CN101689811B - 谐振功率转换器的待机操作 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种在待机模式下操作谐振电源的方法，其中，该电源的切换周期比谐振周期长。功率转换器在一个谐振周期的一个主要部分以正常模式工作。通过使用谐振电流来启用软切换，使得尽管切换周期延伸超过谐振周期，也保持有效操作，这是有益的，并且在更有益的是将谐振电流倾注到负载。本发明还公开了调节输出功率的控制方法。

Description

谐振功率转换器的待机操作
技术领域
本发明涉及一种电源，尤其是，本发明涉及一种谐振型直流-直流功率转换器的待机模式操作。
本发明尤其涉及需要正常水平的功率以及待机模式下使用的较低水平的功率的设备。这种设备的例子是诸如计算机、电视机等消费电子设备。
背景技术
用于消费应用的功率转换器在它们的相对大部分的使用寿命中在待机条件下以部分负载工作。在以这种操作模式工作时，期望的是以从主电源提取传统情况下尽可能低水平的功率。因此，期望的是使用针对电源的功率转换器设计，所述功率转换器不但在全负载情况下以高效率工作，而且在部分负载的情况下尤其是在低待机模式下以高效率工作。
在操作的标称“无负载”情况下工作的电源至少需要对小功率电平进行转换以提供给其自身的电路，诸如IC、电阻决策器、和光耦合器。在500mW(毫瓦)的输出功率下小于例如300mW的“无负载”输入功率和小于1W的输入功率正作为标准需求变得越来越普遍。
对于在全负载情况下大于近似100W(瓦特)的功率，谐振LLC拓扑由于其高效率和小体积/高功率密度是令人感兴趣的，并且被普遍采用。然而，谐振LLC拓扑的主要缺点之一是在低负载操作(当在最普遍的操作模式下，即，使用50％的占空比操作时)的情况下其效率相对低。该操作模式下的损耗可能是待机功率的几倍。
在低负载条件下操作谐振电源的第二模式是使用“突发模式”操作。在此情况下，谐振电源被周期性地完全关闭。在开启谐振电源的同时，不能避免硬切换。而且，需要大输出滤波器来有效使用突发模式操作。
在NXP股份有限公司的专利申请公开WO 2005/112238A2中提出了一种替代方案。该公开披露了一种方法，其中，两个控制开关的定时为使得高压侧开关(HSS)在一个短时间段内导通，在该短时间段期间，初级电流提高到一定水平并且在变压器中建立磁化能量。在该时间段期间，传送了输出电流的大部分。在该时间段的结束，HSS断开，并且低压侧开关(LSS)在该时刻不久之后(如本领域技术人员所公知的，诸如有利于LSS的软导通的时间段的持续时间)导通。输出电流快速降低到0。磁化电流开始在谐振电路中谐振，该谐振电路由谐振电容器、漏电感和磁化电感串联来限定。在与磁化电流的第N个负最大值相对应的时刻，LLS断开。N的值通常具有从0到数百。在由磁化电流对半桥负载充电并且为HSS提供了软导通的时刻，为下一HSS导通时间段做好准备。
有利的是，该方法使得显著降低由于磁化电流导致的磁芯损耗成为可能，这是由于这些损耗对于非常低的占空比来说或多或少地与导通时间成比例。由于磁化电流的幅度比标准的50％占空比操作模式的磁化电流的幅度小很多，因此这些损耗被显著降低。随着磁化电流被有利地用于对半桥节点充电，切换损耗被进一步降低。
然而，在非常低的功率水平上，该方法带来的益处被减小了：首先，在越来越低的功率水平下，在LSS被断开以重新开始切换周期之前跳过了越来越多的谐振周期。这是因为每一切换周期的能量是恒定的，从而减小了功率，每一切换周期的时间必须增多。但是，随着初级侧谐振电路中谐振电流谐振，会出现导致谐振阻尼的一些泄漏。然而，为了保持软切换的能力，在切换周期的结束时刻(即，当电流被用于促进软切换时的时刻)，某个最小水平的磁化电流必须仍然驻留在谐振电路中。因此，为了允许在切换周期较长时出现增大的阻尼，紧接在HSS断开时刻之后的磁化电流的值应该提高。这将导致较大的磁芯损耗，这是因为这些损耗与提高到功率2.3的磁化电流的幅度成比例。因此，清楚的是，随着功率进一步降低，将存在由于阻尼而产生的损耗超过了通过软切换而避免的切换损耗的时刻。在实际方案中，将在切换损耗和磁化电流损耗之间找到折衷。因此，在实践中，在比全负载的1％低的功率水平下，LLC转换器的效率可降低到大约50％至60％或更低。
在该模式下操作功率转换器的第二个缺点是其对输入电压变化的灵敏度，这是因为在HSS导通周期期间，直接传递到负载的电流与在磁化电感器中建立的电流的比随着电压降低而降低。这会导致对于输入电压应降低到其标称值的大约75％以下的负载来说根本没有功率被转换的情况，。需要附加的电路来克服该缺点，随之而来的是效率进一步降低并且与附加的电路相关的成本提高。
因此，继续需要对LLC谐振功率转换器的操作的改进的方法。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种在低负载条件下操作谐振功率转换器的方法，功率转换器包括初级侧电路、变压器和次级侧电路，初级侧电路包括第一开关、第二开关和电容器(Cr)并且具有由电容器(Cr)和变压器的初级串联电感器(Ls)确定的谐振周期，该方法包括连续步骤：在比谐振周期的四分之一长的第一子周期的开始时闭合第一开关；在第一子周期的结束和第二子周期的开始时打开第一开关；在第一死区时间(dead time)之后闭合第二开关；以及在领先于第一子周期的开始一个第二死区时间的时刻打开第二开关，第一子周期和第二子周期一起限定了大于谐振周期的功率转换器的切换周期。优选的是，切换周期大于进一步的谐振周期，其中进一步的谐振周期由电容器(Cr)的电容、变压器的初级串联电感(Ls)和变压器的磁化电感(Lm)确定。
方便地是，就像传统上被用于谐振功率转换器中那样，第一开关被用作高压侧开关，并且第二开关被用作低压侧开关；然而，可选地，第一开关被用作低压侧开关，并且第二开关被用作高压侧开关。
优选地，在次级侧电路中的输出电流脉冲经过了一个峰值之后，并且更优选地，在该输出电流脉冲完成了第一个半正弦周期之后，打开第一开关以结束第一子周期。这带来了降低磁化损耗的优点。
有利的是，在与第一个半正弦周期相对应的输出电流脉冲等于紧接在第一输出电流脉冲之后的第二输出电流脉冲的时刻，打开第一开关以结束第一子周期。在某些实验条件下，这被发现提供了最佳性能。
根据本发明的另一方面，提供一种在低负载条件下操作谐振功率转换器的方法，功率转换器具有初级侧电路和次级侧电路，初级侧电路包括第一开关和第二开关，该方法包括连续步骤：在第一子周期的开始时闭合第一开关；在第一子周期的结束和第二子周期的开始时打开第一开关；在第一死区时间之后闭合第二开关；以及在领先于第一子周期的开始一个第二死区时间的时刻打开第二开关，第一子周期和第二子周期限定了大于谐振周期的功率转换器的切换周期，并且该方法进一步包括步骤：打开第二开关以限定在第二子周期期间的倾注间隔的开始时刻，在该倾注间隔期间，输出电流倾注脉冲在次级侧电路中产生；以及在倾注间隔的结束时闭合第二开关。这允许有利地使用磁化电流，并且降低了由于谐振电流的阻尼而导致的损耗。
优选的是，一旦输出电流倾注脉冲返回到基本为零，则第二开关被闭合以结束倾注间隔，并且更优选地是，初级侧电路中的谐振电路在第二子周期的第一部分期间存储能量，并且在倾注间隔期间将该能量传递到输出电流倾注脉冲。这允许输出电路使用磁化电流的一部分。
有利的是，在谐振电路达到其第N个负最大值时打开第二开关以开始倾注间隔，其中N是非负整数，并且更有利的是，N是1至20范围内的整数。在这些时刻，最多的能量被存储在电感中并且因此能够用于倾注。
根据本发明的又一方面，提供一种操作谐振功率转换器的方法，该方法还包括步骤：通过控制第一子周期的持续时间来调节输出功率，或者优选地通过与第一子周期的持续时间相结合地控制在第二死区时间开始时打开第二开关的时刻来调节输出功率。这具有效率和精确控制方面的优点。
优选的是，使用与低于电容器(Cr)两端的电压(Vcr)的第一开关和第二开关之间的节点处电压相关的参数，通过当该参数处于第一阈值水平时打开开关来控制在第二死区时间开始时打开第二开关的时刻，并且通过当该参数处在第二阈值水平时打开第一开关来实现对第一子周期的持续时间的控制。有利的是，该控制方法提供了具有鲁棒性的控制，并且降低了由于对诸如电源电压或输出负载电压之类的外部条件或其它条件的改变而导致的假误差或意料之外的误差。
优选的是，通过控制第二子周期的持续时间来进一步调节输出功率，这是通过以下方式实现的：如果输出功率低于第一基准水平则将第二子周期减少整数个谐振周期，并且如果输出功率高于第二基准水平，则将第二子周期增大整数个谐振周期。
有利的是，如果输出功率超过阈值，则通过上述第二方法调节输出功率，并且如果输出功率不超过阈值，则根据上述第一方法来调节输出功率。
本发明的这些和其它方面将通过参照下述实施例的说明而变得清楚。
附图说明
以下将通过参考附图仅以示例的方式来描述本发明的实施例，其中
图1示出了具有未接地的谐振电容器(左侧)和接地的谐振电容器(右侧)的谐振功率转换器的典型示图；
图2示出了根据现有技术工作的谐振功率转换器的波形；
图3示出了图2所示的波形的一部分的细节；
图4示出了根据本发明的示例性功率转换器；
图5示出了根据现有技术的谐振功率转换器的波形；
图6示出了根据本发明的第一方面的波形；
图7示出了相对于图6的波形，根据那些本发明第一方面的具有HSS导通的第一子周期的改进的持续时间的波形；
图8示出了根据本发明的第二方面的各种波形；
图9示出了图8的波形的一部分的细节；
图10示出了根据本发明的第一方面和第二方面的波形；
图11示出了根据本发明的第三方面的控制方法；
图12示出了用在根据本发明的第三方面的非常低功率的应用中的控制方法；
图13示出了根据本发明的一个方面对功率转换器的输出功率进行调节的一个方法的波形；以及
图14示出了调节输出功率的另一方法的波形。
具体实施方式
图1示出了具有未接地的谐振电容器(左侧)和接地的谐振电容器(右侧)的谐振电源100。谐振电源100包括驱动器/控制器102、半桥104、变压器106和输出/负载108。逆变器由半桥104形成：逆变器包括两个开关S1和S2。S1是高压侧开关(HSS)或者控制FET，S2是低压侧开关(LSS)或同步FET。本领域技术人员将会理解，转换器可完全相等地包含具有两个高压侧开关和两个低压侧开关的全桥。在通过电容器105在B点连接到变压器106的半桥节点或开关节点A处，S1的源极连接到S2的漏极。可选地，电容器可将(位于A’点的)LSS的低压侧连接到位于B’点的变压器。
总的看来，在正常操作期间，开关S1和S2交替导通。半桥节点A的电压因此交替地是高(当S1导通且S2断开)和低(当S2导通且S1断开)。电容器在某种程度上使电压平滑。因此，位于B点的变压器的初级侧存在交流电压(和交流电流)，交流电压的幅度取决于切换的线圈间隙因数或占空比。次级侧电压(取决于变压器的匝数比)因此受到上述占空比影响。
图2示出了根据现有技术的用在待机模式下的谐振功率转换器的波形。如其内容在此并入以供参考的专利申请公开WO2005/112238A2中所述，可以以比谐振电路的谐振周期长的切换周期操作电源。在图2中，波形202与输入端的电容器电流(即图1中的IC)相对应；波形204与折回的输出功率(即图1中的IO)相对应；206是电容器电压VC；208是开关节点电压VS；210是驱动器电压VD 1，并且212是驱动器电压VD2。Ton表示高压侧开关S1(HSS)闭合或导通的第一子周期；Toff表示高压侧开关S1(HSS)断开或打开的第二子周期。
图3示出了一个切换周期的结束和下一个切换周期的开始处的Toff周期和Ton周期的更详细的部分。在此描述相应的波形，即：波形302对应于输入的电容器电流；波形304对应于折回的输出功率；306是电容器电压；308是开关节点电压；310是驱动器电压VD1，并且312是驱动器电压VD2。
现在将描述根据现有技术的谐振功率转换器的操作的相关方面。在切换周期的第一子周期期间，即，Ton，高压侧开关S1导通或闭合以导电，并且低压侧开关S2打开或断开。在该周期中，输出电流被传递到负载，并且在同一时刻，在变压器中建立磁化能量。因此，电容器电流302升高，同时VD1(310)为高。
在该周期的结束，高压侧开关S1断开，并且低压侧开关S2紧接在该时刻(即，VD1 310变低，其后VD2 312变高)之后导通。在该条件下，在该电路的供电侧建立谐振。在电容器电流202和电容器电压206上，该谐振是可见的。在图2的示例中，该谐振周期为大约6μs。该谐振包括某些阻尼，如通过使电容器电流202中的振荡幅度减小所示出的那样。
当开关节点电流202达到第N个负最大值时，结束切换周期。此时，开关节点电压308为零交叉，如在311处所示。LSS S2断开，并且其后HSS S1导通以重新开始(下一)切换周期。如本领域所公知的，LSS S2和HSS S1不会同时断开或导通；在断开LSS和导通HSS之间以传统方式引入短延迟或死区时间。这是由于MOSFET器件的有限切换次数而被需要的，并且保证了不会出现同时导通(这会导致电源短路)的情况。
切换周期在该时刻结束的原因在于：
在功率转换器领域中公知的是：所谓硬切换与损耗相关。换言之，存在与设备相关的损耗，除非能够以所谓的软切换模式来操作设备。然而，对于软切换或零电压切换(即，Vds很小并且理想地为Vds＝0)而言，优选的是应该有在切换时流经开关的主体二极管的可用电流。在对主体二极管施加正向偏压之前，需要该电流以对主体二极管两端的寄生电容(Coss，或输出电容)放电。谐振电路提供了这样的电流，然而这仅可用于在谐振周期的特定部分切换。因此，在电流处于一负最大值时的谐振周期期间的时刻允许软切换，并且在此时刻开关两端的电压为零。因此，当Toff结束并且切换周期结束时的具体时刻被确定为接近谐振电流的第N个负最大值(其中，N是非负整数，即，包括0的正整数)。
然而，当Toff周期结束并且切换周期结束时的一般时间被以不同方式确定。由于当HSS闭合时通过第一子周期的持续时间来确定在切换周期期间被传递到负载的能量，并且通过由切换周期自身划分的每一周期的能量来限定负载的功率，因此负载所需的能量将确定切换周期。这设置了整数N的值。
本发明涉及对谐振功率转换器的上述操作方法的变形或改进。适用于根据本发明的操作的谐振功率转换器如图4所示。类似于图1，驱动器/控制器402(与半桥驱动器402a关联)工作以驱动包括高压侧开关(HSS)412和低压侧开关(LSS)414的逆变器。半桥负载416的电压由Vhb表示，并且通过谐振电容器418(Cr)连接到变压器。与变压器406的初级侧相关联的是磁化电感或互感器(Lm)以及是切换电感器或初级侧电感器(Ls)。变压器406的次级侧通过二极管420的半桥对连接到负载。上述半桥功率转换器整体上是传统的，并且对于本领域技术人员是熟悉的。本发明可等效地应用于其它类似的如本领域技术人员所熟悉的功率转换器，并且其例子是反激变换器。
两个谐振周期可以与图4的电路结构相关联。第一谐振周期(以下被称作“静止谐振周期”)与次级二极管420不导通的周期相关联。该静止谐振周期是由Cr和(Lm+Ls)所限定的谐振电路的谐振频率的倒数；在具有5μs/小格的比例的图5中所示的示例中，静止谐振周期大约是16μs。相反地，在HSS导通的周期期间，一个次级二极管也导通，并且磁化电感器Lm其后被导通的次级二极管短路。因此，与该状态相关的谐振周期(以下，被称作“转换谐振周期”)仅由Cr和Ls所组成的谐振电路限定。由于静止谐振电流具有比转换谐振电路(仅有Ls)大的电感(Ls+Lm)，因此相应的静止谐振周期大于转换谐振周期。
图5示出了图2所示的切换周期的部分。波形对应于图2所示的波形，并且以能够直接与图6相比较的形式而再现，图6示出了根据本发明的第一方面操作的谐振功率转换器的等价波形。即，在图6中，由顶部波形606表示电容电压Vcap，608表示半桥电压Vhb，602表示初级电流Iprim，并且614表示输出或负载电流Iload。图7示出了根据本发明的第一方面操作的谐振功率转换器的等价波形，然而，在该示例中，HSS的导通周期稍长，如与波形608相比较的波形708的较长脉冲所示。图7还示出了负载电流Iload中的不相似的脉冲，分别是脉冲1714a、和脉冲2714b，它们可以与波形614所示的两个更相似的脉冲相比较。图7还在点a、b和c示出了在初级电流Iprim中的第N个最小值，其中N分别等于0，1和2。
将图5与图6和7相比较，本发明的第一方面的特征在于，等价于HSS导通周期的持续时间的半桥点(Vhb)处的电压脉冲显著地长于现有技术中的半桥点(Vhb)处的电压脉冲。如图5所示，现有技术中的HSS导通周期是静止谐振周期的一小部分(从上述Cr和Lm+Ls导出)；在具有5μs/小格的比例的图5中所示的示例中，静止谐振周期大约是16μs：在此示例中，HSS导通周期大约比静止谐振周期的1/8小。然而，在图6所示的示例中，HSS导通周期近似于静止谐振周期的1/6。，并且在图7中，示出了稍长的HSS导通周期，其大约为静止谐振周期的25％。在根据该方面的方法中，使用现有技术中描述的和期望的工作区域之外的最佳操作点。换言之，HSS被选择为显著地长于图5所示。这是为了允许初级电流602(Iprim)和输出电流614(Iload)在HSS被断开之前跟随近似于完整的半正弦波形。因此，与现有技术相比较出现了每一周期提高的能量传递。
根据转换谐振周期可以看到，HSS导通周期的持续时间等于或长于转换谐振周期的1/4；这形成了与现有技术的直接对比，在现有技术中，HSS周期的持续时间被选择为小于转换谐振周期的1/4，这是由于在现有技术中，认识到了需要将初级电流或磁化电流最好保持为其最大值以下。
发明人已经注意到，在每一周期的很大的能量的情况下，仍然可能得到低的磁化电流，这甚至可能低于现有技术的情况。这是因为当提高HSS的导通时间时，首先，磁化电流增大，但是随着HSS导通时间的进一步增长，磁化电流的值首先达到最大，其后在更大的HSS导通时间的情况下，磁化电流的幅度降低，并且达到了最小值——但这是在每一周期的能量显著增大的情况下(由于较长的HSS导通时间)。
因此，本发明包含了通常在大约转换谐振周期的1/4和一个谐振周期之间的HSS导通时间。优选的是，谐振将大约在转换谐振周期的1/4和一半之间。应该注意到，对于本发明所针对的HSS导通时间的长度，不存在固定的最大值或上限。具体地讲，由于在某些情况(尤其是具有低电源电压的情况)下，次级二极管不再导通，HSS导通周期将比转换谐振周期的一半长，并且将更接近——甚至超过——静止谐振周期的一半。因此，上述限制仅仅是示意性的或近似的。
另一重要的效果是在HSS断开之后，第二谐振周期在能量被转换到负载(图7中的脉冲2714b)期间出现。第一输出电流脉冲和第二输出电流脉冲的幅度的比被有意地控制以便得到最佳效率；通过如上所述控制HSS导通周期和低压侧开关的精确断开时刻来实现控制。已经示出，对于该实施例，当输出脉冲脉冲1714a和脉冲2714b二者的幅度近似相等时获得了最佳效率。由于某些损耗跟随均方根(RMS)电流，因此两个脉冲的等价可以根据它们的能量(即，电流幅度的平方)或它们的电流而被以传统方式确定。明显的是，图6的情况比图7的情况更接近最佳。
图8和图9示出了用于按照根据本发明的第二方面的方法工作的谐振功率转换器的与图6和图7所示的那些波形等价的波形。图8示出了完整的切换周期，同时图9示出了单个切换周期的第一部分。波形示出了Vcap(806)，初级(和磁化)电流Iprim(和Ilm)(802)、Vhb(808)和Iload(814)。本发明的此方面与发明人进行的实现相关，该实现即，有利的是通过将电流“倾注”到负载来利用初级侧谐振电路中存储的能量的至少一部分。这以如下方式执行：如上所述，高压侧开关HSS在第一子周期导通，以便将能量传递到负载并且对谐振电路充电。在HSS已被断开之后，在磁化电流的第N个负最大值下，低压侧开关LSS断开，但是HSS未导通。在此情况下，Vhb绕电源一周并且返回。LSS其后导通。大部分能量已被转换，并且“倾注”到负载。谐振电路中继续存在谐振直到切换周期结束——尽管谐振的幅度小于在没有电流倾注时其曾有的幅度。注意，在很多情况下，谐振电流可等于LSS断开时刻的磁化电流和初级电流，这是由于磁化电流其后等于初级电流(这是由于没有输出电流)。然而，如可从图9的例子看到，在磁化电流和初级电流分开(与变压器效率和输出电流有关的量)的时刻。在某些情况下——诸如图10的较高功率的情况——该分开刻导致在第二输出电流脉冲期间出现的初级电流中(但是不在磁化电流中)的负最大值。在这样的情况下，被关注的并且可触发LSS断开的是磁化电流。
现在将参照图9中的半桥电压波形(Vhb)808来更详细地说明能量倾注。在时刻1，LSS优选地在Vcap 806的正零交叉处断开。在时刻2，HSS优选地在Vhb 808到达其最大值时断开。在时刻3，当与在切换周期期间将被转换到负载的能量的量相对应的时刻，HSS断开。在时刻4，LSS优选地在Vhb 808到达其最小值时导通。在时刻5，LSS在与初级电流中的第N个负最大值相对应的时刻断开。注意，在该示例中，由于Iload 814等于0，因此初级电流Iprim 802等于磁化电流Ilm。一旦LSS断开，初级电流就将用正弦波电压的一部分对Vhb 808充电，在此期间几乎所有磁化能量都被转换到负载，而Vhb 808到达与其正好在LSS被断开之前的值几乎相同的值。现在LSS在时刻6再次导通，这优选地正好在Vhb到达其最小值之后。
电流倾注的开始的定时(上述时刻5)优选地位于或接近磁化电流的第N个负最大值，这是因为存在谐振能量(等于0.5.L.I^2)存储在电感中而非电容中的时间。
图10示出了与图8和图9中的模拟波形相对应的根据本发明的该方面的方法的实验室测量的波形。在此示例中，在与初级电流的第一负最大值相对应的时刻901，电流倾注间隔是清晰可见的。其它示例将更加清楚，其中，倾注间隔例如在初级电流的第零、第二、第三或第四负最大值处开始。
如以下将讨论的，在某些实施例中，能量倾注方法被用于较低的功率需求而不被应用于较高的功率需求。然而，从无能量倾注到有能量倾注的突然改变会导致输出功率中出现不连续阶段，还会使对切换频率进行同步时的问题(随着谐振幅度的强烈下降)增多；而且这会导致输出功率或音频噪声效果的改变。因此，尽管能量倾注间隔优选地在第零或第一负最大值处开始，(转换器效率的最佳选择是使用第零个负最大值)推迟到在第十甚至第二十个负最大值处开始能量倾注也会是有益的。
本发明的第三方面涉及根据本发明的第一方面和第二方面之一或这二者对功率转换器的输出功率进行调节的方法。
对功率转换器的输出功率进行调节的第一方法是调节反复时间。换言之，控制功率转换器的切换周期(SP)。在该调节方法中，将每一周期的能量保持固定。(这就是说，HSS导通周期的持续时间与LSS的精确断开时刻相结合而被保持。)紧接在HSS的导通之前的LSS的断开时刻被选择为靠近磁化电流的第M个负最大值，这接近所期望的重复时间或切换周期。通过改变M的值来进行调节。
图11示意性地示出了根据该方法的功率调节。在步骤920监视输出功率PL：如果输出功率PL高于负载所需的功率，则在步骤924通过将LSS的断开时刻从磁化电流的第M个负最大值改变到磁化电流的第(M+1)个负最大值来增大切换周期SP。这增大了切换周期，并且因此减小了输出功率。反之，如果输出功率低于负载所需的功率，则通过将LSS的断开时刻从磁化电流的第M个负最大值改变到磁化电流的第(M-1)个负最大值来减小922切换周期SP。这减小了切换周期，并且因此提高了输出功率。
图13示出了当根据该方法操作功率转换器时获得的各个相关波形的实验室测量结果。图13示出了针对上述被调节的示例功率转换器的电压Vhb和Vcap连同电流Iload和Iprim。图13a、13b和13c示出了当在磁化电流的第零、第一和第二负最大值处LSS断开(以终止切换周期)时的相应的波形。
对功率转换器的输出功率进行调节的第二方法如下：作为功率转换器的切换周期的重复时间被保持固定，但是确定了每一周期传递到负载的能量的HSS导通周期的持续时间被与精确的LSS断开时刻相结合地调节；另外，如针对本发明的第一方面所述，接近磁化电流的第M个负最大值的紧接在HSS导通之前的LSS断开时刻被连同HSS导通周期的持续时间一起被控制以使得第一输出电流脉冲(脉冲1)和第二输出电流脉冲(脉冲2)的比最优化。
图12示意性地示出了实现了此调节功率转换器的方法的控制方法。监视输出功率水平PL930：如果输出功率水平PL低于负载所需的功率，则采取行动以提高PL：当前的每一切换周期的能量(ESP)与基准最大水平相比较932，并且如果当前的ESP小于所允许的最大值，则ESP提高934；然而，如果当前的ESP等于或大于所允许的最大值，则通过如上所述的将LSS的断开时刻从磁化电流的第M个负最大值改变到磁化电流的第(M-1)个负最大值来减小切换周期936。反之，如果功率水平PL高于负载所需的功率，则采取行动以减小PL：当前的ESP与基准最小水平相比较942，并且如果当前的ESP高于所允许的最小值，则ESP减小946；然而，如果当前的ESP等于或小于所允许的最小值，则通过如上所述将磁化电流的第M个负最大值移动到第(M+1)个负最大值来增大切换周期944。
从上述内容可见，控制方法的该实现方式包括两个阶段方法：通过调节ESP而提供的精细控制；然而，为了避免ESP超出可接受的限制(最小基准值和最大基准值)，通过以分散的步骤(通过整数个谐振周期)调节切换周期来提供粗略控制。尽管已经根据将切换周期增大(或减小)单个谐振周期描述了该方法，但是，对于本领域技术人员清楚的是，该方法可等效地应用于其它整数个谐振周期的情况。
可通过直接改变HSS导通周期的持续时间来对每一切换周期的能量(ESP)进行控制。如上所述，较长的HSS周期通常与传递到负载的较大能量(即，较高的ESP)相对应。然而，ESP还取决于诸如电源电压和输出电压之类的若干参数。因此，HSS导通持续时间不是每一切换脉冲能量的唯一指示符。
优选的是，HSS导通周期被间接控制，并且采用了更复杂的手段来控制ESP，如前所述，例如，在NXP股份有限公司的国际专利申请公开WO 2006/103609A2中，其内容结合于此作为参考。该控制方法依赖于对断开LSS的精确时刻(接近在现有技术下所需的输入电流的第M个负最大值)进行控制，当节点Vcap(见图4)处的电压等于一个电平Vcap1时，触发该控制。根据传统的软切换定时技术HSS在死区时间之后导通。当Vcap达到第二预定电平Vcaph时，HSS断开。差(Vcaph-Vcap1)被用作ESP的代表，这是由于通过(Vcaph-Vcap1)乘以谐振电容器的值来直接确定ESP。从图4以及图1的左侧和右侧可见，可从Vhb和电容Cr两端的电压Vcr来计算Vcap。换言之，Vcpa＝Vhb-Vcr。
图14示出了当根据该方法操作功率转换器时获得的各个相关波形的实验室测量结果。图14示出了对于通过上述ESP来调节的示例功率转换器的电压Vhb和Vcap连同电流Iload和Iprim。图14a和14b示出了与低功率和高功率输出相对应的波形。(在此示例中，在每一情况下的磁化电流第3个负最大值处断开LSS)。
根据本发明的另一实施例，实现了上述两种控制方法的组合：在较高功率下，ESP被如上所述地调节，从而每一脉冲的能量被保持在可允许的最小值和可允许的最大值之间。当在当前的切换周期处传递一定功率所需的每一周期的能量变得过小时，通过分散的步骤来减小切换周期：这导致在每一脉冲的相同能量下的较高功率。反之，当每一周期的能量变得过高时，通过分散的步骤增大切换周期。然而，在较低的功率下，每一周期的能量被保持固定，并且在切换周期中通过分散的步骤来单独执行调节。这样的两种控制方法的组合避免了大量的与功率水平相关的分散的步骤，这些分散的步骤具有诸如纹波、音频噪声等相关缺点。
在本发明的替代实施例中，仅当所需的输出功率低于基准功率水平时才使用上述能量倾注方法：这是由于使用能量倾注方法倾向于排除软切换(这是由于软切换所需的电流不再可用)。在较高的输出负载下，与使用能量倾注方法相关联的硬切换损耗变得等于或超过与不使用能量倾注方法相关联的磁化损耗。在一个优选示例中，确定是否使用能量倾注方法的基准功率水平与大约5个谐振周期和大约20个谐振周期之间的值相对应。
上述实施例基于在短间隔期间的高压侧开关(HSS)导通和较长周期的低压侧开关导通，在该短间隔期间，初级电流提高到一定水平并且在变压器中建立磁化能量，而在该较长周期期间，在初级侧电路中存在谐振。补充的结构将更加清楚，其中，LSS在短启动间隔期间导通，并且HSS在谐振周期期间导通。换言之，HSS和LSS的功能可互换。在这些情况下，功率转换器以(具有相同的信号但具有相反的极性——在谐振电容器上的DC电压中有移动的)基本相同的方式来工作。由于输出电流被整流，因此输出电流没有显著改变。对于以该方法操作的实际设备需要诸如对HSS驱动器提供浮动电源之类的对外部电路不可避免的辅助改变，但是该设备的操作基本不受影响。
通过阅读本公开，其它变形和改进对于本领域技术人员将变得更清楚。这种变形和改进可包括谐振功率转换器领域中已知的和可用于替换或附加到已公开的特征的等价特征和其它特征。
在以上说明书和权利要求中，描述了某些操作或事件的同时发生，在特定时间发生、或在时间中的特定时刻发生。应该注意，这样的术语被有目的地使用，并且所述事件或操作不限于所指定的精确时刻，而是包括时间的近似相同或相近。尤其是，通过示例，可根据已知技术来调节和改变与HSS导通周期和HSS断开周期相对应的第一子周期和第二子周期的开始和结束，所述已知技术诸如是在HSS导通周期和LSS导通周期之间提供短的间隔或重叠来使用软切换的有益效果，如对于本领域技术人员来说明显的那样，并且例如在现有技术中所讨论的，一个例子是在上述NXP股份有限公司的专利申请公开WO 2005/112238A2中所讨论的详细切换定时。
尽管所附权利要求针对的是特征的特定组合，但是应该理解，本发明的公开的范围还包括任何新的特征或在此清楚地、暗示地或概括地公开的特征的任何新组合，无论其是否涉及与权利要求中当前所要求的相同的发明，并且无论其是否缓解了与本发明所解决的技术问题相同的任一或全部技术问题。
还可在单个实施例中组合地提供在分散的实施例的上下文中所述的特征。反之，在单个实施例的上下文中简述的各个特征还可被分开提供，或者在任一适当的子组合中提供。
因此，申请人提醒，新的权利要求可被表达为在对本申请或从此导出的任何进一步的申请的审查期间的特征和/或这样的特征的组合。
为了完整起见，还要说明，术语“包括”不排除其它元件或步骤，术语“一”或“一个”不排除多个，并且权利要求中的标号不应该被理解为限制权利要求的范围。

Claims (25)

1.一种在低负载条件下操作谐振功率转换器的方法，该谐振功率转换器包括初级侧电路、变压器(406)和次级侧电路，初级侧电路包括第一开关、第二开关和电容器(Cr)并且具有由电容器(Cr)和变压器的初级串联电感器(Ls)确定的谐振周期，
该方法包括连续步骤：在比谐振周期的四分之一长的第一子周期的开始时闭合第一开关；
在第一子周期的结束和第二子周期的开始时打开第一开关；
在第一死区时间之后闭合第二开关；以及
在比第一子周期的开始早了第二死区时间的时刻打开第二开关，
第一子周期和第二子周期一起限定了大于谐振周期的功率转换器的切换周期。
2.如上述权利要求1所述的方法，其中，第一开关被用作高压侧开关(412)，并且第二开关被用作低压侧开关(414)。
3.如上述权利要求1所述的方法，其中，第一开关被用作低压侧开关，并且第二开关被用作高压侧开关。
4.如上述权利要求2或3所述的方法，其中，切换周期大于另一谐振周期，其中另一谐振周期由电容器(Cr)的电容、变压器的初级串联电感(Ls)和变压器的磁化电感(Lm)确定。
5.如上述权利要求4所述的方法，其中，在次级侧电路中的输出电流脉冲经过了一个峰值之后，打开第一开关(412)以结束第一子周期。
6.如上述权利要求4所述的方法，其中，在输出电流脉冲完成了第一个半正弦周期之后，打开第一开关(412)以结束第一子周期。
7.如上述权利要求5所述的方法，其中，在与第一个半正弦周期相对应的输出电流脉冲等于紧接在第一输出电流脉冲之后的第二输出电流脉冲的时刻，打开第一开关(412)以结束第一子周期。
8.一种在低负载条件下操作谐振功率转换器的方法，该谐振功率转换器具有初级侧电路和次级侧电路，初级侧电路包括第一开关(412)和第二开关(414)，
该方法包括连续步骤：在第一子周期的开始时闭合第一开关(412)；
在第一子周期的结束和第二子周期的开始时打开第一开关(412)；
在第一死区时间之后闭合第二开关(414)；以及
在比第一子周期的开始早了第二死区时间的时刻打开第二开关(414)，
第一子周期和第二子周期限定了大于谐振周期的功率转换器的切换周期，并且
该方法进一步包括步骤：打开第二开关(414)以限定在第二子周期期间的倾注间隔的开始，在该倾注间隔期间，输出电流倾注脉冲在次级侧电路中产生；以及
在倾注间隔的结束时闭合第二开关(414)。
9.如上述权利要求8所述的方法，其中，第一开关被用作高压侧开关，并且第二开关被用作低压侧开关。
10.如上述权利要求8所述的方法，其中，第一开关被用作低压侧开关，并且第二开关被用作高压侧开关。
11.如上述权利要求9或10所述的方法，其中，一旦输出电流倾注脉冲返回到基本为零，则闭合第二开关(414)以结束倾注间隔。
12.如上述权利要求9或10所述的方法，其中，初级侧电路中的谐振电路在第二子周期的第一部分期间存储能量，并且在倾注间隔期间将该能量传递到输出电流倾注脉冲。
13.如上述权利要求9或10所述的方法，其中，在谐振电流达到其第N个负最大值时打开第二开关(414)以开始倾注间隔，其中N是非负整数。
14.如上述权利要求13所述的方法，其中，N是1至20范围内的整数。
15.如上述权利要求9或10所述的方法，其中，第一子周期比谐振周期的四分之一长。
16.如上述权利要求15所述的方法，其中，在次级侧电路中的输出电流脉冲已经过峰值之后，打开第一开关(412)以结束第一子周期。
17.如上述权利要求16所述的方法，其中，在所输出电流脉冲完成了第一个半正弦周期之后，打开第一开关(412)以结束第一子周期。
18.如上述权利要求17所述的方法，其中，在与第一个半正弦周期相对应的输出电流脉冲等于紧接在第一输出电流脉冲之后的第二输出电流脉冲的时刻，打开第一开关(412)以结束第一子周期。
19.如上述权利要求1或8所述的方法，还包括步骤：通过控制第一子周期的持续时间来调节输出功率。
20.如上述权利要求19所述的方法，其中，通过与第一子周期的持续时间相结合地控制在第二死区时间开始时打开第二开关(414)的时刻来调节输出功率。
21.如上述权利要求19所述的方法，还包括步骤：
通过控制第二子周期的持续时间来调节输出功率，这是通过以下方式实现的：
如果输出功率低于第一基准水平，则将第二子周期减少(922，936)整数个谐振周期，并且
如果输出功率高于第二基准水平，则将第二子周期增大(924，944)整数个谐振周期。
22.如上述权利要求20所述的方法，其中，通过控制在第二死区时间的开始打开第二开关的时刻以及第一子周期的持续时间来调节输出功率，并且
如果第一子周期超过第一持续时间，则通过将第二子周期减少整数个谐振周期来进行调节，以及
如果第一子周期短于比第一持续时间短的第二持续时间，则通过将第二子周期增加整数个谐振周期来进行调节。
23.如上述权利要求21所述的方法，其中，输出功率未超过阈值。
24.如上述权利要求22所述的方法，其中，输出功率超过阈值。
25.如上述权利要求21或22所述的方法，其中，使用与低于电容器(Cr)两端的电压(Vcr)的第一开关和第二开关之间的节点处电压(Vhb)相关的参数，通过当该参数处于第一阈值水平时打开第二开关来控制在第二死区时间开始时打开第二开关的时刻，并且通过当该参数处在第二阈值水平时打开第一开关来实现对第一子周期的持续时间的控制。
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