ ＡＬ Ａ８、演算増幅器ＫＯ
９ＫＬＫ２＋に８、位相制御回路ＰＨ１，ＰＨ２，ＰＨ
９及び負荷電流検出器ＣＴＵ、 ＣＴＶ、 ＣＴＷが用
いられている。
する変流器ＣＴ８ｓ”相交流電圧を検出する変成器ＰＴ
ｓ ｓ無効電力演算器ＭＡＲ、制御補償回路Ｈ（Ｓ）、
無効電力設定器ＶＲ、比較器ｃＱ、 Ｃｏ、 Ｃ１゜Ｃ
２，ｃａ、加算器Ａｌ＋ ＡＬ Ａ８、演算増幅器ＫＯ
９ＫＬＫ２＋に８、位相制御回路ＰＨ１，ＰＨ２，ＰＨ
９及び負荷電流検出器ＣＴＵ、 ＣＴＶ、 ＣＴＷが用
いられている。
まず、負荷電流制御の動作説明を行う。
第２図は第１図（二足したサイクロコンバータＣＣと電
動機Ｍの等価回路を示すもので、電動機ＭはΔ結線され
ているものと仮定する。 ｖｌ＋ ■Ｌ ■８はコンバ
ータｓｓｌ、 ＳＳ２及びＳＳ８の出力電圧で、正及び
負の値をとりうる。しかし、各コンバータの出力電流Ｉ
Ｉ、 ＩＬ Ｉ３は一定方向の電流しか流れない。
動機Ｍの等価回路を示すもので、電動機ＭはΔ結線され
ているものと仮定する。 ｖｌ＋ ■Ｌ ■８はコンバ
ータｓｓｌ、 ＳＳ２及びＳＳ８の出力電圧で、正及び
負の値をとりうる。しかし、各コンバータの出力電流Ｉ
Ｉ、 ＩＬ Ｉ３は一定方向の電流しか流れない。
電動機ＭはΔ結線されており、その各々の巻線をΔ錆、
Ｍｂ、 Ｍｃとしている。
Ｍｂ、 Ｍｃとしている。
谷々の巻線に流れる電流■ａ＋ 工１）＋ ’Ｏを図示
の方向監二とり、線型、流ＩＵ、 ｉＶ、 Ｉｗとの関
係式をめると次のよう■二なる。
の方向監二とり、線型、流ＩＵ、 ｉＶ、 Ｉｗとの関
係式をめると次のよう■二なる。
Ｉａ ＝ （ＩＵ −Ｉｖ ） ／ ３ −−−−−−
−−− （１）Ｉｂ ＝ （Ｉｖ −Ｉｗ ） ／ ３
−−−−一−−−（２）Ｉｃ ＝ （Ｉｗ Ｉｕ ）
／ ３ −−−−−−−− （ａ＋なおｓ ”ＴＪ＋
ＩＶ＋ ＩＷ及びＩａ、、Ｉｂ、 ＩＯは平衡した３相
正弦波電流として取扱っている。
−−− （１）Ｉｂ ＝ （Ｉｖ −Ｉｗ ） ／ ３
−−−−一−−−（２）Ｉｃ ＝ （Ｉｗ Ｉｕ ）
／ ３ −−−−−−−− （ａ＋なおｓ ”ＴＪ＋
ＩＶ＋ ＩＷ及びＩａ、、Ｉｂ、 ＩＯは平衡した３相
正弦波電流として取扱っている。
第３図は、第２図の各部波形図を示すものである。線電
流ＩＵ＋ ＩＮ＋ ＩＷ ｌ二対して相電１流１．．
Ｉｂ、 １．は上記（１） 、 （２） 、 （８１式
を満足している。コンバータ８Ｓｌ、 ＳＳ２及びＳＳ
ａの出力電流工Ｉｔ ”２＋ 工８は負方向ｆ二は流れ
得ないので、線電流ＩＵ、 ＩＶ、 Ｉｗの値によって
図示のよう１：変化する。これは次の３つのモード■二
分けて考えることができる。
流ＩＵ＋ ＩＮ＋ ＩＷ ｌ二対して相電１流１．．
Ｉｂ、 １．は上記（１） 、 （２） 、 （８１式
を満足している。コンバータ８Ｓｌ、 ＳＳ２及びＳＳ
ａの出力電流工Ｉｔ ”２＋ 工８は負方向ｆ二は流れ
得ないので、線電流ＩＵ、 ＩＶ、 Ｉｗの値によって
図示のよう１：変化する。これは次の３つのモード■二
分けて考えることができる。
モードＩ ： Ｉｖ≦Ｏ，Ｉｗ＞０
このときは、ＳＳ２の出力電流１ｚは零となる。
故に、ＩＩ ＝ −Ｉｖ、 Ｉａ ＝ Ｉｗが流れる。
モードＩＩ ： Ｉｗ≦０．ＩＵ＞０
このときは、ＳＳ８の出力電流Ｉ８は苓となる。
故（二、Ｉｌ ＝ＩＵ、 Ｉｚ＝＝−Ｉｗが流れる。
モード［０： Ｉｏ≦Ｏ，Ｉｖ＞０
このときは、ｓｓｌの出力電流工ｌは零となる。
故Ｃ二、Ｉ２ ＝＝ ＩＴ、 Ｉ３ ＝−ＩＵが流れる
。
。
なお、以上はサイクロコンバータＣＣに循環電流■０が
流れていないときを説明したが、循環電流■０帽流れた
場合、各コンバータの出力電流工１＋工２＋ 工１３は
直流分工０が重畳された値となる。
流れていないときを説明したが、循環電流■０帽流れた
場合、各コンバータの出力電流工１＋工２＋ 工１３は
直流分工０が重畳された値となる。
第２図の等価回路からもわかるようｆ二、各コンバータ
の出力電圧が３相平衡状態にあるときは次の電圧方程式
が成り立つ。ただし、電動機Ｍの巻線Ｍａ、Ｍ、ｂ、λ
１ｃの抵抗なＲａ、 Ｒｂ、 Ｒｃ、インダクタンスを
Ｌａ、 Ｌｂ＋ Ｌｃとして逆起電力をＥａ、 Ｅｂ、
ＥＯとする○また。ｐ＝ｄ／ｄｉは微分演算子である
。
の出力電圧が３相平衡状態にあるときは次の電圧方程式
が成り立つ。ただし、電動機Ｍの巻線Ｍａ、Ｍ、ｂ、λ
１ｃの抵抗なＲａ、 Ｒｂ、 Ｒｃ、インダクタンスを
Ｌａ、 Ｌｂ＋ Ｌｃとして逆起電力をＥａ、 Ｅｂ、
ＥＯとする○また。ｐ＝ｄ／ｄｉは微分演算子である
。
Ｖｌ ＝ （Ｒａ ＋Ｌａ−ｐ ） 、 １． ＋Ｅａ
−−−−−−−−（４）ＶＢ ＝ （Ｒｂ ＋Ｌｂｌ
）・Ｉｂ ＋ Ｅｂ−−−−−−−−（５）ＶＢ ＝
（Ｒｃ ＋Ｌａ・ｐ） ・Ｉｃ ＋ Ｅｃ −−−−−
−−（Ｇ’１従って、電流Ｉａを面制御する（二は、Ｖ
ｌを変えてやること（二より、甘た、電流Ｉｂ及び工。
−−−−−−−−（４）ＶＢ ＝ （Ｒｂ ＋Ｌｂｌ
）・Ｉｂ ＋ Ｅｂ−−−−−−−−（５）ＶＢ ＝
（Ｒｃ ＋Ｌａ・ｐ） ・Ｉｃ ＋ Ｅｃ −−−−−
−−（Ｇ’１従って、電流Ｉａを面制御する（二は、Ｖ
ｌを変えてやること（二より、甘た、電流Ｉｂ及び工。
を制御するには各々ｖ２及び■８を変えてやることによ
り行うことができる。
り行うことができる。
第１図の装置にもどり、上記相電流■ａ＋ Ｉｂ、 工
０の制御動作を説明する。
０の制御動作を説明する。
電流検出器ＣＴＵ、 ＣＴｙ、 ＣＴＷ を二より、純
電流ＩＵ、 Ｉｖ。
電流ＩＵ、 Ｉｖ。
Ｉｗを検出し、（１） 、（２） ＋ ｆａ１式の演３
４１ ヲ行つコトＣｊす、相電流検出値Ｉａ＋ より、
’Ｏをめる。それらを比較器ｃ１． ｃ２． Ｃａに入
力し、相１に流指令値１．＊、 より＊。
４１ ヲ行つコトＣｊす、相電流検出値Ｉａ＋ より、
’Ｏをめる。それらを比較器ｃ１． ｃ２． Ｃａに入
力し、相１に流指令値１．＊、 より＊。
Ｉｃ＊と比較する。各々の偏差ε１ ＝ Ｉ３” Ｉａ
、ε２＝Ｉｂ＊−Ｉｂ 、ε８：Ｉｃ＊−ＩＣを増幅器
Ｋｌ、 Ｋ２． Ｋ３で増幅し、位相制御回路ＰＨ１，
ＰＨ２及びＰＨ３−二各々入力する。
、ε２＝Ｉｂ＊−Ｉｂ 、ε８：Ｉｃ＊−ＩＣを増幅器
Ｋｌ、 Ｋ２． Ｋ３で増幅し、位相制御回路ＰＨ１，
ＰＨ２及びＰＨ３−二各々入力する。
例えば、１．（Ｉ−の場合、εｌ・Ｋｌが増大してコン
バータＳＳｌの出力電圧ｖｌを増加させ、（４）式で示
される相電流Ｉａを増加させる。最終的に、１．＝■ａ
＊になるように制御される。逆に、■、 ） １．＊の
場合には、εｌ ’Ｋｌが減少し、■１が減ってＩ、を
減少させ、やはりＩ、＝１．＊１ｍ制御される。
バータＳＳｌの出力電圧ｖｌを増加させ、（４）式で示
される相電流Ｉａを増加させる。最終的に、１．＝■ａ
＊になるように制御される。逆に、■、 ） １．＊の
場合には、εｌ ’Ｋｌが減少し、■１が減ってＩ、を
減少させ、やはりＩ、＝１．＊１ｍ制御される。
同様Ｃ二、Ｉｂ：Ｉｂ＊、Ｉ。＝■。＊Ｃ二なるようＣ
二制御される。
二制御される。
工。、 ＩＩ）、 １．が第３図（二足されるように３
相平衡した正弦波電流として制御されれば、当然電動機
Ｍの入力電流たる線電流ＩＵ、 Ｉｖ、 Ｉｗも第３図
の波形のように３相平衡正弦波電流となる。
相平衡した正弦波電流として制御されれば、当然電動機
Ｍの入力電流たる線電流ＩＵ、 Ｉｖ、 Ｉｗも第３図
の波形のように３相平衡正弦波電流となる。
次に受電端の無効電力の制御動作を説明する。
電源端子Ｃは電流検出器ＣＴＳ及び電圧検出器ＰＴｓが
設置され、無効電力演算器ＭＡＲｃよってその無効電力
Ｑが演算される。無効電力の指命値Ｑ＊は通常塔ｇ二設
定され、比較器ＣＱ−二よって偏差εＱ−Ｑ＊−Ｑが発
生させられる。制御補償回路Ｈ（Ｓ）は定常偏差εＱを
零Ｃするため通常積分要素が使われ、その出カニ０＊が
循環電流ＩＯの指令値となる。比較器ｃｏ Ｉ−よって
偏差εＱ−ＩＯ＊−ＩＯ・をとり、増幅器ＫＱを介して
加算器Ａｌ＋ Ａ２． Ａ８ に入力する。従って、位
相制御回路ＰＨＩ、 ＰＨ２，ＰＨ，の入力ε４．ε５
．ε６は次のよう「二なる。
設置され、無効電力演算器ＭＡＲｃよってその無効電力
Ｑが演算される。無効電力の指命値Ｑ＊は通常塔ｇ二設
定され、比較器ＣＱ−二よって偏差εＱ−Ｑ＊−Ｑが発
生させられる。制御補償回路Ｈ（Ｓ）は定常偏差εＱを
零Ｃするため通常積分要素が使われ、その出カニ０＊が
循環電流ＩＯの指令値となる。比較器ｃｏ Ｉ−よって
偏差εＱ−ＩＯ＊−ＩＯ・をとり、増幅器ＫＱを介して
加算器Ａｌ＋ Ａ２． Ａ８ に入力する。従って、位
相制御回路ＰＨＩ、 ＰＨ２，ＰＨ，の入力ε４．ε５
．ε６は次のよう「二なる。
ε４−ε１．Ｋｌ＋ε０ ’ＫＯ−”−−−’（７）ε
５−εｚ・Ｋ２ ＋ εローに□ −−−−一−−−−
（８）ε６＝ε３°ＫＢ ＋ εｏ−ＫＯ−−−−−−
−−−（９’１従って、各コンバータの出力電圧Ｖｌｌ
ｖ、、、 ｖａは上記εＯ’ＫＯの分だけ直流バイア
スされた形で大きくなり、直流リアクトル”ｌ ＋ Ｌ
２ ＋ ”８を介して’ＩＪ１ｉｌ環電流工ｏが流れる
。
５−εｚ・Ｋ２ ＋ εローに□ −−−−一−−−−
（８）ε６＝ε３°ＫＢ ＋ εｏ−ＫＯ−−−−−−
−−−（９’１従って、各コンバータの出力電圧Ｖｌｌ
ｖ、、、 ｖａは上記εＯ’ＫＯの分だけ直流バイア
スされた形で大きくなり、直流リアクトル”ｌ ＋ Ｌ
２ ＋ ”８を介して’ＩＪ１ｉｌ環電流工ｏが流れる
。
循環電流ＩＯがその指令値■ｏ＊より犬きくなると、ε
ｏ＝ Ｉｏ＊ −ＩＱが負となり、■ｌ＋ ■２＋ ｖ
ａは前述とは逆方向を二直流バイアスされて、ＩＱを減
少させる。
ｏ＝ Ｉｏ＊ −ＩＱが負となり、■ｌ＋ ■２＋ ｖ
ａは前述とは逆方向を二直流バイアスされて、ＩＱを減
少させる。
最終的にＩＯ＝ ＩＱ＊ ｌ二なるように制御されて、
上記直流バイアス電圧は直流リアクトル”１ ＋ ”２
＋ Ｌ８の抵抗分が十分小さければ、はとんど零１；
近くなって落ち着く。
上記直流バイアス電圧は直流リアクトル”１ ＋ ”２
＋ Ｌ８の抵抗分が十分小さければ、はとんど零１；
近くなって落ち着く。
１、 ＝ ＩＱ＊の定常状態では、谷コンバータの出力
電圧ｖｌ、 ＶＺ＋ ｖａ ｌ′ｉ平ａ Ｌ テオリＶ
１ ＋ Ｖ２ ＋ ＶＢ ＝ ０ −−−−−−−−−
− （１０）となる。
電圧ｖｌ、 ＶＺ＋ ｖａ ｌ′ｉ平ａ Ｌ テオリＶ
１ ＋ Ｖ２ ＋ ＶＢ ＝ ０ −−−−−−−−−
− （１０）となる。
上記サイクロコンバータの循環電流ＩＯは電源側から見
た場合、遅れの無効電力となって現われ、有効電力の増
減（二は影響しない。
た場合、遅れの無効電力となって現われ、有効電力の増
減（二は影響しない。
従って、サイクロコンバータの負荷電流■ｔ＋、 工Ｖ
＋ＩＷζ二もとづく遅れ無効電力と、上記循環電流ＩＯ
ｌ二もとづく遅れ無効電力との和が受電端に接続された
進相コンデンサの進み無効電力に等しくなるようＣ二当
該循環電流ＩＱの値を制御すること５二より、入力基本
波力率をＩＣ二保持することができる。
＋ＩＷζ二もとづく遅れ無効電力と、上記循環電流ＩＯ
ｌ二もとづく遅れ無効電力との和が受電端に接続された
進相コンデンサの進み無効電力に等しくなるようＣ二当
該循環電流ＩＱの値を制御すること５二より、入力基本
波力率をＩＣ二保持することができる。
すなわち、受電端の無効電力の検出値Ｑが、その指令値
Ｑ＊より小さいときは、６ｑ＝＝Ｑ＊−Ｑは正の値とな
り、制御補償回路Ｈ（Ｓ）を介した循環電流の指令値１
ｏ＊が増加する。故Ｃ，実循環電流１．が増加し、無効
電力（遅れ）Ｑも増加する。最終的Ｃ二Ｑ ＝ Ｑ＊に
なったところで落ち着く。逆ｌ二Ｑ＞Ｑ＊となったとき
は、εＱ（０となり、Ｉｏ＊を減少させて、やはりＱ
＝ Ｑ＊になるように制御される。指令値Ｑ＊を零に設
定すればＱ＝Ｏとなって、受電端の基本波力率は１に制
御される。
Ｑ＊より小さいときは、６ｑ＝＝Ｑ＊−Ｑは正の値とな
り、制御補償回路Ｈ（Ｓ）を介した循環電流の指令値１
ｏ＊が増加する。故Ｃ，実循環電流１．が増加し、無効
電力（遅れ）Ｑも増加する。最終的Ｃ二Ｑ ＝ Ｑ＊に
なったところで落ち着く。逆ｌ二Ｑ＞Ｑ＊となったとき
は、εＱ（０となり、Ｉｏ＊を減少させて、やはりＱ
＝ Ｑ＊になるように制御される。指令値Ｑ＊を零に設
定すればＱ＝Ｏとなって、受電端の基本波力率は１に制
御される。
［背景技術の問題点］
このような従来の循環電流式三角結線サイクロコンバー
タの制御方法は次のような問題点がある。
タの制御方法は次のような問題点がある。
ａ）まず、受電端の無効電力を検出するため５二、３相
電流検出器ＣＴｓ 、 ３１＋１電圧検出器ＰＴｓ及び
無効電力演算器’ＶＡＲ等を用意しなければならず、特
に高圧電源から電力供給を受ける場合（二は、絶縁対策
に苦慮しなければならない。
電流検出器ＣＴｓ 、 ３１＋１電圧検出器ＰＴｓ及び
無効電力演算器’ＶＡＲ等を用意しなければならず、特
に高圧電源から電力供給を受ける場合（二は、絶縁対策
に苦慮しなければならない。
ｂ）また、上記無効電力検出器１ユは、遅ｉｚが付きも
ので、当該無効電力制御の応答性に影響し、受電端の無
効電力変動を完全におさえることができない。この無効
電力変動は入力電流の側帯波成分を残す結果を生み、電
源系統（ユ種々の悪影響をもたらすものである。
ので、当該無効電力制御の応答性に影響し、受電端の無
効電力変動を完全におさえることができない。この無効
電力変動は入力電流の側帯波成分を残す結果を生み、電
源系統（ユ種々の悪影響をもたらすものである。
Ｃ）三角結線サイクロコンバータの循環電流工θを検出
する方法は、特願昭５６−１５８９６２ ＋二記載され
ているが、かなり複雑な演算回路が必要と々る。
する方法は、特願昭５６−１５８９６２ ＋二記載され
ているが、かなり複雑な演算回路が必要と々る。
ｄ）受電端の無効電力制御をメインループとした場合、
循環電流制御はマイナーループとなっておす、尚該循環
電流制御の応答性が直接無効電力制御の応答性に影響す
る。従ってこの循環電流制御の応答性を良くしない限り
、受電端の無効電力変動をおさえることができない。
循環電流制御はマイナーループとなっておす、尚該循環
電流制御の応答性が直接無効電力制御の応答性に影響す
る。従ってこの循環電流制御の応答性を良くしない限り
、受電端の無効電力変動をおさえることができない。
口発明の目的］
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので三角結線
サイクロコンバータの循環嘗１流を検出する手段と、受
電端の無効電力を検出する手段を用いることなく無効電
力制御を可能とし、また、無効電力制御の応答を良くシ
、受電端の無効電力変動をなりシ、側帯波の発生しない
循環電流式三角結線サイクロコンバータの制御方法を提
供することを目的とする。
サイクロコンバータの循環嘗１流を検出する手段と、受
電端の無効電力を検出する手段を用いることなく無効電
力制御を可能とし、また、無効電力制御の応答を良くシ
、受電端の無効電力変動をなりシ、側帯波の発生しない
循環電流式三角結線サイクロコンバータの制御方法を提
供することを目的とする。
［発明の概要］
本発明は上記目的を達成するために交流電源と３相負荷
との間【二介在し、少なくとも３台の交直電力変換器（
コンバータ）によって三角結線された循環電流式サイク
ロコンバータにおいて、負荷電流制御Ｃ二伴なう各コン
バータの位相制御入力信号と各コンバータの出力電流値
から、当該ザイクロコンバータの入力側の無効電力を演
算によってめ、その値と無効電力指令値との偏差に応じ
た値を前記各コンバータの位相制御信号ｆ二加え、各コ
ンバータの出力電圧を制御し、負荷電流制御及び受電端
の無効電力制御を行うようにした循環電流式三角結線サ
イクロコンバータの制御方法に関するものである。
との間【二介在し、少なくとも３台の交直電力変換器（
コンバータ）によって三角結線された循環電流式サイク
ロコンバータにおいて、負荷電流制御Ｃ二伴なう各コン
バータの位相制御入力信号と各コンバータの出力電流値
から、当該ザイクロコンバータの入力側の無効電力を演
算によってめ、その値と無効電力指令値との偏差に応じ
た値を前記各コンバータの位相制御信号ｆ二加え、各コ
ンバータの出力電圧を制御し、負荷電流制御及び受電端
の無効電力制御を行うようにした循環電流式三角結線サ
イクロコンバータの制御方法に関するものである。
［発明の実施例］
第４図は本発明の循環電流式三角結線ザイクロコンバー
タ装置の実施例を示す構成図である。
タ装置の実施例を示す構成図である。
図中、ＢＵＳは３相交流電掠の電線路、ＣＡＰは進（負
荷）である。ザイクロコンバータ本体ＣＣは、３台の交
直電力変換器（コンバータ） ８８１．８８２゜８Ｓａ
及び直流リアクトルＬｌ、 Ｌ２． Ｌａから構成され
ている。電力変換器（コンバータ） ｓｓｌ、 ｓｓ２
． ｓｓ。
荷）である。ザイクロコンバータ本体ＣＣは、３台の交
直電力変換器（コンバータ） ８８１．８８２゜８Ｓａ
及び直流リアクトルＬｌ、 Ｌ２． Ｌａから構成され
ている。電力変換器（コンバータ） ｓｓｌ、 ｓｓ２
． ｓｓ。
の交流入力側は電源トランスＴＲ−二よって絶縁されて
おり、直流側は一方向の循環電流が流れるようＣ二直流
リアクトル”ｌ＋ Ｌ２１ Ｌａを介して△接続されて
いる。いわゆる三角形循環電流式サイクロコンバータを
構成している。直流リアクトルＬｌ、Ｌ２゜Ｌａの中間
タップが３相交流電動機Ｍの３相巻線に接続てれている
。
おり、直流側は一方向の循環電流が流れるようＣ二直流
リアクトル”ｌ＋ Ｌ２１ Ｌａを介して△接続されて
いる。いわゆる三角形循環電流式サイクロコンバータを
構成している。直流リアクトルＬｌ、Ｌ２゜Ｌａの中間
タップが３相交流電動機Ｍの３相巻線に接続てれている
。
一方、制御回路としては、各コンバータの出力電流を検
出する変流器ＣＴｌ、 ＣＴ２． Ｃ’ｒ８ 、当該出
力電流検出値を負荷電流検出値Ｃ変換する電流変換器Ｃ
ＬＣ、比較器ＣＵ、 ＣＶ、 ＣＷＴ ＣＱ ｓ制御補
償回路ＧＵ、 Ｇｖ。
出する変流器ＣＴｌ、 ＣＴ２． Ｃ’ｒ８ 、当該出
力電流検出値を負荷電流検出値Ｃ変換する電流変換器Ｃ
ＬＣ、比較器ＣＵ、 ＣＶ、 ＣＷＴ ＣＱ ｓ制御補
償回路ＧＵ、 Ｇｖ。
釉、Ｈ（８）、加算器ＡＩ −Ａ７ ｓ位相制御回路Ｐ
Ｈ１。
Ｈ１。
ＰＨＩ、 ＰＨ８ｓ余弦値−正弦値変換器Ｃ８Ｉ、 ｃ
ｓ２． ｃｓ８ 。
ｓ２． ｃｓ８ 。
乗算器ＭＬ１． ＭＬ２． ＭＬ３が用意されている。
まず、負荷電流制御の動作説明を行う。
コンバータＳＳｌ、 ｓｓ、、、 ｓｓ８及びｓｓＢの
出力電流ＩＩ。
出力電流ＩＩ。
”２＋工８を電流検出器ｃ’ｒ１． Ｃ’ｌＩ’２及び
ＣＴａで検出する。
ＣＴａで検出する。
当該電流検出値’ｌ＋ ＩＬ Ｉｌｌを電流変換器ＣＬ
Ｃに入力し、次の演算を行うことによって、負荷電流検
出値ＩＵ、 ＩＶ、 ＩＷをメル。
Ｃに入力し、次の演算を行うことによって、負荷電流検
出値ＩＵ、 ＩＶ、 ＩＷをメル。
ＩＵ ＝ ｌｌ−Ｉ８ −−−−−−−−一−（１１）
Ｉｖ ＝ Ｉ２− Ｉｌ 、−一−−−−−−−（１２
１１Ｗ＝ ｉｓ −Ｉ２ −−−−−−−−−− （１
Ｂ）もちろん、負荷電流ＩＵ、 Ｉｖ、 ｒｗを直接検
出してきてもよい。
Ｉｖ ＝ Ｉ２− Ｉｌ 、−一−−−−−−−（１２
１１Ｗ＝ ｉｓ −Ｉ２ −−−−−−−−−− （１
Ｂ）もちろん、負荷電流ＩＵ、 Ｉｖ、 ｒｗを直接検
出してきてもよい。
当該負荷電流の検出値ＩＵ、 ＩＶ、 Ｉｗとその指令
値工Ｕ＊、工ｖ＊、工Ｗ＊を比較器ＣＵ、 ｃｖ、 ｃ
ｗ Ｉニー人力し、各偏差εＵ ＝工Ｕ＊”Ｕ ＋εＶ
−’Ｖ＊−工Ｖ ＋εＷ＝ＩＷ＊−Ｉｗをめる。当該
偏差εＵ、εＶ、εＷを次の電流制御補償回路ＧＵ、
ＧＶ、 （）Ｗを介してた後、加算器ＡＩ、Ａ３及びＡ
５ によって、次式で示される制御信号”ｌ ＋ｅα２
．ｅαＢをめる。
値工Ｕ＊、工ｖ＊、工Ｗ＊を比較器ＣＵ、 ｃｖ、 ｃ
ｗ Ｉニー人力し、各偏差εＵ ＝工Ｕ＊”Ｕ ＋εＶ
−’Ｖ＊−工Ｖ ＋εＷ＝ＩＷ＊−Ｉｗをめる。当該
偏差εＵ、εＶ、εＷを次の電流制御補償回路ＧＵ、
ＧＶ、 （）Ｗを介してた後、加算器ＡＩ、Ａ３及びＡ
５ によって、次式で示される制御信号”ｌ ＋ｅα２
．ｅαＢをめる。
ｅα１−ＧＵ°εＵ ＧＶ’εｖ −−−−−ｍ＝−−
−０４）ｅａ２． ＝ Ｇｙ−ｅｙ （）Ｗ”Ｗ −−
−−−−一−−−−Ｑ５）ｅａＢ ＝ Ｇｙ・εＷ Ｇ
Ｕ’εＵ −−−−−−−−−−−（１６）ここで、各
電流制御補償回路ＧＵ、ＧＶ、ＧＷの制御定数を合わせ
ることＣ：より ＧＵ ＝ ＧＶ ＝ ＧＷ ＝ Ｇ（８） ’ −−−
−−−−−−Ｉ１７）と置き換えることができ、０４）
〜（固成は次のようＣ二なる。
−０４）ｅａ２． ＝ Ｇｙ−ｅｙ （）Ｗ”Ｗ −−
−−−−一−−−−Ｑ５）ｅａＢ ＝ Ｇｙ・εＷ Ｇ
Ｕ’εＵ −−−−−−−−−−−（１６）ここで、各
電流制御補償回路ＧＵ、ＧＶ、ＧＷの制御定数を合わせ
ることＣ：より ＧＵ ＝ ＧＶ ＝ ＧＷ ＝ Ｇ（８） ’ −−−
−−−−−−Ｉ１７）と置き換えることができ、０４）
〜（固成は次のようＣ二なる。
ｅａｌ−（ｔｖ−εｖ）Ｇ（Ｓ） −−−−−−−−−
−ＱＢ）ｅａｓ ＝ （ｇｙ −６Ｗ） ・Ｇ （Ｓ）
−−−−−−−−−一（１９）ｅａＢ −（εＷ−ε
Ｕ） 、 Ｇ （Ｓ） −−−−−−−−−ｔ；＠これ
らの制御信号。（Ｉｌ＋ ｅ６２＋。Ｃ８は次の加算器
Ａ２ 。
−ＱＢ）ｅａｓ ＝ （ｇｙ −６Ｗ） ・Ｇ （Ｓ）
−−−−−−−−−一（１９）ｅａＢ −（εＷ−ε
Ｕ） 、 Ｇ （Ｓ） −−−−−−−−−ｔ；＠これ
らの制御信号。（Ｉｌ＋ ｅ６２＋。Ｃ８は次の加算器
Ａ２ 。
Ａ４ｒ Ａ６１−よって、後で説明する無効電力制御回
路からの信号ｅ６ｏと加え合わせられ、位相制御回路Ｐ
Ｈ１，ＰＨ２及びＰＨ３＋二人力される。
路からの信号ｅ６ｏと加え合わせられ、位相制御回路Ｐ
Ｈ１，ＰＨ２及びＰＨ３＋二人力される。
ここでは説明の便宜上、上記信号ｅａｏＯ値を零として
説明を続ける。
説明を続ける。
３相３線式の負荷では、必ずＩＵ ＋ Ｉｙ ＋ ＩＷ
＝ Ｑの関係がある。従って、当該負荷電流の指令値
もＩＵ＊ ＋ Ｉｙ＊＋ ＩＩｙ＊−０を満足するよう
に与える。この結果、各相の電流偏差εＵ、εＶ、εＷ
はεＵ＋εＶ＋εＷ ＝ Ｏ−−−−−−−−−−−ｆ
ａｌｌとなる。
＝ Ｑの関係がある。従って、当該負荷電流の指令値
もＩＵ＊ ＋ Ｉｙ＊＋ ＩＩｙ＊−０を満足するよう
に与える。この結果、各相の電流偏差εＵ、εＶ、εＷ
はεＵ＋εＶ＋εＷ ＝ Ｏ−−−−−−−−−−−ｆ
ａｌｌとなる。
具体的な数値としてとらえると、例えば、εＵ＝２、ε
ｖ＝＝ｌのときεｗニー−となる。故１ニコンバータＳ
Ｓｌの出力電圧■１は（εＵ−εｖ）＝１に比例した分
だけ増加し、 ｓｓＢの出力電圧■２は（εＶ−εｗ）
＝４の値を二比例して増加し、また、ｓｓＢの出力電圧
■８は（εＷ−εＵ）＝−５の値ｉ二比例して減少する
。
ｖ＝＝ｌのときεｗニー−となる。故１ニコンバータＳ
Ｓｌの出力電圧■１は（εＵ−εｖ）＝１に比例した分
だけ増加し、 ｓｓＢの出力電圧■２は（εＶ−εｗ）
＝４の値を二比例して増加し、また、ｓｓＢの出力電圧
■８は（εＷ−εＵ）＝−５の値ｉ二比例して減少する
。
第４図の装置の主回路の等価回路は第２図と同様ｆ二表
わすことができる。
わすことができる。
従ってＶｌの増加分ｗ１“に比例して、電流Ｉ、が増加
しｓ ■２の増加分”４’−二比例して電流Ｉｂも増加
し、さらに■８の減少分′−５１に比例して電流ＩＯが
減少する。ここで負荷電流（線電流） ＩＵ、 ＩＶ、
Ｉｗと上記相電流Ｉ１１＋ ’ｌ）＋ １０との間ｉ
ｎは、次の関係式％式％ （８）） この関係式は△結線された負荷に循環電流が流れている
か否かにかかわらず成り立つ。
しｓ ■２の増加分”４’−二比例して電流Ｉｂも増加
し、さらに■８の減少分′−５１に比例して電流ＩＯが
減少する。ここで負荷電流（線電流） ＩＵ、 ＩＶ、
Ｉｗと上記相電流Ｉ１１＋ ’ｌ）＋ １０との間ｉ
ｎは、次の関係式％式％ （８）） この関係式は△結線された負荷に循環電流が流れている
か否かにかかわらず成り立つ。
従って、ＩＵはｗ６＃たけ増加し、ＩｖはＷ３＃たけ増
加し、Ｉｗけｌ−９“たけ減少する。これらの増加分△
ＩＵ、△ＩＶ、△Ｉｗは各々 △ＩＵ ＝ ” ５ ’ ｏｅεＵ＝Ｗ２”△ｆｉｙ
＝ ” ３ ’ ｏｃεｖ２ｗ１′ＮＩｙ ＝ ” −
９’ ｏｃεＷ−Ｉ−３“となって、各々の偏差分【二
比例しているのがわかる。
加し、Ｉｗけｌ−９“たけ減少する。これらの増加分△
ＩＵ、△ＩＶ、△Ｉｗは各々 △ＩＵ ＝ ” ５ ’ ｏｅεＵ＝Ｗ２”△ｆｉｙ
＝ ” ３ ’ ｏｃεｖ２ｗ１′ＮＩｙ ＝ ” −
９’ ｏｃεＷ−Ｉ−３“となって、各々の偏差分【二
比例しているのがわかる。
このよう５二して負荷電流ＩＵ、 Ｉｖ、 ：ｔｗを直
接的Ｃ二制御することができる。
接的Ｃ二制御することができる。
次（ニサイクロコンバータＣＣの受電端の無効電力制御
の動作説明を行う。
の動作説明を行う。
各コンバータの出力電圧■ｌ、■２．■８は、比例定数
なｋｙ 、電源電圧なＶ８ 、点弧位相角をαｌ、α２
゜αＢとした場合、次式のように表わされる。
なｋｙ 、電源電圧なＶ８ 、点弧位相角をαｌ、α２
゜αＢとした場合、次式のように表わされる。
Ｖｌ＝ ｋｙ 、Ｖｓ’ ｃｏｓαｌｏｃ ｖ、１ −
−−−−−−−’ ＨＩＶ２ ＝ ｋｙ°ＶＳ゛ｃｏｓ
α２″ｖａ２−−−−−−−−−− （２６１ＶＦＩ
＝ ｋｙ’ｖ６．ｃｏｓαＢ ｏｃ ｖａ８−−−−−
−−−−− ｆＺ７１すなわち、位相制御回路ＰＨＩ、
ＰＨ２及びＰＨ８の入力電圧Ｗａｌｌ ｖα２．Ｖα
８は各々の点弧位相角の余弦値Ｓ二比例している。
−−−−−−−’ ＨＩＶ２ ＝ ｋｙ°ＶＳ゛ｃｏｓ
α２″ｖａ２−−−−−−−−−− （２６１ＶＦＩ
＝ ｋｙ’ｖ６．ｃｏｓαＢ ｏｃ ｖａ８−−−−−
−−−−− ｆＺ７１すなわち、位相制御回路ＰＨＩ、
ＰＨ２及びＰＨ８の入力電圧Ｗａｌｌ ｖα２．Ｖα
８は各々の点弧位相角の余弦値Ｓ二比例している。
従って無効電力制御回路からの信号ｅα０が十分小さい
値であると仮定すれば、Ｖαｌ岬ｅαｌ＋ｖα２＝ｅａ
２． Ｙ、ＩＢモｅα８となり、負荷電流制御回路から
の制御入力信号””ｌ＋ ｅα２．ｅａＢも点弧位相角
αｌ、α、。
値であると仮定すれば、Ｖαｌ岬ｅαｌ＋ｖα２＝ｅａ
２． Ｙ、ＩＢモｅα８となり、負荷電流制御回路から
の制御入力信号””ｌ＋ ｅα２．ｅａＢも点弧位相角
αｌ、α、。
Ｃ８の余弦値に比例した値となる。
余弦値→正弦値変換器Ｃ８ｌは上記信号ｅαｌを入力し
てＪｌｅ ７１を演算するもので、結果として虐α１
＝／、／１−ｃｏｓ”（ｆｆｉｌ を出力する。同様に
、Ｃ８２ｒ二よって／Ｊ１−ｅ・２２ の演算を行い、
ｓＩｎα２をめ、Ｃ８Ｂ＋二よってｆ四＝厚の演算を行
いｓｉｎα８をめている。
てＪｌｅ ７１を演算するもので、結果として虐α１
＝／、／１−ｃｏｓ”（ｆｆｉｌ を出力する。同様に
、Ｃ８２ｒ二よって／Ｊ１−ｅ・２２ の演算を行い、
ｓＩｎα２をめ、Ｃ８Ｂ＋二よってｆ四＝厚の演算を行
いｓｉｎα８をめている。
当該点弧位相角αｌ、α２．α８の正弦値ｓｉｎα１．
ｓｉｎα２゜虐αＢを乗算器ＭＬ １ 、 ＭＬ ２
、 ＭＬ Ｂに入力し、各々のコンバータの出力電流検
出値Ｉｌｌ ＩＬ Ｉ３と掛は合わせ、加算器Ａ７ ｒ
二よってそれらの和をとり、次式で示される無効電流検
出値ＩＱをめている。
ｓｉｎα２゜虐αＢを乗算器ＭＬ １ 、 ＭＬ ２
、 ＭＬ Ｂに入力し、各々のコンバータの出力電流検
出値Ｉｌｌ ＩＬ Ｉ３と掛は合わせ、加算器Ａ７ ｒ
二よってそれらの和をとり、次式で示される無効電流検
出値ＩＱをめている。
ＩＱ ＝ １ｌ−ｓｉｎα１＋Ｉ２・ｓｌｎα２ ＋
Ｉ３ ・ｓｌｎα、 −−−−１２８）サイクロコンバ
ータＣＣの実際の受電端の無効電力Ｑｃｃは、比例定数
をｋＱとした場合、次式のように表わされる。
Ｉ３ ・ｓｌｎα、 −−−−１２８）サイクロコンバ
ータＣＣの実際の受電端の無効電力Ｑｃｃは、比例定数
をｋＱとした場合、次式のように表わされる。
Ｑｃｃ ＝ ｋｑ １Ｖｓ０（ＩＩ °ｓｉｎα１＋Ｉ
）Ｈ１ｓｌｎα２＋工８゛廊αＢ） ＝ｋＱ、Ｖ８・工。 −一−リーーーーー−−馨９）故
Ｃ：、電源電圧ＶＳが一定ならば、 １２８１式で示さ
れる無効電流検出値ＩＱをもって、受電端の無効電力検
出値Ｑｃｃとすることができる。
）Ｈ１ｓｌｎα２＋工８゛廊αＢ） ＝ｋＱ、Ｖ８・工。 −一−リーーーーー−−馨９）故
Ｃ：、電源電圧ＶＳが一定ならば、 １２８１式で示さ
れる無効電流検出値ＩＱをもって、受電端の無効電力検
出値Ｑｃｃとすることができる。
当該サイクロコンバータの遅れ無効電力Ｑｃｃが進相コ
ンデンサＣＡＰの進み無効電力Ｑｃａｐ ＋−等しくな
るよう（二無効電流指令値ＩＱ＊を与えることにより、
入力力率＝１の運転が可能となる。
ンデンサＣＡＰの進み無効電力Ｑｃａｐ ＋−等しくな
るよう（二無効電流指令値ＩＱ＊を与えることにより、
入力力率＝１の運転が可能となる。
比較器ＣＱによって、無効電流指令値■Ｑ＊と無効電流
検出値ＩＱを比較し、偏差εＱ＝工Ｑ＊−■Ｑをめる。
検出値ＩＱを比較し、偏差εＱ＝工Ｑ＊−■Ｑをめる。
当該偏差εＱを無効電力制御補償回路Ｈ（Ｓ） ｉ−。
入力し、各コンバータに直流バイアス電圧分を与える信
号ｅα０＝εＱ・Ｈ（８）を得る。
号ｅα０＝εＱ・Ｈ（８）を得る。
上記信号ｅα０ば、加算器Ａ２ ＋ Ａ４ ＋ ＡＶを
介しで、位相制御回路ＰＨＩ、 ＰＨ２，ＰＨ３に入力
される。
介しで、位相制御回路ＰＨＩ、 ＰＨ２，ＰＨ３に入力
される。
ＩＱ＊＞ＩＱとなった場合、偏差εＱ−工Ｑ＊−ＩＱは
正の値となり、制御補償回路Ｈ（Ｓ）を介してバイアス
信号ｅ（ｒＯを増加させる。この結果、各コンバータの
出力電圧Ｖｌ、 Ｖ２． Ｖ８は、上記バイアス信号ｅ
αＯＣ二比例した分だけ矢印の方向Ｃ二増加し、サイク
ロコンバータの循環電流を増加させる。故ｆ二ｗｉ環電
流が増加した分だけ各コンノく一夕の出力電流１１゜Ｉ
２． Ｉ８も増加し無効電流検出値ＩＱを増加させる。
正の値となり、制御補償回路Ｈ（Ｓ）を介してバイアス
信号ｅ（ｒＯを増加させる。この結果、各コンバータの
出力電圧Ｖｌ、 Ｖ２． Ｖ８は、上記バイアス信号ｅ
αＯＣ二比例した分だけ矢印の方向Ｃ二増加し、サイク
ロコンバータの循環電流を増加させる。故ｆ二ｗｉ環電
流が増加した分だけ各コンノく一夕の出力電流１１゜Ｉ
２． Ｉ８も増加し無効電流検出値ＩＱを増加させる。
最終的Ｉ：Ｉｑ＝Ｉｑ”となるよう５二制御され、定常
状態では、ｅａ□−（：）となる。
状態では、ｅａ□−（：）となる。
逆＋二ＩＱ＊＜ＩＱと彦っだ場合、偏差εＱは負の値（
：なり、バイアス信号ｅα０を負の値（−する。この結
果、出力電圧■ｌ、■ｚ、■８は矢印と反対方向（二直
流バイアス電圧を発生し、サイクロコンノく一夕の循環
電流を減少させる。故に、出力電流１１．’２＋ １８
も減少し、ＩＱを減らす。やはりＩＱ ＝ ＩＱ＊とな
って洛ち着く。
：なり、バイアス信号ｅα０を負の値（−する。この結
果、出力電圧■ｌ、■ｚ、■８は矢印と反対方向（二直
流バイアス電圧を発生し、サイクロコンノく一夕の循環
電流を減少させる。故に、出力電流１１．’２＋ １８
も減少し、ＩＱを減らす。やはりＩＱ ＝ ＩＱ＊とな
って洛ち着く。
このように過渡的ｌ二け、ｖ９１Ｎｅａｌ、ｖα２笑”
”２＋Ｖａ８’ｉ ｅα８となるが定常状態では、ｅα
０→００仮定が成り立ち、Ｖ、、ｌ ＝ｅα１．ｙａ２
＝ｅα２＋ｖｔｔ８””ｅαＢとして取扱っても問題な
いものである。
”２＋Ｖａ８’ｉ ｅα８となるが定常状態では、ｅα
０→００仮定が成り立ち、Ｖ、、ｌ ＝ｅα１．ｙａ２
＝ｅα２＋ｖｔｔ８””ｅαＢとして取扱っても問題な
いものである。
また、過渡状態で、ｅａＱによる誤差が発生するが、各
コンバータの点弧位相角α１．α２．α８の正弦波ｓＩ
ｎα１．ｍαＱ ＋ Ｓｉｎα３への影響け、その時の
位相角【二よってまちまちであり、全体的にはキャンセ
ルする方向に働らく。すなわち、例えばｅａＱ ｌ二よ
ってｓｉｒ＋αｌ 、 ｓｆｎα２を増加させるようＣ
二働らいている場合、８石α８は減少させるように働ら
くものである。
コンバータの点弧位相角α１．α２．α８の正弦波ｓＩ
ｎα１．ｍαＱ ＋ Ｓｉｎα３への影響け、その時の
位相角【二よってまちまちであり、全体的にはキャンセ
ルする方向に働らく。すなわち、例えばｅａＱ ｌ二よ
ってｓｉｒ＋αｌ 、 ｓｆｎα２を増加させるようＣ
二働らいている場合、８石α８は減少させるように働ら
くものである。
従って、負荷電流制御回路からの制御入力信号ｅａ１．
ｅα２及びｅα８の値を使って無効電流検出値ＩＱを
めても何ら不合理なところはない。
ｅα２及びｅα８の値を使って無効電流検出値ＩＱを
めても何ら不合理なところはない。
この実施例では、負荷電流の制御を線電流Ｉｕ。
工ｖ、工ｗＣ二対して直接行う方法ｆ二ついて説明した
が、第１図の装置のようじ相電流工□Ｉｂ、Ｉ。を制御
する場合Ｉ：も適用できることは言うまでもない。その
場合、増幅器Ｋｌ 、 Ｋ４ 、 Ｋ３の各出力が前述
の”１ｔ８６２ＩｅαＢに相当する量となる。
が、第１図の装置のようじ相電流工□Ｉｂ、Ｉ。を制御
する場合Ｉ：も適用できることは言うまでもない。その
場合、増幅器Ｋｌ 、 Ｋ４ 、 Ｋ３の各出力が前述
の”１ｔ８６２ＩｅαＢに相当する量となる。
また、交直電力変換器（コンバータ） ８Ｓｌ、 ８８
２゜ｓｓ８は３パルス、６パルス、１２パルスー−−一
一−等その制御パルス数（制御相数ともいう）が種々変
ってもＰ１様に適用できる。
２゜ｓｓ８は３パルス、６パルス、１２パルスー−−一
一−等その制御パルス数（制御相数ともいう）が種々変
ってもＰ１様に適用できる。
［発明の効果コ
以上のようｌ二、本発明の循環電流式三角結線サイクロ
コンバータの制御方法は、受電端の無効電力制御Ｃ二際
し、各コンバータの出力電流値ど位相制御入力信号値を
使って、当該受電端の無効電力量を演算によってめてい
るので、従来の制御方法に比較し、次のような利点を有
する。
コンバータの制御方法は、受電端の無効電力制御Ｃ二際
し、各コンバータの出力電流値ど位相制御入力信号値を
使って、当該受電端の無効電力量を演算によってめてい
るので、従来の制御方法に比較し、次のような利点を有
する。
ａ）従来装置で必要とした、受電端無効電力を検出する
ための、３相電流検出器Ｃ’ｌ’５，３相電圧検出器Ｐ
Ｔｓ及び無効電力演算器ＶＡＲが不要となり、高圧電源
から電力供給を受けるシステムでも容易に適用できるよ
うｆ二なる。
ための、３相電流検出器Ｃ’ｌ’５，３相電圧検出器Ｐ
Ｔｓ及び無効電力演算器ＶＡＲが不要となり、高圧電源
から電力供給を受けるシステムでも容易に適用できるよ
うｆ二なる。
ｂ）前記各コンバータの出力電流値及び位相制御入力信
号値はその脈動分がきわめて小さいので、フィルター回
路等ははとんど必要とせず、当該瞬時値をそのま−２使
うことができる。従って、受電端の無効電力を遅れなく
検出でき、応答性のよい無効電力制御が実現できる。
号値はその脈動分がきわめて小さいので、フィルター回
路等ははとんど必要とせず、当該瞬時値をそのま−２使
うことができる。従って、受電端の無効電力を遅れなく
検出でき、応答性のよい無効電力制御が実現できる。
Ｃ）本発明の無効電力制御には、サイクロコンバータの
循環電流を１０」接的に制御しているが、循環電流その
ものの検出値は用いていない。そのため、従来の制御方
法で必要とされた楯埠電流頂算回路等は不要となり、経
済的疫システムを実現できる。
循環電流を１０」接的に制御しているが、循環電流その
ものの検出値は用いていない。そのため、従来の制御方
法で必要とされた楯埠電流頂算回路等は不要となり、経
済的疫システムを実現できる。
ｄ）また、本発明では循Ｒ１Ｌ流制御のマイナル−ブが
なくなり、制御系の構成の簡略化及び制御応答特性の改
善ができる。
なくなり、制御系の構成の簡略化及び制御応答特性の改
善ができる。
ｅ）以上の結果、サイクロコンバータの受電端の無効電
力制御の応答が良くなり、受電端の無効電力変動（二も
とづく、入力電流の側帯波は発生しなくなり、電源系統
からみて理想的な電力変換装置を構成することができる
。
力制御の応答が良くなり、受電端の無効電力変動（二も
とづく、入力電流の側帯波は発生しなくなり、電源系統
からみて理想的な電力変換装置を構成することができる
。
第１図は従来の三角結線サイクロコンバータ装置の構成
図、第２図は第１図の装置の主回路部の等価回路図、第
３図は第２図の各部波形図、第４図は本発明の循環電流
式三角結線ヤイクロコンバータ装置の実施例を示す構成
図である。 ＢＵ８・・・３相交流電源の電線路 ＣＡＰ・・・進相コンデンサ ＴＲ・・・′電源トラン
スＣＣ・・・３相出力サイクロコンバ一タ本体Ｍ・・・
３相交流電動Ｂ＆（負荷） ｓｓｌ、 ８８２． ＳＳａ・・・交直電力変換器”ｌ
＋ ＬＺ＋ Ｌ８・・・直流リアクトルＣＴ１． ｃ’
ｒ、、、 ｃ’ｒ、、・・・出力電流検出器ＣＬＣ・・
・検出電流変換回路 ＭＬ １ 、 ＭＬ ２ 、 ＭＬ １３・・・乗算器
ＣＱ、 ＣＵ、 ｅＶ、 ＣＷ−比較器Ｈ（Ｓ）、 Ｇ
Ｕ、 Ｇｙ、 Ｇｗ ・・・制御補償回路ＡＩ −Ａ？
・・・加算器 ｃｓｌ、 ｃｓ２． Ｃ８＄・・・余弦／正弦変換器Ｐ
Ｈ１，ＰＨＩ、 ＰＨ９・・・位相制御回路代理人 弁
理士 則 近 斧 佑（ほか１名）第２図 Ｃ Ｐ
図、第２図は第１図の装置の主回路部の等価回路図、第
３図は第２図の各部波形図、第４図は本発明の循環電流
式三角結線ヤイクロコンバータ装置の実施例を示す構成
図である。 ＢＵ８・・・３相交流電源の電線路 ＣＡＰ・・・進相コンデンサ ＴＲ・・・′電源トラン
スＣＣ・・・３相出力サイクロコンバ一タ本体Ｍ・・・
３相交流電動Ｂ＆（負荷） ｓｓｌ、 ８８２． ＳＳａ・・・交直電力変換器”ｌ
＋ ＬＺ＋ Ｌ８・・・直流リアクトルＣＴ１． ｃ’
ｒ、、、 ｃ’ｒ、、・・・出力電流検出器ＣＬＣ・・
・検出電流変換回路 ＭＬ １ 、 ＭＬ ２ 、 ＭＬ １３・・・乗算器
ＣＱ、 ＣＵ、 ｅＶ、 ＣＷ−比較器Ｈ（Ｓ）、 Ｇ
Ｕ、 Ｇｙ、 Ｇｗ ・・・制御補償回路ＡＩ −Ａ？
・・・加算器 ｃｓｌ、 ｃｓ２． Ｃ８＄・・・余弦／正弦変換器Ｐ
Ｈ１，ＰＨＩ、 ＰＨ９・・・位相制御回路代理人 弁
理士 則 近 斧 佑（ほか１名）第２図 Ｃ Ｐ
Claims (2)
- （１）交流電源と３相負荷との間に介在し少なくとも３
台の交直電力変換器（コンバータ）１ユよって三角結線
された循環電流式サイクロコンバータにおいて、負荷電
流制御（二伴なう各コンバータの位相制御入力信号と各
コンバータの出力電流値から、当該サイクロコンバータ
の入力側の無効電力を演算（二よってめ、その値と無効
電力指令値との偏差５二応じた値を前記各コンバータの
位相制御入力信号Ｃ二加え、各コンバータの出力電圧を
制御したことを特徴とする循環電流式三角結線サイクロ
コンバータの制御方法。 - （２）前記サイクロコンバータは受電端Ｃ二進相コンデ
ンサが接続され、当該進相コンデンサがとる進み無効電
力と前記サイクロコンバータがとる遅れ無効電力とがほ
ぼ等しくなるように、前記無効電力指令値を与えたこと
を特徴とする特許請求の範囲第１項記載の循環電流式三
角結線サイクロコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58146555A JPH0748949B2 (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式三角結線サイクロコンバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58146555A JPH0748949B2 (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式三角結線サイクロコンバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6039368A true JPS6039368A (ja) | 1985-03-01 |
| JPH0748949B2 JPH0748949B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=15410312
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58146555A Expired - Lifetime JPH0748949B2 (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式三角結線サイクロコンバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0748949B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0216373A2 (en) * | 1985-09-25 | 1987-04-01 | Hitachi, Ltd. | Induction generator/motor system |
| JP2011223760A (ja) * | 2010-04-12 | 2011-11-04 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56139082A (en) * | 1980-03-29 | 1981-10-30 | Toshiba Corp | Method of controlling reactive power compensation type cyclo-converter |
| JPS5860328A (ja) * | 1981-10-07 | 1983-04-09 | Toshiba Corp | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
-
1983
- 1983-08-12 JP JP58146555A patent/JPH0748949B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56139082A (en) * | 1980-03-29 | 1981-10-30 | Toshiba Corp | Method of controlling reactive power compensation type cyclo-converter |
| JPS5860328A (ja) * | 1981-10-07 | 1983-04-09 | Toshiba Corp | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0216373A2 (en) * | 1985-09-25 | 1987-04-01 | Hitachi, Ltd. | Induction generator/motor system |
| JP2011223760A (ja) * | 2010-04-12 | 2011-11-04 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0748949B2 (ja) | 1995-05-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CA2174684C (en) | Rectifier control system | |
| JPS6039368A (ja) | 循環電流式三角結線サイクロコンバ−タの制御方法 | |
| JPS6399770A (ja) | 循環電流形サイクロコンバ−タの制御方法 | |
| JPH0152992B2 (ja) | ||
| JPS5819169A (ja) | Ｐｗｍ制御変換器の制御方法 | |
| US4674026A (en) | Delta-connected circulating current cycloconverter apparatus | |
| JPH0221220B2 (ja) | ||
| JPH0625951B2 (ja) | 無効電力補償装置 | |
| JPS6039369A (ja) | 三角結線サイクロコンバ−タの負荷電流制御方法 | |
| JPH033467B2 (ja) | ||
| JPH03135389A (ja) | 電圧形インバータの制御方法及びその装置 | |
| JP2523504B2 (ja) | 電力変換器の制御装置 | |
| JP2689434B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPH033469B2 (ja) | ||
| JPH033468B2 (ja) | ||
| JPH0477550B2 (ja) | ||
| JPH0866032A (ja) | サイクロコンバータの制御装置 | |
| SU656175A1 (ru) | Способ управлени электроприводом переменного тока и устройство дл его осуществлени | |
| JP2598635B2 (ja) | 循環電流形サイクロコンバータの制御方法及び制御装置 | |
| JPS6336213B2 (ja) | ||
| JPS63157685A (ja) | 交流電動機の制御装置 | |
| JPS6347058B2 (ja) | ||
| JPH0789715B2 (ja) | 無効電力補償装置 | |
| JPS6155343B2 (ja) | ||
| JPS62268364A (ja) | 多相サイクロコンバ−タの出力電圧制御装置 |