JPS5860328A - 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は・延源側から見た基本波力率を指令値に合わせ
て自由に制御する無効電力制御形サイクロコンバータ装
置に関するものである。

サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を他の異な
る周波数の交流電力に直接変換する装置であるが、その
構成素子たるサイリスタを１源電圧によって転流させる
ため、電源から多くの無効電力をとる欠点がある。また
、その無効電力は負荷側の周波数に同期して常に変動し
ている。このため電源系統設備の容量を増大させるだけ
でなく無効電力変動により同一系統に接続された電気機
器に種々の悪影響を及ぼしている。

このようなサイクロコンバータの無効゛―カの変動を補
償する装置として従来当該サイクロコンバータの受’Ｈ
Ｌ　ＱＦ４に無効電力補償装置を接続していた。

この無効電力補償装置は、無効・−力の変動を補償する
ものであるから制御の応答速度が高くなければならず、
サイリスク等の半導体素子で構成されており高価なもの
である。

第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバータ装置
の構成図である。図中、ＣＣは循壌寛流式すイグロコン
バータ本体、８８−Ｐｉび８８−Ｎはその正群及び負群
コンバータ’、Ｌｏｌ　ｒびＬｏ、は中間タップ付直流
リアクトル、ＬＯＡＤ　は負荷である。

また、ＴＲは電源トランス、ＣはΔ又は入接続された進
相コンデンサ、ＢＵＳは３相電線路である。

制御回路としては、受電端の３相交流域流を検出する変
流器０Ｔ５ｘ３相交流電圧を検出する変成器ＰＴ、無効
電力演算器■山、制御補償回路Ｈ（８）、正群コンバー
タ５ｓ−ｐ　の出力電流Ｔｐを検出す、る変流器ＯＴｐ
　、負群コンバータ８８−Ｎの出力電流ＩＮを検出する
変流器ＯＴＮ　、加算器Ａ、〜＾、演算増幅器ＫＯ−Ｋ
、、比較器０．〜０８、絶対値回路ＡＢＳ及び位相制御
回路ＰＨ−Ｐ、　ＰＨ−Ｎが用いられる。

加算器ＡＢによってＴＰ−ＩＭ＋＝ＴＬを求める。これ
が負荷電流′の検出値である。また、加算器＾、Ａ！と
絶対値回路Ａｌａｓ及び増幅器ＫｏＣＭ倍）によって次
の演算を行なう。

ｒｏ　＝　（ＩＦ　＋　ＴＮ　−ＩＩｈｌ）／１２　　
　　　　　　・・・・・　（すこれが循環電流の検出値
である。

まず、負荷１流制御の動作を説明する。

負荷電流指令■Ｌ　　と実際に流れる負荷電流の検出値
Ｉｔ、を比較し、その偏差ｅ８に比例した電圧をサイク
ロコンバータから発生するように位相制御回路ＰＨ−Ｐ
、　ＰＨ−Ｎを制御する。ＰＨ−Ｐ　の出方位相αｒ　
に対してＰＨ−Ｎの出力位相αＮはαＭ＝１８００−α
Ｐの関係を保つように増幅器に、から反転増幅器−４を
介してＰＨ−Ｎ　に入力される。

すなわち、正群コンバータ５ｓ−ｐ　の出カ′−圧Ｖｐ
及び負群コンバータの出力電圧ＶＷ　次式で示されるよ
うに負荷端子でつり合った状態で通常の運転が行なわれ
る。

Ｖｐ−ｋｖ−Ｖｓ−ＣｏｇαＦ　　　　　　　−＝−＋
２１Ｖｉｒ　　ｘ　　ｋｖ−Ｖｓ、　　Ｃ０８（！Ｍ＝
　ｋｖ−Ｖｓ−Ｃｏｇ　（１８０°−αＰ）＝−ｖｌ　
　　　　　　　　　　　　・・・・・　（３）ただし、
■３は電源電圧、ｋｖは比例定数である。負荷電流指令
ＴＬを正弦波状に変化させるとそれに応じて偏差Ｃ３も
変化し、負荷に正弦波電流Ｔｒ、が流れるように前記α
Ｐ及び１α舅が制御される。この通常の運転では正群コ
ンバータ５ｓ−ｐ　の出力電圧と負群コンバータ８８−
Ｎ　の出力電圧は等しくつり合っているため循環域流れ
′はｉとんど流れない。

次に循環−流制御の動作を説明する。電源端子には電流
検出器ＯＴｓ及び電圧検出器ＰＴが設置され、無効電力
演算器”ＶＡＲによってその無効電力Ｑが演算される。

無効電力の指令値ｑは通常零に設定され、比較器ＣＩに
よって偏差’１−Ｑ”　　Ｑが発生させられる。制御補
償回路Ｈ（８）は定常偏差ｇ、を零にするため通常積分
要素が使われ、その出力■ｒが循環電流■。の指令値と
なる。比較器へによって偏差’！　＝Ｔ：　　”。をと
り、増幅器に１を介して加算器氏及びＡ、に入力する。

従って、Ｐ）ｌ−Ｐ　及びＰＨ−Ｎへの入力ｃ４及びり
は各々次のようになる。ただし、Ｋｓ　＝−１とする。

’４　＝　Ｋｓ　・’ｓ　＋　Ｋｔ−’ｔ　　　　　　
・・・”・（４１ｇ、＝−に、−ε、＋に、−８２・ｌ
Φｅ＠（５）故に、αＭ＝１８０８−αＰの関係はくず
れ、Ｋ！・６、に比例した分だけ正群コンバータ５ｓ−
ｐ　の出力電圧Ｖｐと負群コンノ＜−夕８Ｂ−Ｈの出力
電圧■輩とが不平衡になる。その差電圧が直流リアクト
ルＬｏ、及びＬｏ、　　に印加され、循環電流Ｔ。が流
れる。

Ｔｏが指令値Ｔ：より流れすぎればｈが減少して上記差
電圧を小さくする。結果的にはＴｏはＩ：になるように
制御される。

無効電力Ｑが進みの場合、ｔ、＝　Ｑ”−Ｑ　＝−Ｑは
正となり、■：を増加させサイクロコンバータノ遅れ無
効電流を大きくする。最終的にはＱ＝Ｑ”（＝０）にな
るように循環電流■。が制御される。

逆にＱが遅れの場合、Ｃ１＜Ｏとなり、■：を減少させ
同じくＱ＝０になるようにＴｏを制御している。

このようにして受電端の無効電力が零、すなわち基本波
力率を１に保持することができる。

第２図は第１図のサイクロコンバータの受電端の電圧電
流ベクトル図を示すもので、Ｖｓは電源電圧、Ｔｃａｐ
　は進相コンデンサＣの′−流、ｌ５ｓｐ　は正群コン
バータ入力電流、Ｔａ２Ｎ　　は負群コンバータ入力電
流、Ｉｏａはサイクロコンバータ人カー流、ｈムＣ丁は
Ｉｃａの無効電流分、Ｉｓは電源電流である。

このベクトル図は負荷′１流が刻々と変化しているある
時点をとらえて描いたもので、電流ｌ５ｓｐ　。

ｌ８８Ｍ　及び位相角αｒ、αＭ　”（７）値は刻々と
変わっていくものである。

前述の無効゛−力制御（Ｑ”＝０）を行なうと、？：ｃ
ａｐ　＝　ｌｍ１ｏＴ　　になるように循環電流Ｉ０が
制御されるが、そのＴＲＩＣＡＯＴ　　は次のように与
えられる。

ただし、αＮ崎１８ｏ０−αＰ　とする。

ＩＲＫＡＯＴ　＝＝　Ｔｓｓｐ−ＳｉｎαＰ　＋ｌ８Ｅ
ＩＮ　−ｇｉｒｔαＮ＝　（ｌ５ｓｐ　＋　Ｉｓａｍ　
）　、　ｓｉｎαＰ＝に、（Ｔｐ　＋　　ＩＮ　　）　
−ｓｉｎαＰ＝　ｋｔ　（２−Ｔ０＋１ＩＬｌ　）　・
、ｓｉｎαＰ−・−（６１ここで、ｋｌはコンバータの
変換定数である。従って、Ｑ＝Ｏ，すなわちＩｃａｐ　
＝　Ｉ！ＬＩＡＯＴとなるように制御した時、循環′電
流りは次式を満足している。

以上のようにして従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータは外部に特別な無効電力補償装置を設置することな
く受ｉｔ端の基本波力率を１に保持することができる。

しかし、無効電力を制御するために循環電流を流す必要
があり、そのためには止弁コンバータｓｓ　−ｐ　　と
負群コンバータ８８−Ｎ　ｄｊ必ず対になつ、ｌて構成
されなければならない。従って、通常３相交流によって
駆動される鰐導機や同期機に当該サイクロコンバータを
用いるには、交直電力変換器（コンバータ）を少なくと
も６台必要とするため、主回路構成はもちろんのことそ
れに付順する制御回路構成も・複雑となり、高価なもの
となる欠点があった。

本発明は以上番ζ鑑みてなされたもので、主回路構成が
簡単で、しかも外部に特別な無効電力補償装置を附加す
ることなく、受ｉｉｔ端の無効電力変動をなくした無効
電力制御形サイクロコンバータ装置を提供することを目
的とする。

第３図は本発明の無効電力制御形サイクロコンバータ装
置の実施例を示す構成図である。

図中、ＢＵｓは３相交ｆｉ電源の電線路、ＣはΔ又はΔ
接続された進相コンデンサ、ＴＲは電源トランス、ＣＣ
は３相出力サイクロコンバータ本体、Ｍは３相交流電動
機である。サイクロコンバータ本体ｃａは３台の交ａｔ
カ変換ｉ　８８．．８８．．８８３＆び中間タップ付直
流リアクトルＬｓ　−Ｌｔ　’、　Ｌｓとから構成され
ている。電力変換器（１コンパｉ゛夕）　ＳＳ、。

８８２、　ＳＳ、の交流入力側は電源トランスＴＲによ
って絶縁されており、直流側は一方向の循環電流が流れ
るように直流リアクトルＬ、　、Ｌ、　、Ｌ、を介して
Δ接続されている。いわゆる三角形循環電流式サイクロ
コンバータを構成している。直流リアクトルＬ１．Ｌ、
　、Ｌ、の中間タップが３相変ａｎ電動機Ｍの３相巻線
に接続されている。

一方、制御回路としては受電端の３相交流電流を検出す
る変流器ＯＴ８，３相交流電圧を検出する変成器ＦＴ、
無効・１力演算器■山、制御補償回路Ｈ（８）、無効電
力設定器ＶＢ、比較器ＯＱｅ　ａ、　、　Ｏ，。

０、　、Ｏ，、加算器Ａ、　、Ａ、　、ＡＪ、演算増幅
器に０．に、。

Ｋ雪、に３、位相制御回路ＰＨ，、ＰＨ，、ＰＨ，及び
負荷電流検出器ＧＴ■、αｖ、　（ＥＴｗが用いられる
。

まず、３相交流・−動機Ｍに供給する電流Ｉσ、　Ｔｖ
。

ＴＶ　の制御動作を説明する。

第４図はサイクロコンバータＣＣ（！：ｉＩｃ動機Ｍの
等価回路を示すもので、電動機ＭはΔ結線されているも
のと仮定する。Ｖ、　、　Ｖ、　、　Ｖ、　　はコンバ
ータｓｓ、　、ｓｓ！及１びＳＳ、の出力電圧で正及び
負の値をとりうる。しかし、各コンバータの出力電流ｒ
、、■；。

Ｔｓは一定方向の電流しが流れない。電動機ＭはΔ結線
されており、その各々の巻線をＭ３．　Ｍｂ、　Ｍｅと
している。なお、￥が人結線されていても等価的にはΔ
結線におきかえることができることは周知の通りである
。各々の巻線に流れる電流Ｉａ、　ＩｂＴｃ　を図示の
方向にとり、線′電流Ｉσ、　Ｉｖ、　Ｔｗ　　との関
係式を求めると次のようになる。

Ｔａ　＝　（ＩＵ　−Ｔｖ　）　／　３　　　　　　＝
−−−・＋８１Ｔｂ　＝　（Ｉｖ　−Ｔｗ　）　／　３
　　　　−−−−　　（９）Ｉｃ　＝（Ｔｗ−Ｉｔｒ）
／３　　　　　　・・・・・・　ｅｌＧなお、Ｉｖ、　
Ｔｖ、　Ｉ−及びＩａ；　Ｔｂ、　ＩＣは平衡した３相
正弦波電流として取扱っている。

第５図は第４図の各部波形図を示すものである。

ｍ’を流Ｉｎ、　Ｉｖ、　Ｉｔ　に対して相試流Ｉ２．
　Ｉｂ、　Ｉｃは王妃（８）　、　（９）　、０１式を
満足している。コンバータｓｓ１．　ｓｓ、及び８８．
の出力域流Ｔ、、　Ｔ、、　Ｔ、　　は負方向Ｉこは流
れ得ないので、線電流ＩＵ、　Ｔｖ、　Ｔｗ　　の値に
よって図示のように変化する。１−１これは次の３・う
のモードに分けて考えること示゛できる。

モー１／Ｉ：ＩＴ≦０．ＴＶ＞０ このときは、Ｓ８２の出力電流Ｉ、は零となる。故にＴ
、＝　−Ｉｖ、　Ｔｓ＝：　Ｔｗ　　カｆｉれる。

モードｉ　：　ＩＷ＜：０　、　Ｉａ〉０このときは、
ＳＳ３の出力電流■、は零となる。故にＴ、：　ＴＵ、
　Ｔ、＝　−Ｔｗ　　が流れる。

モードｍ　：　ｂｒ＜０　、　Ｔｖ〉０このときは、Ｓ
Ｓ、の出力電流■ｌは零となる。故にＩ、＝Ｔｖ、Ｔｓ
＝−ＴＵカ流れる。

第°４図の等価回路からもわかるように、各コンバータ
の出力′−圧が３相平衡状態にあるときｌこは次の電圧
方程式が成り立つ。ただし、電動機Ｍの巻線Ｍａ、　Ｍ
ｂ、　Ｍｃ　の抵抗をＲＢ、　Ｒｂ、　Ｒｃ　Ｘインダ
クタンスをＬａ、　Ｌｂ、　Ｌｃ　　として、逆、ｓｉ
ｔ力をＨａ、Ｅｂ。

ＥＣとする。またｐ　＝　ｄ／ｄｔ　　は微分演算子で
ある。

Ｖ、＝　（Ｒａ　＋　Ｌａ　ｐ　）−’Ｉａ　＋　Ｔｈ
ａ　　　　・−・−（ＬυＶ、＝　（Ｒｂ　十Ｌｂ　ｐ
　）−Ｉｂ　−ｍｏｂ　　　　・、、、、　　ｇ３Ｖ、
＝　（Ｒｃ　十Ｌｃ　ｐ　）−Ｉｃ　＋　ｇｃ　　　　
・・・・・α４従って、電流Ｉａ　　を制御するには鳩
を変えてやることにより、又電流Ｉｂ及びＩｃを制御す
るにはへ及びηを変えてやることにより各々行なうこと
ができる。

第３図の装置にもどり、上記相’ａｔ流Ｔａ、　Ｔｂ、
　Ｔｃの制御動作を説明する。

一電流検出器（７ｒｕ、　ＯＴｖ、　ＣｆｒＷ　ニヨリ
、線［Ｒ”。

Ｔｖ、　Ｔｗ　　を検出し、（８）　、　（９）　、　
０１式の演算を行なうことにより、相電流検出値Ｔａ、
　Ｔｂ、　Ｔｃ　を求める。

それらを比較器Ｑ　、　Ｏｘ　、　Ｏｓ　　に入力し、
相電流指令＊＊＊ 値１ａ、　Ｔｂ、　ＩＣと比較する。各々の偏差ε、＝
■ａ−Ｔａ、　ｇｔ＝＝　Ｔｂ　−Ｔｂ、　ｇ３＝　Ｉ
ｃ　−Ｉｃを増幅器に１゜Ｋ、、に、　　で増幅し、位
相制御回路Ｐ）（１，ＰＨ，及び２式に各々入力する。

例えば、Ｔａ（Ｔａの場合、ε、・Ｋが増大してコンバ
ータＳＳ、の出力電圧Ｖ、を増加させ、αυ式で示され
る相電流ｉ龜を増加させる。最終的にＴａ＝Ｔａになる
ように制御される。逆にＴＢ　）　Ｉｇの場合にはぼ１
・Ｋ、が減少しｖ８が減って、Ｔａを減少させやはりＩ
ａ　＝　Ｉａ　　に制御される。

同様にＴｂ　＝＝　Ｉｇ、　Ｔｃ：　に一になるように
制御される。

Ｔａ　、　Ｔｂ　、　Ｔｃ　　が＄５図に示されるよう
に３相平衡正弦波電流として制御されれば、当然電動機
Ｍの入力電流たる線電流Ｔｔｒ、　Ｔｖ、　ＴＶ　　も
第５図の波形のように３相平衡正弦波電流となる０ 次に受′一端の無効′−カの制御動作を説明する。

電源端子には電流検出器αＳ及び電圧検却器ＰＴが設置
され、無効電力演算器ＶＡＦＬによってその無効電力Ｑ
が演算される。無効電力の指令値Ｑは通常零に設定され
、比較器ＯＱによって偏差（Ｑ＋＝Ｑ−Ｑが発生させら
れる。制御補償回路Ｈ（８）は定常偏差εＱを零にする
ため通常積分要素が使われ、その出力Ｔ：が循ｖｔ、％
流■。の指令値となる。比較器Ｏｏによって偏差ε。＝
Ｔｘ−一　をとり、増幅器Ｋ。

を介して加算器４．　Ａ、、　Ａ４に入力する。従って
、位相制御回路ＰＨ１，ＰＩ（、、ＰＨｓの入力ε４．
ε３．ε６は次のようになる。

６４＝　εｔ＠　　Ｋ、＋　　ｇｏｓ　　ＫＯ・Ｉｌ−
・　α４εラーε＝・Ｋ、＋ε０．　Ｋｏ、−−−−（
ｉｓｇ、　＝　＃、　−Ｋｇ　＋　ｔｏ−Ｋｏ　　　　
　　　””’　（’ｅ従って、各コンバータの出力電圧
ｙ、、ｖ、、ｖ、は上記εｏ−ＫＯの分だけ直流バイア
スされた形で大きくなり、直流リアク゛トルＬ、、　Ｌ
２．　Ｌ、　　を介して循環ｉｌｌ　Ｉｔ　Ｔｏ　　が
流れる。

循環電流■。がその指令値Ｉ０　　より大きくなると１
゜”　Ｉｏ　　Ｔｏ　カ負トナリ、ｖ、、　ｖ、　、　
ｖ、　　は前述とは逆方向に直流バイアスされて、Ｉｏ
を減少させる。

最終的にＴ、　：　Ｔ：になるように制御されて、上記
直流バイアス電圧は直流リアクトルＬｌ　、　ｋ　、　
Ｌｓの抵抗分が十分小さければ、はとんど零に近くなっ
て落ち着く。

Ｔ、＝Ｉ？の定常状態では各コンバータの出力％圧Ｖ１
．Ｖ、、Ｖ、　　は平衡しておりＶ−＋　Ｖ、＋Ｖ、　
　＝　ｏ　　　　　　　　　・・・・・　住ηとなる。

従って、コンバータｓｓ１．ｓｓ、及び５ＳＩＩの点弧
位相角α５．α、及びα３　は次の関係式を満足してい
る。

ｃｏｓα鵞＋ｅ０８α１＋ｃｏＳα３＝０　　　　・・
・・・回合コンバータの入力電流をＴｓｓ、、　Ｉｓｓ
、、　Ｔｓｓ、　　とした場合、それらの有効電流分■
Ｐｌ　、ｒ、＋、　、ＩＰ、及び無効電流分ＩｑＩ　Ｉ
Ｔｑ！　＊Ｉｑｓは次９ようになる。

ＴＰ１＝　Ｔｓｓ、　−ｃｏｓα、＝＝　ｋ−Ｉ’ｌ　
ｃｏｓαＩ　　　　”””　　α■ＩＰ、＝　Ｔｓｓ、
　−ｃｏｓα、　＝　ｋ　−１；　ｃｏｓα、　　　　
・・・・−ｍＩＦ、：　　Ｔａ２．−　　　ｃｏｓα３
＝　　ｋ−Ｉ；　ｃｏｓαｓ　　　　　　　　　・・”
”　　　　しυＴｑ、＝：　　Ｔａ８．　　・　　Ｓｉ
ｎα、＝　　ｋ、Ｉ’、　　ｓｉｎα１　　　　　　　
　　・・・・・　　　Ｑ４Ｉｑ、＝　Ｔｓｓ、　−ｓｉ
ｎα、＝＝　ｋ−Ｉ；　ｓｉｎα、　　　・・・・・　
（ハ）Ｔｑ、＝＝　　Ｔａ２．　Ｈｓｔｎα、＝＝　　
ｋ−ｘ；　ｓｉｎα１　　　　　　　　　・・・・・　
　　　３荀−ここで％　ＴＩ　Ｉ’ｍ　Ｉ’ｍは循環電
流Ｉ０を含む各コンバータの出力′電流で、次のように
与えられる。

Ｉ；＝工、−）−Ｔｏ　　　　　　　　　　　・・・・
・　（ハ）も二Ｉ鵞＋ＴＯ・・・・・　（イ） Ｔｔ　＝　　　Ｉ３　＋　　１．　　　　　　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　・・・・・　　　３
η従って、サイクロコンバータ全体の入力電流ＩｃＣの
有効分子ｐｏと無効分ＩＱＯはＴＰＯ＝　ＩＰ、　−１
−Ｉｐ、＋　Ｔｐ。

＝　ｋ（ＩＩ　ｃｏｓαｌ＋ＴｌｃＯ８α！”ｌ３ＣＯ
８α１＋、Ｉｏ（ｃｏｓα１＋ｃｏｓα、＋ｃｏｓα、
））−＝　ｋ（ｒ１ＣＯ８α１＋Ｔ、ｃｏｓα１＋ｌ３
ｃｏｓαｓ）・・・（支）及び ＩＱＯ＝　Ｔｑｌ　＋Ｔｑｔ　＋Ｔｑｓ＝　ｋ（工ｔ　
ｓｉｎα、＋Ｔ、ｓｉｎα、＋Ｉ、ｓｉｎα８＋ｌ０（
ｓｉｎα、＋ｓｉｎα、＋ｓｉｎαｓ　））　””＠と
なる。すなわち循環電流Ｉ０を流すことにより、有効分
子ＰＯには変化はなく、無効分ＩＱｏだけを増加させる
ことができる。

当該サイクロコンバータの遅れ無効電流ＴＱＯと受電端
に接続した進相コンデンサＣの進み無効電流１ｃ　ａｐ
　　とがちょうど等しくなるように循４％流Ｉ０を制御
することにより受電端の基本波力率を１に保持すること
ができる。

すなわち受電端の無効電力の検出値Ｑがその指令値Ｑ”
、ｌ：り小さいときは、εｑ＝７−Ｑは正の値となり制
御補償回路Ｈ（ｌｉ）を介した循環電流の指令値■ｒ　
が増加する。故に、上記四式のＴｑｏが増加し、Ｑも増
加する。最終的にＱ＝げになったところで落ち着く。逆
に、Ｑ＞ｃｒとなったときはεＱ〈Ｏとなり、Ｉ：を減
少させて、やはりＱ＝＜ｔになるように制御される。指
令値ｑを零に設定すればＱ＝０となって、受電端の基本
波力率は１に制御される。

第６図は第３図の装置に循環電流Ｉ０が流れている場合
のタイムチャートを示すもので％　”１はコンバータｓ
ｓ、の出力を流、ＳＯｌ、Ｓへ、　ＳＧ、は各々線電流
ＴＵ、　Ｉｖ、　Ｉｙ　の正又は負の状態を示す状態図
、８Ｗ、、ＳＷ２．　ＳＷ、　　は上記８Ｇ１．　ＳＯ
ｌ、　ＳＧ、の論理出力を表わしている。

第７図は循環電流Ｊ０を検出するための具体的実施例を
示す回路図である。ＯＡは反転の演算増幅器で、利得は
１となっている。アナログスイッチＡｓは３つのスイッ
チ渦、　ｇ、　ｓｗ、からなっており、第６図の動作モ
ードに示された論理出力ＳＷ、。

ｓｗ、　、　ｓｗｓ　　によってオン、オフされる。

第６図において、コンバータＳ８１の出力電流式は、線
区流ＴＵ、　Ｉｖ　　によって決定される電流Ｉ饋循＠
電流Ｉ０の和の値となる。第５図でも説明したように、
当該゛電流１１は次の３つのモードζこ分けられる。

■　Ｔｗ≦ＯＴＵ≧０　のとき　Ｔ、＝＝Ｔｔｒ■　Ｔ
Ｕ≦ＯｒＶ〉ｏ　　のとき　Ｔ１＝０■　Ｉｖ　（Ｑ　
　Ｔｗ　）　０　　のとき　■１＝＝　−Ｔｖ信号ＳＯ
１をＴｔｒ≧ｏ、８（％をＩｖ　）　０　＊　ＳＧｓを
Ｉｖ）０として、次の論理演算を行なうこと（こよって
上記３つの動作モード信号路、　渦、　ｓｗ３　　が得
られる。

■　謂、信号＝：　ＳＧ１・迅 ■　隅信号＝Ｓ鳴・８Ｇ。

■　渦信号：　ＳＧ、・ＳＧ。

従って、第７図のアナログスイッチＡｓの３つのスイッ
チｓｗ１．　渦彊焉　　の各々の入力に、線電流Ｔｖの
検出値、零電圧及び線電流１ｖの検出値の反転値を接続
し、上記信号ｓｗ１．　ｓｗ、　、　ｓｗ３　　に応じ
てオン・オフさせること、により、循環電流■。が流れ
ないときのコンバータＳＳ１の出力′−流ＴＩが求めら
れる。実際のコンバータＳＳ１の出力′電流Ｉ；η）ら
上記演算によって求めた電流■１を差し引くことにより
循環電流■。が求められる。

このようにして検出された循環電流■。を第３図の実施
例で示した如く無効電力制御系のマイナーループとして
直接制御する方法を説明したが、この循環電流１ｏの検
出を省略し、間接的に当該循環電流Ｔ、を制御する一方
法もある。すなわち第３図の比較器へ及び演算増幅器狗
をなくシ、制御補償回路Ｈ（Ｓｌの出力信号Ｔ其この場
合循環電流の指令値ではない）を直接加算器Ａ□、Ａ、
、ＡＪ　　に入力してやるのである。すると、Ｑ＞ｃｒ
の場合、Ｔ：＝ｅｃＬ・Ｈ（８）が増加し、位相制御回
路ＰＨ０，ＰＨ，、ＰＨ３の入力は各々 ε４＝ε、・Ｋ１　　＋εＱ−Ｈ（Ｓ）　　　　　・・
・・・　（至）６５＝ε！・Ｋ２　　＋εＱ　−Ｈ（８
）　　　　　・・・・・　Ｇ３１）ξ、＝６．・Ｋ、＋
εＱ　−Ｈ（Ｓ）　　　　　・・・・・　（至）となっ
て、εｑ−Ｈａｓ）の分だけ各コンバータの出力電圧Ｖ
１．Ｖ２．Ｖ、　　を同一方向に増大させて循環電流Ｔ
、を増やす。その結果、遅れ無効電力が増加し、Ｑ＝Ｑ
”（！：なる方向に制御される。Ｑ＜Ｑ”の場合はＴ、
”＝　６Ｑ、ｌ−１８）が減少し、Ｔｏを減少させやは
りＱ＝Ｑ”になる上うに制御される。この場合、循環電
流Ｔ。

の値は検出されていないので観測することはできないが
一１Ｑ　＝　Ｑ”＝　Ｏの制御が行なわれているをきを
とらえると、（至）式にＴＱＯ＝　ＩＣａｐ　を代入し
、を満足する循環゛ｌ１ｌｔ流りが流れている。すなわ
ち、間接的にＴｏが制御されているのである。

以上の如く、本発明の無効電力制御形サイクロコンバー
タは主回路構成が簡単で、しかも従来必要とされた無効
電力補償装置を外部に設けることな、く１受電端の無効
電力変動をなくすることができ、さらには一定の進み無
効電力をとる進相コンデンサと組合せて、受電端の基本
波力率を常に１に保持することもできる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバータ製置
の構成図、第２図はその動作を説明するための入力側電
圧、電流ベクトル図、第３図は本発明の無効電力制御形
サイクロコンバータ装置の実施例を示す構成図、第４図
は第３図の主回路の簡略等価回路り、第５図は第４図の
各部電流波形図、第６図は循環電流を検出するための動
作を説明するタイムチャート図、第７図は循ｆｉ電流検
出器の具体的回路図を各々示すものである。 ＢＵｓ、、、　３相電源電線路、Ｃ・・・進相コンデシ
サＴＲ・・・電源トランス （３Ｃ，、、サイクロコンバータ本体 Ｍ・・・・３相交流電動機負荷 ８８１．８８２．ＳＳｇ　＋＋＋　％力変換器（コン、
イータ）Ｌｌ　＋　Ｌｔ　＋　Ｌ３　　・・・・直流リ
アクトルＯＴ、・・・３相交流変流器、ＰＴ・・・３相
交流変成器ごσ、　（７ｒＶ、　Ｇ７１’ｗ・・・負荷
電流検出器ＶＡＲ・・・無効電力演算器、秋Ｓ）・・・
制御補償回路■い・・無効′磁力設定器。 視、に１．へｗＫ４・・・　演算増幅器ＯＣＬ、　０．
、Ｏ，、Ｏ，、Ｏ，、、、比　較　器ＡＩ、Ａ、、Ａ３
・・・・・・加　算　器ＰＨ１，ＰＨ，、ＰＨ，、、−
位相制御回路。 （７３１７）代理人　弁理士　則　近　憲　佑（ばか１
名）第２図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 受電端に接続した進相コンデンサと、交流側が電源トラ
   ンスによって絶縁され、直流側が一方向の循環電流が流
   れるように構成された少なく六も３台の交直電力変換器
   （コンバータ）と、当該コンバータ間に接続された中間
   タップ付直流リアクトルと、前記コンバータの点弧位相
   を制御する位相制御回路と、受１端の無効電力を検出す
   る手段と、轟該受・４端の無効電力を制御するため前記
   循環電流を制御する手段と、前記直流リアクトルの中間
   タップに接続された多相負荷に供給すべき電流を制御す
   る手段とからなる無効電力制御形サイクロコンバータ装
   置。