JP2008535456A

JP2008535456A - 共振コンバータの制御

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Publication number: JP2008535456A
Application number: JP2008503652A
Authority: JP
Inventors: ハルバースタッツハンス
Original assignee: NXP BV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2005-04-01
Filing date: 2006-03-24
Publication date: 2008-08-28
Also published as: US20080266908A1; WO2006103609A3; US7944716B2; EP1869759A2; WO2006103609A2; EP1869759B1

Abstract

本発明は、制御パラメータの使用による共振ＬＬＣコンバータの制御を扱う。共振タンクを流れる１次電流及び共振タンクの予め決定されたポイントの電圧がモニタされ、制御パラメータが、ハイサイドの導通間隔に対して設定され、制御パラメータがローサイドの導通間隔に対して設定され、これら二つの導通間隔に対する制御パラメータを、間隔のピーク電流及び間隔の予め決定された電圧とする。共振コンバータは、電源に接続される直列配置の制御可能なスイッチを具える。共振コンバータは、四つの制御パラメータを含む基準に従ってスイッチをオフに切り替える基準を設定することによって操作される。

Description

本発明は、共振コンバータの制御に関し、特に、制御パラメータの使用による共振コンバータの制御に関する。

従来の共振ＬＬＣコンバータにおいて、共振コンデンサ及び二つのインダクタは、可能な場合には追加の素子に接続して共振回路を形成する。コンバータは、直流出力電圧を生成するのに用いられる変成器及び整流回路を更に有する。整流回路に直列インダクタンスを付加することによって出力電流を連続的に生成することができる。ブリッジ整流器による整流又は照明装置で用いられるように全く整流がないことを含む多くの変動が、このタイプのコンバータに存在する。変成器を、一部の場合では除外することができる。

共振器が満足な動作を行うために、交流電流を発生するスイッチが正確な瞬時にオン及びオフに切り替えられる。スイッチが操作される周波数は、コンバータの動作のモードを規定する。

従来のコンバータは、制御論理回路により５０％のデューティサイクルの周波数で通常制御され、この場合、コンバータの出力電力は、動作周波数を変更することによって制御される。５０％以外のデューティサイクルを用いることもできる。この場合、デューティサイクルは出力電力を決定する。

周波数によるこの制御原理は、重大な不都合を与える。

周波数によって制御されるとき、各時間間隔（ハイサイド又はローサイド導通間隔）の開始時における共振部の電圧及び電流は、周波数だけでなく以前の導通ストロークの履歴にも依存する。この履歴は、特にコンバータが共振に近く動作する場合には更に大きな遷移応答を生じるとともに制御ループの安定化の問題が更に複雑になる。

近年の設計に対して、低負荷の効率及び（取り出される出力電力のない）スタンバイ中の入力電力は、主要な問題となっている。従来の５０％のデューティサイクルの制御では、低負荷で大きなエネルギーを循環させるので、この問題を解決するのが困難である。これに対する解決はバーストモードであるが、出力の大きなリップルのためにバーストモードが常に許容されるわけではない。通常モードからバーストモード又はその逆への突然の引継ぎは、出力において許容できない遷移を与えうる。

低デューティサイクルの動作は、低電力で高効率を保持する解決である。しかしながら、固定周波数でデューティサイクルを変更すると、ループゲインの符号の許容できない変化が生じうる。

米国特許第６，７１１，０３４号は、２次ダイオード電流の非対称を電気的な大きさ、例えば、１次電流を測定することによって補償する間にスイッチ導通時間の頻度をタイマによって制御する共振コンバータを開示する。

本発明は、向上した共振コンバータを提供しようとするものである。本発明は、独立請求項によって規定される。従属請求項は、好適な実施の形態を規定する。

本発明の実施の形態は、より簡単、より強固かつより廉価な共振コンバータを提供できるようにコンバータを制御する向上した手段を提供する。好適には、本発明は、上記又は他の不都合の一つ以上を単独又は任意の組合せで軽減し又は除去する。

本発明の実施の形態において、状態変化をモニタするとともに制御パラメータから設定された基準に従って共振コンバータを作動させるよう制御アルゴリズムを実現する共振コンバータを提供する。共振タンクを流れる電流は、１次電流とも称される。

このようにして共振コンバータを操作すると、複数の利点が生じる。１次電流及び予め決定されたポイントの電圧のモニタリングから直接スイッチを操作することによって、システムのより迅速な制御及びより高い安定性を与えることができる。さらに、基準の設定及び／又は制御パラメータの設定から、短絡出力保護のような危険防止形態を直接有することができる。さらに、５０％のデューティサイクルの高出力電力の円滑な組合せは、異なる基準が異なる態様を考慮する基準を設定することによって高効率の低出力電力／スタンバイモードに組み合わせることができ、所望の場合には５０％とは異なるデューティサイクルの動作を許容する。更なる利点は、必要な場合には対称に制御されるコンバータを得ることができる。本発明の範囲は、図７に関連して後に説明するように電圧が間接的な測定によって置換される実施の形態をカバーする。

請求項２の任意の特徴は有利である。その理由は、制御パラメータに関連して１次電流及び予め決定されたポイントの電圧の特定の基準の設定に加えて、基準が導通期間の開始時に満足されなくても基準を無視することができるからである。最小時間が経過した基準を満足することは、必ずしもタイマ手段によって得られない。これを、例えば、特別な基準に関連した１次電流及び／又は予め決定されたポイントの電圧の知られている進行又は他の同等な基準からも得ることができる。

請求項３の任意の特徴は有利である。その理由は、所望の動作モードで共振コンバータを動作させるために専用のコンバータ回路を必要としないので、多用途の共振コンバータを設けることができる。

請求項４の任意の特徴は有利である。その理由は、遷移応答、リップル、バースト等を示す状態変動に対して直接安定化を行わないので、更に安定な共振コンバータを提供することができる。

請求項５の任意の特徴は有利である。その理由は、種々の出力電力を有するモードで共振コンバータを操作するので、に専用のコンバータ回路を必要としないために多用途の共振コンバータを設けることができる。

請求項６及び７の任意の特徴は有利である。その理由は、制御パラメータ間の関係を単一の動作パラメータによって考慮できるので、共振コンバータを所定の動作モードで動作させるよう複数の制御パラメータを特定することを回避するからである。

請求項８の任意の特徴は有利である。その理由は、コンバータの電源電圧及び動作周波数を共振コンバータの盛業に取り込むことによって、制御パラメータと出力電力との間の直接的な関係を得ることができるからである。

本発明の他の態様によれば、共振コンバータを制御する制御論理、共振コンバータを制御する方法及び方法のステップを実行するコンピュータ読出し可能コードを提供する。一般に、本発明の種々の態様を、本発明の範囲内のあり得る方法で組み合わせることができる。本発明のこれら及び他の態様、特徴及び／又は利点を、後に説明する実施の形態に関連して明らかにする。

本発明の実施の形態を、例示としての添付図面を参照して説明する。

共振コンバータの実施の形態を図１に示す。この回路は、共振ＬＬＣコンバータであり、共振コンデンサＣｒと、インダクタＬ１と、磁気インダクタＬ２と、共振回路又は共振タンクの一部を形成する素子とを具える。変成器及び整流回路は、ここでは直流出力電圧Ｖｏを生成するのに用いられる。出力電流を、直列インダクタンスＬ３を追加することによって連続的に生じさせることができる。回路は三つの部分を具える。第１の部分は、ドライバＨＳＤ及びＬＳＤによりスイッチ６，７を開閉する制御信号を発生する制御論理ＣＬを具える制御部である。第２の部分は１次回路であり、第３の部分は２次回路である。共振コンバータは、例えば２次側で出力端子４に接続することができる負荷に電器エネルギーを供給する電源Ｖｓに接続される。共振コンバータは、電源に接続される直列に配置された制御可能な第１のスイッチ６及び第２のスイッチ７を具え、第１のスイッチをハイサイドスイッチ（ＨＳＳ）とし、ハイサイドスイッチは、一端で電源Ｖｓに接続され、第２のスイッチをローサイドスイッチ（ＬＳＳ）とし、ローサイドスイッチは、一端で接地される。フルブリッジ形態を有する実施の形態も想定することができる。フルブリッジ形態の実施の形態を、図６に示すとともに、対応する箇所で説明する。

コンバータは、通常、ブロックＣＬにより５０％のデューティサイクルの周波数によって制御される。コンバータの出力電力を、動作周波数の変動により制御することができる。５０％以外のデューティサイクルを用いることもできる。この場合も、デューティサイクルが出力電力を決定する。本発明は、共振コンバータを操作する新しくて独創性のある方法に関連する。

本発明によるコンバータにおいて、出力電力の円滑な調整を実現することができるようにデューティサイクル及び周波数変動を組み合わせることができる。しかしながら、コンバータは、周波数及びデューティサイクルによって直接制御されず、変成器の１次側の電流及び電圧によって制御される。したがって、図１に示すような変数Ｉｐｒｉｍ及びＶｃａｐ１が用いられる。これら二つの変数は、各導通期間で二つの制御値と比較され、したがって、コンバータは、サイクリックに制御される。電流Ｉｐｒｉｍを、スイッチの開閉に従って共振タンクに流れる電流とする。電流の測定は、例えば、Ｒｓの両端間の電圧、スイッチの電流等から他の同等な方法で行われる。電流Ｉｐｒｉｍは１次電流とも称される。Ｖｃａｐ１を、予め決定されたポイントの電圧とする。本実施の形態では、予め決定されたポイントを、参照番号９を付したポイントとする。

第１の導通期間は、第１のスイッチがオンに切り替えられる間に生じ、第２の導通期間は、第２のスイッチがオンに切り替えられる間に生じる。第１の導通期間及び第２の導通期間の二つの制御パラメータを、導通間隔のピーク電流及びＶｃａｐ１ポイントに存在する予め決定された電圧とする。

第１及び第２のスイッチは、四つの制御パラメータ：ハイサイドスイッチの導通間隔中の制御パラメータであるＩｐｅａｋＨ，ＶｃａｐＨ及びローサイドスイッチの導通間隔中の制御パラメータであるＩｐｅａｋＬ，ＶｃａｐＬを含む基準に従ってオフに切り替えられる。

ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチは、以下の基準又は制御アルゴリズムに従ってオフに切り替えられる。制御アルゴリズムは、制御論理（ＣＬ）によって演算される。
・ＨＳＳターンオフ
１）［１次電流＞ＩｐｅａｋＨ］ＯＲ
２）［Ｖｃａｐ１の山に到達］ＡＮＤ［Ｖｃａｐ１＜ＶｃａｐＨ］
・ＬＳＳターンオフ
３）［１次電流＜ＩｐｅａｋＬ］ＯＲ
４）［Ｖｃａｐ１の谷に到達］ＡＮＤ［Ｖｃａｐ１＞ＶｃａｐＬ］

１次電流の山又は谷の検出によって、雑音及び妨害を伴う識別のために実施上の問題が生じる。Ｖｃａｐの山又は谷は、１次電流＞０又は１次電流＜０にそれぞれ対応する。したがって、等価な制御アルゴリズムは、
・ＨＳＳターンオフ
１Ａ）［１次電流＞ＩｐｅａｋＨ］ＯＲ
２Ａ）［１次電流＞０］ＡＮＤ［Ｖｃａｐ１＜ＶｃａｐＨ］
・ＬＳＳターンオフ
３Ａ）［１次電流＜ＩｐｅａｋＬ］ＯＲ
４Ａ）［１次電流＜０］ＡＮＤ［Ｖｃａｐ１＞ＶｃａｐＬ］
となる。本実施の形態において、四つの制御パラメータは、結果的にはＩｐｅａｋＨ，ＩｐｅａｋＬ，ＶｃａｐＨ及びＶｃａｐＬとなる。

制御アルゴリズムによって、各導通間隔の開始時の初期状態は、制御変数に更に密に関連する。したがて、以前のサイクルの履歴の影響が少なくなる。

以下、制御パラメータを更に詳細かつ複雑に特定した種々の実施の形態を説明する。

ハイサイドスイッチ（ＨＳＳ）及びローサイドスイッチ（ＬＳＳ）を、種々の操作形態を用いてオンに切り替えることができ、例えば、ＨＳＳ／ＬＳＳのターンオンを、適応できる非オーバーラップ、固定された非オーバーラップ、又は従来技術による他の基準によって決定することができる。これは、導通スイッチがオフに切り替えられてから固定時間の後に逆のスイッチがオンに切り替わることを意味する。ハーフブリッジが整流したことを検出した後に逆のスイッチをオンに切り替えることもできる。これは、適応された非オーバーラップと称され、これを、例えば、ハーフブリッジポイントでｄＶ／ｄｔを検知することによって実現することができる。本発明の範囲は、特定のスイッチをオフに切り替える基準を取り扱うが、既に説明したように、コンバータを駆動するために、スイッチは再びオンに切り替えられる。

共振コンバータを、制御パラメータを特定の値に設定することによって所望の動作モードで動作させることができ、例えば、スタンバイモードを、以下の値を制御変数に与えることによって実現することができる。
ＩｐｅａｋＨ＝固定値。固定値は、所望の出力電力及び整流エネルギーに従って決定される。
ＩｐｅａｋＬ＝負の最大値。これによって、制御アルゴリズムがこのパラメータに決定されないことを保証する。
ＶｃａｐＨ＝ハイサイドスイッチ導通ストロークの終了時におけるＶｃａｐ１より低い値。これによって、制御アルゴリズムがこのパラメータによって決定されないことを保証する。
ＶｃａｐＬ＝０に近い値。これによって、Ｉｐｒｉｍが負の最大値である瞬時にローサイドスイッチがオフに切り替えられることを保証する。

ＩｐｅａｋＨが増大すると、出力電力が増大する。所定の出力電力において、ＶｃａｐＨが制御を引き継ぎ、ＩｐｅａｋＨは、もはやハイサイドスイッチの導通間隔を決定しない。このようにして、出力電力の突然の変化又はループゲインの符号の変化なく出力電力の円滑な制御が可能となる。

四つの制御パラメータに適切な境界条件を設定することによって出力電力を制御できることを、更に詳しく説明する。

変換されたエネルギーが導通間隔の開始時のＶｃａｐ１と導通間隔の終了時のＶｃａｐ１との間の電圧差にほぼ等しいことを計算することができる。その理由は、コンバータの動作周波数がほぼ一定だからである。したがって、Ｖｃａｐ１は、Ｖｃａｐ１の山又は谷で開始する状態パラメータとして選択される。その理由は、山／谷エネルギーがＣｒに供給されるとともに山の後に、このエネルギーがＣｒから共振タンク及び負荷の残りに供給されるからである。したがって、変換を、Ｖｃａｐ１から出力電力へのほぼ線形的な変換が与えられる。変換が線形関数であるのが有利であり、線形関数は、Ｖｃａｐ１が制御アルゴリズムでの使用によいパラメータであることも表す。

コンバータの出力電力を記述する以下の等式を取得することができる。
Pout=[Vsupply-(VcapH-VcapL)]x(CrxFswitchxVsupply)xeff
この場合、ｅｆｆを、コンバータの効率とする。
この式から、以下のようになる。
・Vsupply-(VcapH-VcapL)は、出力電力を表す。
・ＶｃａｐＬ＝ＶｃａｐＨのときに５０％のデューティサイクルが生じる。
・ＶｃａｐＬ＜＞−ＶｃａｐＨのときに＜＞５０％のデューティサイクルが生じる。
・[Vsupply-(VcapH-VcapL)]x(CrxFswitchxVsupply)が減少する間、電力は、変動デューティサイクルで減少する。

他の制御プロトコルを想定することができる。
・高／中負荷に対して、スイッチ導通間隔の終了を決定するためにＶｃａｐＨ＝−ＶｃａｐＬを使用し、５０％のデューティサイクルを与える。
・低負荷に対して、所望の低デューティサイクルモードを得るためにＨＳＳ導電中のＩｐｅａｋ（ＩｐｅａｋＨ）及び（最大の負電流でｄＩ／ｄｔを与える）ＶｃａｐＬ＝０を用いる。
・二つのデューティサイクルモード間で領域を引き継ぐために、Ｖｓｕｐｐｌｙ−（ＶｃａｐＨ−ＶｃａｐＬ）を減少する間にＶｃａｐＬを０まで増大する。

これによって、以下のようになる。
出力電力を制御するための一つの動作パラメータＰｏｕｔｒｅｌ
・Pout=effxVsupply²x(1-[VcapH-VcapL]/Vsupply)xCrxFswitch
・Pout=effxVsupply²xPoutrelxCrxFswitch
Poutrel=1-[VcapH-VcapL]/Vsupply

Ｐｏｕｔｒｅｌを更に検討することによって、パラメータの三つの領域が存在することを明らかにする。
領域１（Ｒ１）：Poutrel>Prelborder：
VcapH=Vsupply/2[1-Poutrel]
VcapL=-Vsupply/2[1-Poutrel]
領域２（Ｒ２）：Poutrel<PrelborderかつVcapL<０
VcapL=-Vsupply/2[1-Poutrel]+VsupplyxK2x(Poutrelborder-Poutrel)
VcapH=Vsupply/2[1-Poutrel]+VsupplyxK2x(Poutrelborder-Poutrel)
領域３（Ｒ３）：それ以外
VcapL=0
VcapH=Vsupply/[1-Poutrel]

定数Ｋ２は、領域２の幅を規定する。Ｋ２は、所定の最小値より大きく選択され、その結果、ＶｃａｐＨ制御からＩｐｅａｋＨ制御への引継ぎは、好適には、Ｋ２領域のいずれかで生じ、その間、引継ぎポイントにおいて、ＩｐｅａｋＨの振幅は、ＨＳＳ導通間隔中に極大値を超えない。Ｋ２は、所定の最大値より小さくも選択され、その結果、ＶｃａｐＨ制御からＩｐｅａｋＨ制御への引継ぎは、好適には、引継ぎポイントにおいてＩｐｅａｋＨの振幅が所定の最小値より大きくなる間に生じる。

図２は、０〜２の領域のＰｏｕｔｒｅｌの関数としてのＶｃａｐ１の挙動を示す。領域３では、ＶｃａｐＬは零に等しく、それに対して、ＶｃａｐＨは、正の大きな値から減少する。領域２では、ＶｃａｐＬとＶｃａｐＨは両方とも減少し、それに対して、領域１では、ＶｃａｐＬ及びＶｃａｐＨは、Ｙ軸において零の周りで対称である。

領域２において、共通モード項ＶｓｕｐｐｌｙｘＫ２ｘ（Ｐｏｕｔｒｅｌｂｏｒｄｅｒ−Ｐｏｕｔｒｅｌ）を、Ｖｓｕｐｐｌｙに比例するように選択して、領域２から領域１への引継ぎが生じる、Ｖｓｕｐｐｌｙに依存しない同一のＰｏｕｔｒｅｌの値を取得する。変更可能なパラメータと共振回路の制御に用いることのできない定数の両方としてＶｓｕｐｐｌｙを取り出せることを理解すべきである。Ｖｓｕｐｐｌｙを考慮しない場合、３領域は、
Ｒ１）Ｐｏｕｔｒｅｌ＞Ｐｒｅｌｂｏｒｄｅｒ：
ＶｃａｐＨ＝Ｖｓｕｐｐｌｙ／２［１−Ｐｏｕｔｒｅｌ］
ＶｃａｐＬ＝−Ｖｓｕｐｐｌｙ／２［１−Ｐｏｕｔｒｅｌ］
Ｒ２）Ｐｏｕｔｒｅｌ＜ＰｒｅｌｂｏｒｄｅｒかつＶｃａｐＬ＜０
VcapL=-Vsupply/2[1-Poutrel]+K2x(Poutrelborder-Poutrel)
VcapH=Vsupply/2[1-Poutrel]+K2x(Poutrelborder-Poutrel)
Ｒ３）それ以外
ＶｃａｐＬ＝０
ＶｃａｐＨ＝Ｖｓｕｐｐｌｙ／［１−Ｐｏｕｔｒｅｌ］
と規定される。

ＶｃａｐＨ及びＶｃａｐＬが単一の動作パラメータＰｏｕｔｒｅｌに依存するので、どのようにしてスイッチを閉じるのか知ることができる。２０及び２１を付した挿入は、時間に依存するＰｏｕｔｒｅｌと、対応するＶｃａｐ２１及びハーフブリッジ電圧Ｖｈｂ２０の時間依存性を示す。先ず、ローサイドスイッチがオフに切り替えられるとともにハイサイドスイッチがオンに切り替えられ、これを、ハイブリッジ電圧がローの値からハイの値にシフトすることから得ることができる。Ｖｃａｐ１は、Ｖｃａｐ１がＶｃａｐＨより小さい第１の状態において、２４で示すように急速に上昇するが、Ｖｃａｐ１のトップに到達しないので、スイッチは、（基準１に従って）オンに維持される。所定の時間後、Ｖｃａｐ１は、２５で示すようにＶｃａｐＨの上まで増大するが、２６に示すようにトップに到達する直前に、基準の第１部分を満足し、２８に示すようにＶｃａｐＬがＶｃａｐＨより下に降下する直前に、基準の第２部分を満足するとともに、スイッチがオフに切り替えられる。これは、ローの値２７まで降下するハーフブリッジ電圧２７で見られる。この状況において、ターンオフはＶｃａｐＬの経過によって制御される。

図３は、Ｐｏｕｔｒｅｌの関数としての１次電流の対応する状況を示す。この場合、ＩｐｅａｋＨは、Ｉｐｅａｋ＿ｍａｘの最大値を有する値ＩｐｅａｋＨ＝Ｋ３ｘＶｓｕｐｐｌｙｘＰｏｕｔｒｅｌが与えられる。ＩｐｅａｋＬは、値ＩｐｅａｋＬ＿ｍａｘが与えられる。Ｋ３を、所定の動作モードに従って選択することができ、この状況において、Ｋ３は、ＩｐｅａｋＨが領域２においてＶｃａｐＨから制御を引き継ぐように選択される。Ｉｐｒｉｍを振幅として示し、領域１及び領域２の一部において、Ｉｐｒｉｍは、常に、ＩｐｅａｋＨとＩｐｅａｋＬによって設定された境界内に存在するが、領域３において、Ｉｐｒｉｍは、ＩｐｅａｋＨ以上になる。領域２の途中及び領域３においてＩｐｅａｋによる制御を引き継ぐ重要な理由は、５０％のデューティサイクルから小さいデューティサイクルのスタンバイ方法（ＩｐｅａｋＨ及びＶｃａｐＬによって決定されるようなスタンバイモード）への円滑な遷移を行うためである。領域１において、コンバータは、（例えば、短絡負荷が生じるときに）ＩｐｅａｋＨ＿ｍａｘ及びＩｐｅａｋＬによる非常に大きな電流から保護される。この場合、Ｉｐｒｉｍは、所定のＰｏｕｔｒｅｌにおいて図３に示すものより著しく大きくなり、その結果、１次電流は、ＩｐｅａｋＨ及びＩｐｅａｋＬによって制限される。したがって、領域３においてコンバータがパラメータＩｐｅａｋＨ及びＶｃａｐＬによって制御されるとともに領域１及び２においてコンバータがＶｃａｐＨ及びＶｃａｐＬによってのみ制御されることがわかる。

非常に低い電圧が供給されると、コンバータはモードＲ３で動作する。実用化において、Ｐｏｕｔｒｅｌは、この場合に０まで減少せず、所定の最小値に維持される。この最小値は、ＨＳＳに対して正確に所定の最小値を与え、したがって、共振インダクタに所定の最小エネルギーを与える。この最小エネルギーは、次のＬＳＳ導通期間中に循環し、これによって、Ｃｐは、ＬＳＳがオフに切り替えられた後に正の供給レールに対して充電されることができ、次の期間の開始時にＨＳＳを円滑にオンに切り替えることができる。Ｐｏｕｔｒｅｌが一定に保持されるので、出力電力を制御する他の制御機構が必要である。制御機構において、ＬＳＳのターンオフの瞬時は、１次電流が最大の負の値に到達する最初の瞬時ではなく、１以上の完全な共振サイクル後であり、したがって、Ｉｐｒｉｍのｎ番目の谷である。この制御方法は、ＩｐｅａｋＨを所望の最小値に設定するとともにＶｃａｐＬを０Ｖに設定することにより本発明によって実現することができる。共振サイクルのスキップを、以下のようにして実現することができる。

短い時間窓Ｔｗ１中に基準４又は４ａ（［Ｖｃａｐ１の谷に到達］ＡＮＤ［Ｖｃａｐ１＞ＶｃａｐＬ］又は同等の基準［１次電流＜０］ＡＮＤ［Ｖｃａｐ１＞ＶｃａｐＬ］）が満足されるとともに第２の基準が満足された場合にＬＳＳがオフに切り替えられる。ＬＳＳがオンに切り替えられる瞬時に開始する時間間隔が経過する。

図４及び５は、使用の状況のシミュレーションにおける種々のパラメータの時間変動を示す。一番上のグラフ４０，５０は、１次電流を示す。次のグラフ４１，５１は、ハーフブリッジポイント８の電圧を示す。ハイ電圧は、ハイサイドスイッチがオンであるとともにこれによって回路が給電レールに接続されたことを表し、それに対して、ロー電圧は、ローサイドスイッチがオンに切り替わったことを表す。次のグラフは、電圧Ｖｃａｐ１を表し、最後のグラフ４３，５３は、共振器の２次側のインダクタＬ３を流れる電流を表す。

図４は、小さいデューティサイクルが用いられる状況、すなわち、ロースイッチがハイスイッチより長く開いている状況を示す。参照番号４４によって表される状況において、ハイサイドスイッチは、１次電流がＩｐｅａｋＨより大きくなる（４８）（基準１）までオンであり、１次電流がＩｐｅａｋＨより大きくなると、ハイサイドスイッチはオフに切り替えられ、ハーフブリッジ電圧はローレベルまで降下する。ＩｐｅａｋＬは、この状況では（例えば、ＩｐｅａｋＬを大きな負の値に設定することによって）特定されず、したがって、ロースイッチのオフは、１次電流の経過によって決定されず（４５）、基準４によって決定される。その理由は、Ｖｃａｐ１において谷に到達し（４０２）、Ｖｃａｐ１がＶｃａｐＬより大きくなる（４７）からである。したがって、ＶｃａｐＬを予め規定された値に設定（４９）してから、スイッチは、Ｖｃａｐ１の谷に到達するとともにＶｃａｐ１がＶｃａｐＬより大きくなると開き、これは、参照番号４７を付した時間瞬時に生じる。１次電流がこの時間瞬時に上昇し（４５）、ハーフブリッジ電圧は、ハイサイドスイッチがオンに切り替わったことを表すハイの値まで上昇する。

図５に示す制御アルゴリズムは、５０％のデューティサイクルの高電力状態を示す。図５において、制御パラメータとしてのＶｃａｐＨ及びＶｃａｐＬに焦点を当てる。ハイサイドスイッチは、５８でオンに切り替えられる。先ず、Ｖｃａｐ１の山に到達した（５４）ことが検出され、Ｖｃａｐ１がＶｃａｐＨより大きいことが検出されている（５５）間、ハイサイドスイッチはオンのままである。しかしながら、一度Ｖｃａｐ１＜ＶｃａｐＨになると、基準２が満足され、ハイサイドスイッチがオフに切り替えられる。対応するアルゴリズムは、ローサイドスイッチをオフに切り替えるべきであるときを決定する５６，５７に従う。

制御アルゴリズムは、動作パラメータがＶｓｕｐｐｌｙ及び／又はＦｓｗｉｔｃｈに対して補償される特徴を有することができる。この場合、新たな動作パラメータＰｏｕｔｒｅｌ_ｃｏｍｐが、以下のように規定される。
Poutrel=Poutrel_compx１/［Vsupply^２xFswitch］
この場合、Ｖｓｕｐｐｌｙを、コンバータの実電源電圧とし、Ｆｓｗｉｔｃｈを、コンバータの実動作電圧とする。このようにして、出力電力の式は、次のようになる。
Pout=effxVsupply^２xPoutrelxCrxFswitch
したがって、
Pout=effxVsupply^２xPoutrel_compx１/［Vsupply^２xFswitch］xCrxFswitch
=effxPoutrel_compxCr
となる。

この動作パラメータＰｏｕｔｒｅｌ_ｃｏｍｐによって、制御パラメータと出力電力との間に直接的な関係が生じる。

本発明を、フルブリッジコンバータと組み合わせて用いることもできる。これも本発明の範囲内である。フルブリッジコンバータの回路図の一例を図６に示す。

フルブリッジコンバータの状況において、基準が四つ全てのスイッチに対して設定される。例えば、ＨＳＳ１及びＨＳＳ２が導通し又はＬＳＳ１及びＬＳＳ２が導通する。しかしながら、ハーフブリッジコンバータに関連した同等なモードを実現することができ、この場合、スイッチの組合せが以下のように制御される。
状態１：ＨＳＳ１及びＬＳＳ２導通
状態２：ＨＳＳ２及びＬＳＳ１導通

ハーフブリッジコンバータとの主な差は、共振タンクの電圧が２倍になることである。このモードにおいて、状態１が終了すると、ＨＳＳ１及びＬＳＳ２がオフに切り替えられる。Ｃｐ２とＣｐ１の両方が、ハーフブリッジコンバータと同様に１次電流により互いに逆の給電レールに対して充電される。この場合、ＨＳＳ２及びＬＳＳ１を、ハーフブリッジコンバータと同様にオンに切り替えることができる。

制御パラメータの基準又はスイッチの制御アルゴリズムを、この状況において次のように拡張することができる。
・ＨＳＳ２及びＬＳＳ１ターンオフ：
−［１次電流＞ＩｐｅａｋＨ］ＯＲ
−［Ｖｔｒａｆｏ１の山に到達］ＡＮＤ［Ｖｔｒａｆｏ１＜ＶｃａｐＨ］
・ＨＳＳ１及びＬＳＳ２ターンオフ：
−［１次電流＜ＩｐｅａｋＬ］ＯＲ
−［Ｖｔｒａｆｏ１の谷に到達］ＡＮＤ［Ｖｔｒａｆｏ１＞ＶｃａｐＬ］

図７は、状態パラメータの回路から制御論理ＣＬへの結合を示す本発明の実施の形態を示し、制御回路ＣＬは、アナログ制御機能ＡＣＦに接続され又はアナログ制御機能ＡＦＣを有する。さらに、共振コンデンサＣｒの位置は、図１に比べると変更されている。そのような回路内の変更、例えば、共振コンデンサＣｒの位置は、本発明の範囲内にある。共振コンデンサの位置を変更することによって、共振タンクの電圧がモニタされる予め決定されたポイントも変更が生じる。図７の実施の形態において、キャパシタンスＶｃａｐ１は、図１に示すポイント９と異なる参照番号６０を付したポイントでモニタされる。これら二つのポイント９，６０は、最も測定されうるポイントであり、ポイント９が好適である。その理由は、９の電圧がＶｈｂ（８）＋Ｖｃｒ（９−８）の直接表示だからである。共振コンデンサの両端間の電圧（９−８）も、例えばＬ１とＬ２との間又はＲｓの他の側（図１参照）に配置されている間に測定することができる。その後、所望のパラメータ（９の電圧）を、Ｖｈｂ（８）及びＶｃｒを測定するとともにこれら二つを加算することによって構成することができる。本発明の範囲は、ＣｒがＬ１とＬ２との間又はＲｓとグランドとの間に配置され又は（電流が他の方法で測定される場合には）Ｒｓを除外するとともにＶｈｂ＋Ｖｃｒが９又は６０の電圧の代わりとして用いられる実施の形態もカバーする。Ｖｃｒが実際には共振タンクの電流の積分（コンデンサＣｒが積分器として作用する。）ので、電流を積分するとともに、９又は６０で測定された電圧の代わりとしての積分電流をＶｈｂに加えたものを用いる。この実施の形態も本発明によってカバーされる。Ｖｃａｐ１の山又は谷検出の除外や導通間隔の開始後の（固定）時間による山若しくは谷の置換のような制御アルゴリズムの変更又は他の適合基準も、本発明の範囲内である。

共振タンクの電流Ｉｐｒｉｍは、電流検知抵抗Ｒｓを流れる電流としてモニタされる。一般に、全ての電流検知方法をここで用いることができ、例えば、ホール素子、電流測定変成器等を用いることができる。抵抗Ｒｓは、コンデンサＣｒとグランドとの間の回路のポイントに配置される。モニタされた電圧信号、Ｖｃａｐ１及びモニタされた電流を表すモニタリング信号は、モニタリングライン７１及び７２を通じてそれぞれ制御論理ＣＬに帰還される。

図８において、制御論理及びアナログ制御機能ＣＬ，ＡＣＦの実現を更に詳細に説明する。制御論理及びアナログ制御機能ブロックは、提案した制御アルゴリズムの実施の形態を実現する機能を表す。

Ｖｃａｐ１を表すモニタリング電圧信号７１は、制御論理ＣＬに入力される。回路から制御論理への状態パラメータの結合を、図１に示す共振回路以外の共振回路の他の実施の形態に対して示すとしても、Ｉｐｒｉｍ及びＶｃａｐ１を、図１に示す回路又は本発明の範囲内の他の全ての共振回路に対して同様に取得することができる。図７の回路によって、直流電圧成分がＶｃａｐ１に存在し、Ｖｃａｐ１制御を複雑にする。制御論理は、山及び谷検出器ＶＴ又はＶｃａｐ１の山／谷ポイントに到達するときを決定する同等の手段を具える。山及び谷検出器ＶＴの出力は、出力論理ＯＬに入力される。

Ｖｃａｐ１を表すモニタされた電流信号７１は、二つのコンパレータ８２，８３に更に接続される。コンパレータ８２，８３において、Ｖｃａｐ１信号は、制御パラメータＶｃａｐＨ及びＶｃａｐＬの値と比較される。

電圧Ｉｐｒｉｍを表すモニタされた電流信号は、制御論理ＣＬ及び二つのコンパレータ８４，８５に入力される。コンパレータ８４，８５において、Ｉｐｒｉｍ信号７２は、制御パラメータＩｐｅａｋＬ及びＩｐｅａｋＨの値と比較される。

制御パラメータＩｐｅａｋＨ，ＩｐｅａｋＬ，ＶｃａｐＬ及びＶｃａｐＨは、本実施の形態では、制御パラメータ決定ブロックＣＰＤ８６によって付与され、この場合、所望のＰｏｕｔｒｅｌが制御パラメータ決定ブロックＣＰＤ８６に入力され、制御パラメータは、これまで説明したようにＰｏｕｔｒｅｌの値に基づいて決定される。しかしながら、ブロック８６は、動作モードが単一パラメータすなわちＰｏｕｔｒｅｌで出力電力を制御するモードである実施の形態にのみ存在する。制御パラメータを、他の手段によってコンパレータに供給することもできる。

コンパレータ８２〜８５の出力は、出力論理ＯＬに供給される。出力論理は、コンパレータ８２〜８５からの入力及び山／谷検出器ＶＴに従って操作される。これらの入力に基づいて、出力論理は、ＨＳ及びＬＳドライバＨＳＤ，ＬＳＤに対してＨＳＳ及びＬＳＳ状態出力８０，８１を出力する。

Ｖｓｕｐｐｌｙ及び周波数補償を含む実施の形態において、Ｖｓｕｐｐｌｙ−周波数補償ブロックＶＦＣ９０を、Ｐｏｕｔｒｅｌ８６の補償のために追加することができる。

図９は、Ｐｏｕｔｒｅｌが９０において電源電圧及び切替周波数に対して補償される実施の形態を示す。本実施の形態において、スイッチの動作周波数は、９１を通じてＶｓｕｐｐｌｙ−Ｆｓｗｉｔｃｈ補償ブロックＶＦＳ９０に供給され、Ｐｏｕｔｒｅｌは、これまで説明したアルゴリズムに従って出力される。

本実施の形態において、制御論理ＣＬを、汎用コンピュータ手段又は専用のプログラマブルコンピュータ手段によって提供することができ、この場合、モニタリング信号を入力することができ、コンピュータ手段を、例えば、本発明の方法を実施するコンピュータコードを実行することによって制御論理を操作するように実現することができる。

本発明を、好適な実施の形態に関連して説明したが、これらの実施の形態は、ここで説明した特別な形態に限定することを意図するものではない。本発明の範囲は、添付した特許請求の範囲によってのみ制限される。ここで、二つのスイッチの参照は、二つを超えるスイッチの実施の形態を除外するものではない。

本明細書中、特定の実現形態、回路図等の開示した実施の形態の特定の詳細は、本発明を明確かつ完全に理解するために、制限の目的でなく説明の目的で説明した。しかしながら、特許請求の範囲によって規定したような本発明の範囲を逸脱することなく、ここで説明した詳細に従わない他の実施の形態において本発明を実施できることは、当業者によって容易に理解することができる。さらに、これに関連して、簡潔かつ明瞭のために、周知の装置、回路及び手順の詳細な説明を、不要な詳細及びあり得る混乱を回避するために省略した。

参照符号を特許請求の範囲に含めたが、参照符号を含めるのは、明瞭のためのみであり、特許請求の範囲を制限するものと解釈すべきでない。用語「具え」は、特許請求の範囲で挙げた素子又はステップ以外の素子又はステップの存在を除外するものではない。素子は、複数の素子の存在を除外するものではない。本発明を、複数の個別の素子を具えるハードウェア及び／又は適切にプログラムされたプロセッサによって実現することができる。複数の手段を列挙する装置の請求項において、これらの手段の幾つかを、ハードウェアの同一アイテムによって実施することができる。互いに相違する従属項で挙げられた所定の手段は、これら手段の組合せを有利に用いることができないことを意味しない。

図１は、共振コンバータの第１の実施の形態を示す。図２は、０〜２の範囲のＰｏｕｔｒｅｌの関数としてのＶｃａｐ１を示す。図３は、０〜２の範囲のＰｏｕｔｒｅｌの関数としてのＩｐｒｉｍを示す。図４は、パラメータの第１セットに対して用いられる状況のシミュレーションにおける種々のパラメータの時間変動を示す。図５は、パラメータの第２セットに対して用いられる状況のシミュレーションにおける種々のパラメータの時間変動を示す。図６は、フルブリッジ形態の実施の形態を示す。図７は、状態パラメータの回路から制御論理及びアナログ制御機能までの結合を示す。図８は、制御論理及びアナログ制御機能の第１の実現を示す。図９は、制御論理及びアナログ制御機能の第２の実現を示す。

Claims

電気エネルギーを電源から負荷に供給する共振コンバータであって、
電源端子間に接続される直列配置された制御可能な第１及び第２のスイッチと、
前記第１及び第２のスイッチを開閉する制御信号を発生する制御装置と、
前記第１及び第２のスイッチに電気的に接続した共振タンクとを具え、
前記共振タンクが、共振コンデンサを具え、
前記第１及び第２のスイッチの一方をオンに切り替え、前記共振タンクを流れる電流をモニタし、前記共振タンクの予め決定されたポイントの電圧がモニタされ、前記第１のスイッチがオンに切り替えられている間に第１の導通間隔が生じ、前記第２のスイッチがオンに切り替えられている間に第２の導通間隔が生じ、二つの制御パラメータが前記第１の導通間隔に対して設定され、二つの制御パラメータが前記第２の導通間隔に対して設定され、二つの前記導通間隔に対する制御パラメータを、前記間隔のピーク電流及び前記間隔の予め決定された電圧とし、前記第１及び第２のスイッチを、四つの前記制御パラメータを含む基準に従ってオフに切り替えることを特徴とする共振コンバータ。
請求項１記載の共振コンバータにおいて、第１の基準又は第２の基準が満足されたときに前記第１のスイッチをオフに切り替え、前記第１の基準を、前記電流が前記ピーク電流を超えることとし、前記第２基準を、前記スイッチがオンに切り替えられた後に最小時間が経過するとともに前記間隔の予め決定された電圧によって設定されたレベルより下に前記電圧があることとし、前記第１の基準又は前記第２の基準が満足されたときに前記第２のスイッチをオフに切り替え、前記第１の基準を、前記電流が前記ピーク電流より小さいこととし、前記第２の基準を、前記スイッチがオンに切り替えられた後に最小時間が経過するとともにに前記間隔の予め決定された電圧によって設定されたレベルより上に前記電圧があることとしたことを特徴とする共振コンバータ。
請求項１記載の共振コンバータにおいて、四つの前記制御パラメータを、所望の動作モードに従って前記共振回路を作動するために設定したことを特徴とする共振コンバータ。
請求項１記載の共振コンバータにおいて、四つの前記制御パラメータを、前記共振コンバータの所望の動作モードを安定させるために設定し、安定化ループが、四つの前記制御パラメータを安定化手順に組み込むことを特徴とする共振コンバータ。
請求項３記載の共振コンバータにおいて、前記所望の動作モードを、出力電力が制御されるモードとしたことを特徴とする共振コンバータ。
請求項５記載の共振コンバータにおいて、前記出力電力を、単一の動作パラメータの値に従って前記制御パラメータを設定することによって制御することを特徴とする共振コンバータ。
請求項６記載の共振コンバータにおいて、前記単一の動作パラメータの領域を規定し、前記出力電力を、前記領域の単一の動作パラメータの値に従って前記制御パラメータを設定することによって制御することを特徴とする共振コンバータ。
請求項６記載の共振コンバータにおいて、前記単一の動作パラメータを、電源電圧及び前記コンバータの動作周波数に従って調整することを特徴とする共振コンバータ。
共振回路を制御する制御論理であって、
電源端子間に接続される直列配置された第１及び第２のスイッチを制御する出力論理と、
前記共振コンバータの共振タンクの電流及び前記共振タンクの予め決定されたポイントの電圧が入力され、前記電流及び前記電圧が制御パラメータと比較し、前記第１のスイッチがオンに切り替えられている間に生じる第１の導通間隔に対して二つの制御パラメータを設定し、前記第２のスイッチがオンに切り替えられている間に生じる第２の導通間隔に対して二つのパラメータを設定し、二つの前記導通間隔に対する制御パラメータを、前記間隔のピーク電流及び前記間隔の予め決定された電圧とし、少なくとも前記第１及び第２のスイッチが、四つの前記制御パラメータを含む基準に従ってオフに切り替えられる少なくとも一つのコンパレータとを具えることを特徴とする制御論理。
電気エネルギーを電源から負荷に供給する共振コンバータを制御する方法であって、
前記共振回路が、
電源端子間に接続された直列配置された第１及び第２のスイッチと、
前記第１及び第２のスイッチを開閉する制御信号を発生する制御装置と、
前記第１及び第２のスイッチに電気的に接続した共振タンクとを具え、
前記共振タンクが、共振コンデンサを具え、
前記共振タンクを流れる電流及び前記共振タンクの予め決定されたポイントをモニタするステップと、
前記共振コンバータの共振タンクの電流及び前記共振タンクの予め決定されたポイントの電圧を制御パラメータと比較し、
前記電流及び前記電圧が制御パラメータと比較し、前記第１のスイッチがオンに切り替えられている間に生じる第１の導通間隔に対して二つの制御パラメータを設定し、前記第２のスイッチがオンに切り替えられている間に生じる第２の導通間隔に対して二つのパラメータを設定し、二つの前記導通間隔に対する制御パラメータを、前記間隔のピーク電流及び前記間隔の予め決定された電圧とするステップと、
四つの前記制御パラメータを含む基準に従って前記第１および第２のスイッチをオフに切り替えるステップとを具えることを特徴とする方法。
請求項１０記載の方法をプログラマブル装置によって実行させることができるコンピュータ読出し可能コード。