KR100747424B1 - 공진 회로 소자들을 갖는 컨버터 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, DC 전압(U1)을 초핑(chopping)하기 위한 회로 소자들(S1, S2)로서, 상기 회로 소자들(S1, S2)의 스위칭-온 단계들이 교대로 일어나는 상기 회로 소자들을 포함하고, 초핑된 DC 전압(U3)을 처리하고 출력 전압(U2)을 생성하는데 이용되는 공진 회로 소자들(Cr, Lr)을 갖는 회로 어셈블리(5)를 포함하는 컨버터에 관한 것이다. 가능한 가장 작은 회로 소비 및 가능한 가장 작은 측정 손실을 가지고 변화될 수 있는 컨버터 부하의 모니터링 형태로서, 회로 소자가 스위칭-온 되기 전에 무효 시간 단계(Ttot)에서, 회로 소자에 인가된 전압(US1 또는 US2)이 문턱값(Uth)과 비교되고, 비교 결과로부터, 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 존재하는지의 여부가 확인되는 것이 제안된다. 제 2 실시예로서, 무효 시간 단계(Ttot) 동안, 회로 소자 상에 존재하는 전압(US1)의 유도값(dUS1/dt)이 결정되고, 결정된 유도값(dUS1/dt)으로, 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 존재하는지의 여부를 확인한다.
공진 회로, 컨버터, 용량성 컨버터 부하, 유도성 컨버터 부하, 무효 시간 단계

Description

공진 회로 소자들을 갖는 컨버터{Converter with resonant circuit elements}
본 발명은, 회로 소자들의 스위칭-온 단계들(switch-on phases)이 교대(alternating)로 일어나는, DC 전압을 초핑(chopping)하기 위한 회로 소자들, 및 초핑된 DC 전압을 처리하고, 출력 전압을 생성하기 위해 이용되는 공진 회로 소자들을 갖는 회로 어셈블리를 포함하는 컨버터에 관한 것이다.
이러한 부하 공진 컨버터들은 스위칭 전원의 출력에 접속된 부하에 DC 전압을 공급하기 위해 이용되는 스위칭 전원들을 의미한다. 이러한 스위칭 전원들에서 컨버터 입력 DC 전압을 얻기 위해, 우선 입력 상에 존재하는 AC 전압이 정류된다. 그러나, 본 발명은 또한 DC 전압이 DC 전압원으로부터 직접적으로 입력들에 공급되는 컨버터들에 관한 것이다. 이러한 컨버터는 또한 가스 방전 램프들의 동작을 위해 이용될 수도 있다. 컨버터 입력 DC 전압은 회로 소자들을 포함하는 브리지 회로에 의해 초핑된다. 이 초핑된 DC 전압은 공진 회로 소자들, 즉, 유도성 및 용량성 리액턴스 소자들을 갖는 회로 어셈블리에 인가되어, 회로 어셈블리에는 실질적으로 사인 곡선(sinusoidal)의 AC 전류가 흐른다. 적어도 하나의 유도성 및 적어도 하나의 용량성 공진 회로 소자가 이용될 것이다. 회로 어셈블리의 출력에 부하기 접속될 수 있고, 그로 인해, 컨버터의 출력에 부하가 접속될 수 있다. 스위칭 주파수를 적응시킴으로써, 부하 변화들 및 입력 전압 변동들이 그에 따라 적응된다. 공진 회로 소자들을 갖는 컨버터들, 즉, 공진 컨버터들은 회로 소자들을 높은 스위칭 주파수들에 의해 동작할 수 있고, 그로 인해, 가능한 전력 출력에 비해 비교적 작은 크기 및 가벼운 디바이스들이 실현될 수 있다. 공진 컨버터들이 이용될 때, 또한, 소위 제로-전압 스위칭 동작(ZVS)(zero-voltage switching operation)은 작은 회로 소비로 가능해 진다. 본 명세서에서, ZVS 동작은 회로 소자들은 회로 소자의 최저 실행 가능한 전압, 양호하게는 0볼트에 가까운 전압으로 스위칭-온(도전 상태로 됨)되는 것을 의미하는 것으로 이해된다. ZVS 모드에서, 공진 회로 소자들을 갖는 회로 어셈블리는 회로 소자들 측으로부터 고려된 유도성 입력 임피던스를 갖는다. ZVS 모드의 경우, MOSFET 트랜지스터들은 회로 소자들로서 통상적으로 이용된다. 이러한 방법으로 실현된 컨버터들에 의해, 용량성 부하에 따른 동작은 방지되어야 한다. 이러한 컨버터 모드는 증가된 스위칭 손실들로 초래되고, 심지어 컨버터 회로 소자들의 파괴의 원인이 될 수도 있다. 그러므로, 이러한 부하 공진 컨버터들에 의해 컨버터 부하의 형태(유도성 또는 용량성)를 결정하기 위한 수단들이 제공되는 것이 공지된다.
유럽 특허 제 0 430 358 A1호에는 가스 방전 램프들을 위한 컨버터 회로 장치가 공지되고 있는데, 여기서, 컨버터 부하의 형태는 상기 설명된 방식으로 결정된다. 회로 장치는 DC 전압을 초핑하기 위한 회로 소자들의 하프 브리지(half bridge)를 포함한다. 하프 브리지의 출력 측에는 공진 회로 소자들을 포함하는 회로 어셈블리가 배열되는데, 이 어셈블리는 방전 램프로 전압을 공급하기 위해 이용된다. 또한, 용량성 컨버터 부하에 의한 동작이 역시 방지되어야 한다. 이러한 이유로, 회로 어셈블리에 인가되는 전압과 회로 어셈블리에 흐르는 전류 사이의 위상차는 회로 어셈블리로 흐르는 전류를 모니터링함으로써 간접적으로 모니터링된다.
본 발명의 목적은 서두에 정의된 컨버터에 대해 다른 형태의 컨버터 부하 모니터링을 제안하는 것이고, 이러한 형태는 가능한 가장 작은 회로 소비 및 가능한 가장 작은 측정 손실과 함께 변경될 수 있다.
본 발명의 목적은 회로 소자가 스위칭-온 되기 전의 무효 시간 단계에서 얻어지고, 회로 소자에 존재하는 전압은 문턱값과 비교되고, 비교 결과로부터 유도성 및 용량성 컨버터 부하가 존재하는 지가 확인된다.
이러한 방식으로, 위상차들을 측정하는데 큰 비용이 드는 것이 방지된다. 더욱이, 오직 전압 측정들만이 필수적이고 손실에 관련되는 전류 측정은 필요치 않다. 만일 필요하다면, 바람직하지 않은 유형의 컨버터 부하인 경우, 일반 컨버터 동작은, 예를 들면, 중단되고 새로운 시작 시퀀스가 만들어진다. 컨버터 부하의 유형의 결정은 이러한 방식으로 매우 빠르게 이루어지므로, 원하지 않는 컨버터 동작 모드들은 카운터 측정(counter measures)으로 매우 빠르게 방해될 수 있다. 본 발명에 따른 컨버터 부하의 유형의 결정은 또한 높은 스위칭 주파수들에 적합하다.
본 발명의 실시예에서, 문턱값과의 비교는 회로 소자들 중 어느 것이 스위칭-온 되기 전 각각의 무효 시간 단계에서 일어날 것이다. 원치 않는 컨버터 동작 모드의 검출까지의 시간 간격은 이러한 방식으로 가능한 한 작게 유지한다.
본 발명은 무효 시간 단계 동안 이루어지고, 회로 소자 상에 존재하는 전압의 유도값이 결정되고, 결정된 유도값의 도움으로, 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 존재하는지가 확인된다.
선택적으로, 회로 소자 상에 존재하는 전압의 유도값에 대한 시간-평균을 포함하는 것이 가능하고, 비교를 위해 이러한 시간-평균값을 이용하는 것이 가능하다. 이러한 방식으로, 위상차의 비싼 측정들이 방지된다. 더욱이. 오직 전압 측정만이 필수적이고 손실과 연관된 전류 측정은 필요치 않는다. 만일 필요하다면, 원치 않은 유형의 컨버터 부하의 경우에서, 예를 들면, 일반 컨버터 동작은 정지하고 새로운 시작 시퀀스가 만들어질 수 있다. 컨버터 부하의 형태의 결정은 이러한 방식으로 매우 신속하게 이루어질 수 있고, 그러므로 원하지 않는 컨버터 동작 모드들은 매우 빠르게 카운터 측정들로 방해될 것이다. 본 발명에 따른 컨버터 부하의 형태의 결정은 또한 높은 스위칭 주파수에 적합하다.
본 발명의 실시예에서, 회로 소자 상에 존재하는 전압의 유도값의 평가가 각각의 무효 시간 단계 동안 이루어지고, 문턱값과의 비교는, 회로 소자들 중 하나가 스위칭-온 되기 전에 이루어진다. 즉, 컨버터 부하의 유형은 한 사이클 간격으로 모니터링된다. 원치 않는 컨버터 동작 모드의 검출까지의 시간 간격은 이러한 방식으로 가능한 한 짧게 유지된다.
또한, 본 발명은 컨버터 회로 소자들 중 적어도 하나를 제어하기 위해 적절히 구성된 제어 유닛, 특히, 집적 회로에 관한 것이다.
본 발명의 실시예의 예들은 다음의 도면을 참조로 하여 더 설명될 것이다.
도 1은 공진 컨버터를 포함하는 회로 장치에 대한 블록도.
도 2는 본 발명에 따른 공진 컨버터의 회로 구조를 도시하는 도면.
도 3은 유도성 부하에 대한 타이밍도들.
도 4는 용량성 부하에 대한 타이밍도들.
도 5는 제어 회로 소자들에 대한 제어 회로 장치의 블록도를 도시하는 도면.
도 6은 공진 컨버터의 부하 측에 관련된 전송 함수를 도시하는 도면.
도 7은 본 발명에 따른 컨버터 동작의 플로우 차트의 설명을 도시하는 도면.
도 8은 제어 회로 소자들에 대한 제어 회로 장치의 제 2 실시예의 블록도.
도 9는 제 2 실시예에 대한 일정한 부하 저항에 대한 주파수에 대비하여 플롯팅된 전송 함수를 도시한 도면.
도 10은 본 발명의 제 2 실시예에 따른 컨버터 동작의 플로우 차트의 설명을 도시하는 도면.
도 1에 도시된 블록도는 블록(3)으로 표시된 부하로 전력을 공급하기 위해 이용되는 출력 전압(U2)-여기서 DC 전압-으로 입력 DC 전압(U1)을 변환하기 위한 회로 블록(1)을 갖는 부하 공진 컨버터-여기서 스위칭 전원-를 도시한다. 입력 전압(U1)은 여기서 전원들을 스위칭하기 위한 일반적인 방식인 AC 전압망의 AC 전압을 정류함으로써 발생된다.
도 2는 도 1에 도시된 컨버터의 필수적인 소자들을 더 자세한 방식으로 도시한다. 입력 DC 전압(U1)은 DC 전압(U1)을 초핑하는 직렬로 배열된 회로 소자들(S1, S2)의 하프 브리지(half bridge)로 인가된다. 회로 소자들(S1, S2)은 회로 소자들(S1, S2)과 반-평행하게 배열되어 놓여진 각각의 다이오드로서 표시된 소위 바디 다이오드들(body diodes)(D1, D2)을 갖는 MOSFET 트랜지스터들의 경우에 존재한다. 회로 소자들(S1, S2)은 제어 소자(4)에 의해 제어되고, 이 목적을 위해 회로 소자들(S1, S2)에서 강하하는 전압(US1, US2)을 또한 측정하고 평가한다. 제어 유닛(4)은 각각의 회로 소자에 대하여 자신의 제어 회로를 포함하고, 제 1 제어 회로(10)는 회로 소자(S1)를 제어하기 위해 이용되고, 제 2 제어 회로(10′)는 회로 소자(S2)를 제어하기 위해 이용된다. 제어 유닛(4)은, 예를 들면, 단일 집적된 회로(IC) 상의 제어 회로들(10, 10′)과 함께 실현될 수 있다. 그러나, 제어 회로들(10, 10′)은 분리된 IC들에 의해 또한 실현될 수 있다. 제어 유닛(4) 또는 제어 회로들(10, 10′)에 의해, 무효 시간 단계들(dead time phases)의 길이의 자동적인 적응은 보장되고, 다음에서 더 자세히 설명될 것이다.
회로 소자(S2)와 평행하게 접속된 캐패시터(Cp)가 도시되고, 컨버터(1)가 동작할 때, 초핑된 DC 전압(U3)이 강하한다. 실시예의 상기 예와 같이, MOSFET 트렌지스터들로서 실행될 때, 캐패시터(Cp)는 회로 소자들(S1, S2)의 기생 캐패시턴스(parasitic capacitances)와 부분적으로 결합된다. 그러나, 캐패시턴스(Cp)는, 또한 다른 부가적인 캐패시터들을 포함할 수 있다. 초핑된 DC 전압(U3)은 회로 어셈블리(5)로 인가되고, 공진 회로 소자들을 포함하고, 출력 DC 전압(U2)을 발생시킨다. 본 경우, 회로 어셈블리(5)는 직렬로 접속된 캐패시턴스(Cr) 및 인덕턴스(Lr)를 공진 회로 소자들로서 포함한다. 캐패시턴스(Cr) 및 인덕턴스(Lr) 및 캐패시턴스(Cp)의 직렬적인 조합 사이에서, 컨버터 출력의 방향으로, 공진 회로 소자들(Cr, Lr)을 통해 흐르는 전류(I)를 정류하는 정류기 장치(6)가 있고, 일반적으로, 탭핑(tapping)될 수 있는 출력 DC 전압(U2)으로부터의 출력 상에 배열된 평활 캐패시터(smoothing capacitor)(C)로 인가된다. 도 2는, 출력 DC 전압(U2)이 본 명세서 상에서 옴 저항으로서 표시된 부하(R)상에 존재한다. 그러나, 기본적으로 컨버터(1)는 또한 DC 전압을 대신하여 AC 전압을 공급하기 위해 이용될 수 있다. 이러한 경우, 정류기 장치 및 평활 캐패시터에 의한 정류는 필수적이지 않고, 출력 전압은 도 2에 도시된 실시예의 정류기 장치(6)에서의 강하 AC 전압과 동일할 것이다.
입력 DC 전압(U1)은 회로 소자들(S1, S2)을 번갈아 온(도전 상태가 되게 함) 및 오프(비 도전 상태가 되게 함)로 스위칭시킴으로써, 초핑된 DC 전압(U3)으로 변환된다. 만일 스위치(S1)가 온된다면, 스위치(S2)는 오프된다. 만일 스위치(S2)가 온된다면, 스위치(S1)는 오프된다. 스위치(S1)의 온-단계의 종료와 스위치(S2)의 온-단계의 시작 사이에서, 두 개의 회로 소자들(S1, S2)이 오프되는 무효 시간 단계가 항상 존재한다. 회로 소자(S2)의 "온" 단계의 종료 및 회로 소자(S1)의 다음"온" 단계의 시작 사이에서, 이러한 무효 시간이 항상 존재한다. 이러한 무효 시간 단계들의 공급은 ZVC(Zero Voltage Switching) 동작을 가능하게 한다. 회로 소자들(S1, S2)의 "온" 및 "오프" 타임 단계들의 길이는 도 5 및 8을 참조하여 설명될 제어 유닛(4)에 의해 조절된다. 스위칭 주파수를 적응함으로써, 부하 변화들 및 입력 전압의 변동에도 불구하고 일정한 출력 전압이 보장된다.
도 3의 3개의 도면들 중 가장 위의 것은 회로 소자(S1) 상에 존재하는 제어 전압(UG1)의 값 및 회로 소자(S2) 상에 존재하는 제어 전압(UG2)의 값의 차 ｜UG1｜-｜UG2｜를 나타낸다. 회로 소자들(S1, S2)을 제어하기 위한 제어 신호들로서 이용되는 제어 전압들은 MOSFET 트랜지스터들의 각각의 게이트 전압들을 나타낸다. 만일 제어 전압들의 값들의 플로팅된 차가 0과 같다면, Ttot로 칭해지는 무효 시간 단계가 있다. 만일, 적합한 제어 전압(UG1)이 회로 소자(S1)의 제어 입력에 인가되기 때문에 회로 소자(S1)가 "온"으로 설정된다면, Ton(S1)라고 불리는 시간 간격들이 있다. 이러한 시간 간격들 내에서, 제어 전압(UG2)은 0과 같고, 그 후 회로 소자(S2)는 스위칭 오프된다. 회로 소자(S2)가 "온"되고 회로 소자(S1)가 "오프"되는 시간 간격들은 Ton(S2)으로 칭해진다. 이러한 시간 간격들 동안, 회로 소자(S2)의 제어 입력은 0이 아닌 제어 전압(UG2)이 공급되고, 이러한 경우 회로 소자(S2)는 스위칭-온 된다. 이들 시간 간격들 안에서, 제어 전압(UG1)은 0과 같다. 도 3의 중간 도면은 공진 회로 소자들(Cr, Lr)을 통해 흐르는 전류의 시간 함수로서의 파형(waveform)을 나타낸다. 마지막으로, 도 3의 맨 아래 도면은 기생(parasitic) 캐패시턴스(Cp)에 인가된 전압(U3)의 시간의 함수로서의 파형이 도시된다. 3 개의 도면들의 시간 축들인 시간(t)은 모두 동일한 크기를 갖는다.
다음으로, 각각의 스위칭 사이클들 사이에서 스위칭 동안 동작들에 상태에 관련된 회로 소자들(S1, S2)의 온 및 오프-상태들 사이의 변화가 설명된 예가 명백해 질 것이다. t0 순간에, 제어 전압(UG2)은 회로 소자(S2)가 스위칭 "오프"되게 하도록, 0으로 설정된다. 이것은 회로 소자(S1)를 실행시키기 위해 이용되는 MOSFET 트랜지스터의 게이트 전극 상의 방전 동작을 이끈다. 그러나, 이 방전 동작이 종료될 때까지, 회로 소자(S2)는 아직도 도전 중이어서, 네거티브 전류는 이 순간 회로 소자(S2)를 통해 흐르는 것이 계속될 것이다. 이 순간(t1)에서부터, 회로 소자(S2)는 마침내 스위칭 오프 되고, 전류는 더 이상 이것을 통해 흐르지 않는다. 인덕턴스(Lr)에 저장된 에너지 때문에 전류(I) 흐름은, t1에서부터 캐패시턴스(Cp) 방향으로 충전되게 하고 그 후 전압(U3)은 상승한다. t2 순간에, 전압(U3)은 입력 DC 전압(U1)의 값에 마침내 도달해서, 다이오드(D1)는 도전을 시작할 것이다. 이 순간에서부터, 회로 소자(S1)는 스위칭 전압(US1)이 약 0 볼트(다이오드 방향으로 전압을 가진 ZVS)로 스위칭-온 된다. t2 순간의 잠시 후-t4 순간에서-각각의 제어 전압(UG2)이 인가되기 때문에 회로 소자(S1)는 스위칭-온 된다. 그 후에, 시간 간격 Ton(S1)은 스위칭-온 되는 회로 소자(S1) 및 스위칭 오프되는 회로 소자(S2)와 함께 개시된다.
t5 순간에, 이 시간 간격 Ton(S1)은 종료되고, 제어 전압(UG1)은 0으로 설정된다. 이것은 차례대로 회로 소자(S1)를 실행하기 위해 이용되는 MOSFET 트랜지스터의 게이트 전극 상의 방전 동작을 이끈다. t6 순간에, 회로 소자(S1)가 블록킹을 시작할 때까지 방전 동작은 종료되고, 즉, 오프 상태로 가므로, 이 순간에 양인 전류(I)는 캐패시턴스(Cp)를 방전하게 해서, 전압(U3)이 강하된다. t7 순간에, 전압(U3)은 0 값에 도달해서, 이 순간 다음부터는, 각각의 제어 전압(UG2)이 인가된 후 잠시 후, t9 순간에 실질적으로 발생하는, 다이오드(D2)는 도전이 시작되고, 회로 소자(S2)는 약 0 볼트인 스위칭 전압(US2)으로 스위칭-온 될 수 있다(다이오드 방향 전압으로). 이 순간부터, 시간 간격 Ton(S2)은 시작되고, 회로 소자(S2)는 스위칭-온 되고 회로 소자(S1)는 스위칭 오프된다.
t0 순간 및 t4 순간 사이와 t5 및 t9 순간 사이 모두에서, 제어 전압(UG1) 및 제어 전압(UG2) 모두가 0과 같을 동안, 소위 무효 시간 단계가 있고, 그 후, 스위칭-오프 제어 신호들이 존재하도록 제어 전압이 활성이 된다. 무효 시간 단계들 Ttot은 ZVS 동작이 가능하도록 설정된다. I(t) 도면에서, 해치된 영역(hatched area)은 캐패시턴스(Cp)의 충전/방전을 가능하게 하는 에너지에 대한 측정을 표시한다. 도 3에 도시된 이러한 경우, 사용 가능한 에너지는 충분하다.
도 3에 의해 도시된 동작 상태는, 예를 들면, 유도성 부하의 경우를 나타내는데, 즉, 전류 I는 전압(U3)의 제 1 고조파에 관련하여 레그한다(lags). 이러한 동작 상태에서, 컨버터(1)의 ZVS 동작(Zero Voltage Switch)이 가능하다.
도 4는 용량성 부하의 경우를 예를 들여 일정한 각각의 파형을 도시하였다. 이러한 동작 상태에서, 전류 I는 전압 U3의 제 1 고조파에 관련하여 이끌어진다. 용량성 부하의 경우, 컨버터(1)의 ZVS 동작은 더 이상 가능하지 않다. 도 4에서 t0 순간에, 회로 소자(S2)는 스위칭 오프된다. 전류 I는 포지티브이고, 전류 I가 인덕턴스(Lr)에 저장된 에너지에 의해 연속적으로 변환되기 때문에, 전압 U1까지의 캐패시턴스(Cp)의 점진적인 변화(도 3의 순간 t1 및 t2 사이의 경우와 같이)는 불가능하다. 이러한 경우, 전압(U3)은 t4 순간에 0 값에서부터 값 U1까지 갑자기 증가되고, 회로 소자(S1)는 스위칭-온 되는데, 즉, 전체 전압 U1은 S1이 스위칭-온 될 때 이 회로 소자에 여전히 인가된다. 따라서, t9 순간에, 회로 소자(S2)가 스위칭-온 될 때, 전압 U3이 아직 U1 값을 갖고 갑자기 0 값으로 떨어지기 때문에, 이러한 용량성 부하의 경우의 회로 소자(S2)의 스위칭은 어떠한 전압값 없이 초래되지 않는다. 용량성 부하의 경우, 높은 스위칭 손실들(전류 I 및 t4 및 t9 순간에서 각각 회로 소자 전압들(US1, US2)로부터 생성된 대응하는 큰 값들)은 본 명세서에 MOSFET 트랜지스터들로 구성된 회로 소자들(S1, S2)에서 전개하고, 손실들은 회로 소자들이 파괴되게 할 수 있다. 어떻게 이것이 일어나는지는 도 7을 참조하여 이후에 더 설명될 것이다.
도 5는 회로 소자(S1)를 제어하기 위해 이용되는 제어 회로(10)의 기본 구조의 블록도로 도시한다. 함수 블록(11)은 회로 소자(S1)의 스위칭-온 단계들 Ton(S1) 바로 직전에 놓인 무효 시간 단계(Ttot) 동안 변환하는 측정 및 평가 유닛을 조합하고, 측정된 전압 US1 또는 신호는 제 1 문턱값 Uth1과 인가된 신호를 비교하는 비교기 디바이스(12)에 대한 이러한 전압과 동일하다. 제 1 문턱값이 도달될 때, 논리 "1"에 대응하는 세트 신호가 OR 게이트(13)로 인가된다.
도 8에서 도시된 바와 같이, 제 2 실시예에서, 제어 회로(10)는 함수 블록(14)에 의해 조합된 회로 소자들을 더 포함하고, 회로 소자들은 스위칭-온 단계 Ton(S1)에 바로 선행하는 무효 시간 단계들 Ttot 동안 존재하는 회로 소자 전압 US1의 미분 계수들(differential quotients)을 결정하고, 미분 계수들 dUS1/dt와 제 2 문턱값 Uth2을 비교하는 비교기 디바이스(15)로 이 전압을 인가한다. 제 2 문턱값 Uth2에 도달할 때, 논리 "1"에 대응하는 세트 신호는 OR 게이트(13)에 인가된다.
부가적으로, 제어 신호(10)는 스위칭-온 단계 Ton(S1)에 즉시 선행하는 무효 시간 단계(Ttot)의 시작에서 시작하는 타이머(16)를 포함하고, 인가된 시간 신호와 미리 규정된 최대 허용가능 무효 시간 단계 길이 Ttot.max를 비교하는 비교기 디바이스(17)로 대응하는 시간 신호가 인가된다. 이 최대 무효 시간 단계 길이가 도달하면, 비교기 디바이스(17)는 OR 게이트(13)로 논리 "1"에 대응하는 세트 신호를 인가한다.
만일, OR 게이트(13)의 출력이 논리 "1"을 생성한다면, 이것은 스위칭-온 단계 Ton(S1)의 시작 또는 각각의 이전의 무효 시간 단계 Ttot의 종료를 초래한다. 만일 OR 게이트(13)의 출력이 논리 "1"이라면, 타이머(16)는 리셋되고, 함수 블록(18)에 의해 조합된 회로 수단은 미리 규정할 수 있는 스위칭-온 단계 Ton(S1)에 대하여 공급하고, 스위칭-온 신호로서 동작하는 제어 신호(UG1)는 회로 소자(S1)의 제어 입력에 인가된다. 더욱이, 함수 블록(18)은 함수 블록들(11, 14) 안에 측정 및 평가 디바이스들을 활성화하는 스위칭수단을 조합하고, 스위칭-온 단계 Ton(S2) 후에 타이머(16)는 종료된다. 함수 블록들(11, 14)의 측정 및 평가 디바이스들에 대한 가능한 신호로서 및 타이머에 대한 트리거 신호로서 이용되는 각각의 활성 신호는 이 순간 각각의 함수 블록들(11, 14, 16)로 함수 블록(18)에 의해 인가된다. 이것은 신호(19)가 스위칭-온 단계 Ton(S2)의 마지막에서 함수 블록(18)으로 인가되는 순간에 발생한다. 신호(19)는 회로 소자를 제어하기 위해 이용되는 제 2 제어 회로(10′)에 의해 발생되고, 제어 회로(10)와 유사하게 배열된다. 따라서, 스위칭-온 단계 Ton(S1)의 마지막에서, 또한 함수 블록(18) 또는 제어 회로(10)는 각각 대응하는 제 2 제어 회로(10′)에 대하여 신호(20)를 발생한다.
도 6은, 주파수 f에 대한 함수로서, 비 U2/U3의 패턴을 나타내는 전달 함수(transmission function) A(s)를 도시한다. 컨버터(1)의 공진 주파수 fr에서, 주파수는 캐패시턴스(Cr) 및 인덕턴스(Lr)에 의해 필수적으로 결정된다. 전달 함수 A(f)는 최대값을 갖는다. fr보다 낮은 주파수 f에서(영역 I), 용량성 부하가 있다. 다른 한편에 fr보다 높은 주파수들(영역 Ⅱ)은 유도성 컨버터 부하의 동작의 컨버터 모드들에 대응한다. 공진 주파수 fr 위의 주파수 f에서, 컨버터는 따라서 이용될 수 있다. 도 6으로부터 동작의 용량성 모드(영역Ⅰ)는 통상적으로 이용되는 제어 메커니즘들이 더 이상 컨버터 출력 전압(U2)를 제어하기 위해 효과적이지 않기 때문에 또한, 방지되는 것이 분명하다. 영역(Ⅰ)에서, 영역(Ⅱ)과 반대로, A(f)의 값은 감소하는 주파수와 함께 감소하고, 영역(Ⅰ)과 같은 네거티브 피드백 대신에 (하강 주파수 f와 함께 A(f) 값 상승), 출력 전압 U2의 제어를 방지하는 포지티브 피드백이 있다.
도 7에 도시된 플로우차트는 컨버터(1)가 이용될 때, 어떻게 제어 유닛(4)이 유도성 부하 또는 용량성 부하가 발생되는지를 (더 도시되지 않은 회로 장치에 의해) 모니터링하는지를 도시한다. 모니터링은 가능한 연속적인 모니터링을 보장하기 위한 사이클에 의한 양호하게 효과적인 사이클이다. 블록(30)은 회로 소자(S1, S2) 의 연속적인 스위칭-온 단계 Ton(S1) 또는 Ton(S2) 중 하나를 나타낸다. 블록(31)에 의해 표시된 무효 시간 단계(Tout) 각각의 끝 및 다음의 스위칭-온 단계에서, 다음에 스위치될 2개의 회로 소자들 중 하나의 전압이 미리 결정된 문턱값(Uth)보다 작은지를 결정하는 테스트가 행해진다. 도 2에 도시된 컨버터(1)와, 두 개의 스위칭 전압들 US1 및 US2(=U3)이 측정된다. 그러나 각각 스위칭 전압(US1)은 (U1-U3)의 차로서 전압 U1 및 전압 US2 또는 U3으로부터 간접적으로 유도될 수 있다. 유도성 부하의 경우, 회로 소자들(S1, S2) 상의 전압이 회로 소자들이 스위칭-온 됐을 때, 각각의 평행하게 배열된 다이오드의 다이오드 포워드 전압과 동일하고(도 3을 참조), 용량성 부하의 경우, 회로 소자들의 각각의 스위칭-온 전압은 전압(U1)의 값과 같기 때문에, 문턱값은 다이오드들(D1, D2)의 포워드 전압 및 전압(U1)의 값 사이에 놓여있도록 선택된다. 만일 블록(32)에 의해 표시된 단계에서, 각각의 회로 소자 전압이 문턱값 Uth보다 작다고 설정되면(브렌치 Y), 컨버터 모드는 다음 스위칭-온 단계(Ton)와 함께 연속된다[블록(30)]. 그러나, 만일 이 단계에서, 용량성 부하의 경우에 대응하여 각각의 회로 소자 전압이 문턱값(Uth)을 초과한다면(브렌치 N), 컨버터의 일반 동작은 정지되고, 컨버터의 새로 시작한 시퀀스는 일반적인 방식이 수행된다(블록(33)).
도 8은 블록도로서, 회로 소자(S1)를 제어하기 위해 이용되는 제어 회로(10)의 제 2 실시예의 기본 구조를 도시한다. 함수 블록(14)은 회로 소자(S1)의 스위칭-온 단계 Ton(S1) 바로 전에 놓여있는, 무효 시간 단계(Tout) 동안 전환하는 측정 및 평가 유닛을 조합하고, 측정된 전압(US1) 또는 비교기 디바이스(15)에 대한 이 전압과 동일한 신호는, 이러한 인가된 신호를 제 1 문턱값(Uth1)과 비교한다. 제 1 문턱값이 도달되면, 논리 "1"에 대응하는 세트 신호가 OR 게이트(13)에 인가된다.
부가적으로, 제어 회로(10)는 스위칭-온 단계 Ton(S1)를 즉시 선행하는 무효 시간 단계(Ttot)의 시작에서 시작하는 타이머(16)를 포함하고, 미리 규정할 수 있는 최대 허용 가능한 타임 단계 길이 Ttot.max.와 인가된 타임 신호를 비교하는 비교기 디바이스(17)에 대응하는 타임 신호를 인가한다. 이 최대 무효 시간 단계 길이에 도달할 때, 비교기 디바이스(17)는 논리 "1"에 대응하는 세트 신호를 OR 게이트(13)에 인가한다.
만일 OR 게이트(13)의 출력이 논리 "1"을 생성하면, 이것은 스위칭-온 단계 Ton(S1)의 시작 또는 각각 이전의 무효 시간 단계(Ttot)의 종료를 초래한다. 만일, OR 게이트(13)의 출력 상에 논리 "1"이 있다면, 타이머(16)는 리셋하고, 함수 블록(18)에 의해 조합된 회로 수단은 미리 결정된 스위칭-온 단계 Ton(S1)을 공급하고, 스위칭-온 신호로서 동작하는 제어 신호(UG1)는 회로 소자(S1)의 제어 입력에 인가된다. 더욱이. 함수 블록(18)은 함수 블록들(11, 14) 안의 측정 및 평가 디바이스들을 활성화하는 스위칭 수단들을 조합하고, 스위칭-온 단계(Ton) 후의 타이머(16)는 종료된다. 함수 블록들(11, 14)의 측정 및 평가 디바이스들에 대하여 이네이블 신호(enable signal)로서 이용되고, 타이머(16)의 트리거 신호로서 이용되는 각각의 활성 신호는 함수 블록(18)에 의해 이 순간에 각각의 함수 블록들(11, 14, 16)로 인가된다. 이것은 신호(19)는 스위칭-온 단계 Ton(S2)의 종료시 함수 블록(18)으로 인가되는 순간 발생하고, 신호(19)는 회로 소자를 제어하기 위해 이용되고, 제어 회로(10)와 유사하게 구성되는 제 2 제어 회로(10′)에 의해 발생된다. 따라서, 스위칭-온 단계 Ton(S1)의 종료시, 또한 함수 블록(18) 또는 제어 회로(10) 각각이 대응하는 제 2 제어 회로(10′)에 대한 신호(20)를 생성한다.
도 9는 주파수 f의 함수로서 계수(U2/U3)의 패턴을 나타내는 전송 함수 A(s)를 도시한다. 컨버터(1)의 공진 주파수(fr)에서, 주파수는 캐패시턴스(Cr) 및 인덕턴스(Lr)에 의해 필수적으로 결정되고, 전송 함수 A(f)는 그 최대를 갖는다. 주파수 fr보다 낮은 주파수들 f에서(영역 Ⅰ) 용량성 부하가 있다. 다른 쪽의 fr보다 높은 주파수들(영역Ⅱ)은 유도성 컨버터 부하를 갖는 동작의 컨버터 모드들에 대응한다. 공진 주파수 fr상의 주파수들에서, 컨버터는 적절히 이용될 수 있다. 도 6으로부터 동작의 용량성 모드(영역 Ⅰ)는 또한 방지되는데, 일반적으로 사용되는 제어 메커니즘들이 컨버터 출력 전압 U2을 제어하는데 더 이상 효과가 없기 때문이다. 영역 Ⅰ에 대하여, 영역 Ⅱ와 반대로, A(f)의 값은 줄어드는 주파수와 함께 줄어들어서, 영역 Ⅰ안의 네거티브 피드백을 대신하여(강하 주파수 f와 함께 A(f)의 값이 증가한다), 포지티브 피드백이 있고 출력 전압(U2)의 제어를 방지한다.
도 10에 도시된 플로우 차트는 제어 유닛(4)이 컨버터(1)가 이용될 때 유도성 부하 또는 용량성 부하가 발생되는지의 여부를 모니터링하는 방법을 도시한다. 모니터링은 가능한 한 연속적으로 모니터링 하는 것을 보장하도록 사이클에 의해 더 양호하게 달성된 사이클이다. 블록(30)은 회로 소자(S1, S2)의 연속적인 스위칭-온 단계 Ton(S1) 또는 Ton(S2) 중 하나를 표시한다. 블록(31)에 의해 도시된 무효 시간 단계(Ttot) 동안, 특히 각각의 무효 시간 단계에 대해서 및 회로 소자(S1, S2) 상의 각각의 갱신된 스위칭에 따라서, 전압의 유도값(미분 계수)은 회로 소자에 존재한다. 도 3 및 4에서부터, 무효 시간 단계들 내의 시간 간격들 동안, 유도값의 유도성 부하(도 3)의 패턴은 용량성 부하(도 4)의 패턴으로부터 벗어나고, 회로 소자들(S1, S2) 모두는 비-용량성이다(즉, 이 시간 간격들에서 예를 들면, t0부터 t4 까지 및 t5부터 t9까지) 이것은, 유도성 또는 용량성 부하의 존재 여부를 검출하기 위해 이용된다. 문턱값 Uth은 이러한 시간 간격들 동안 각각의 유도성 또는 용량성 부하에 대하여 회로 소자들의 기대되는 유도된 전압 값들 사이의 영역에 따라서 값이 적절히 설정된다.
특히, 전압(U3)의 각각의 강하 또는 상승의 특성은 용량성 부하(도 4)의 경우에서, t0 및 t1 사이 또는 t5 및 t6사에의 시간 간격들에서 이용된다. 이것의 부하의 형태의 매우 빠른 검출을 이끈다. 다른 가능성은 유도성 부하(도 3)에서 발생하는 t1 및 t2 사이 또는 t6 및 t7 사이 각각의 시간 간격들(및 각각 선행 및 후행하는 시간 간격들)에서 전압(U3) 각각의 강하 및 상승 특성을 평가하는 것이 구성된다.
높은 주파수 전압 소자들에 기인한 잘못된 측정 결과를 상쇄하기 위해, 필터의 시간 상수(time constant)가 무효 시간 단계의 길이에 비해 낮은 동안, 측정된 유도값은 또한 로우-패스 필터링된다.
선택적으로, 회로 소자 전압들의 유도값과 문턱값 Uth의 직접적인 비교 대신에, 문턱값 Uth과 무효 시간 단계들 안의 각각의 스위치 소자 전압의 시간-평균값의 비교가 또한 행해질 수 있다. 평균값의 구성은 신호 평활에 링크된다. 특히, 평균값은 t1 및 t2 사이 및 t6 및 t7 사이의 시간 간격들 각각(및 각각의 선행 및 후행하는 시간 간격)에 대하여 평가된다. 그러나, 평균값은 이러한 시간 간격들의 각각의 세그먼트들에 대하여 또한 형성될 수 있다.
도 2에 도시된 컨버터(1)로, 두 개의 스위칭 전압(US1, US2)(=U3)은 평가된다. 그러나, 스위칭 전압(US1)은 또한 차 U1-U3로서 전압U1 및 전압 US2=U3로부터 간접적으로 결정될 수 있다.
블록(32)으로 표시된 단계에서, 각각의 스위치 소자 전압이 문턱값 Uth보다 작은 것으로 설정된다면(브렌치 Y), 컨버터 모드는 다음 스위칭-온 단계 Ton로 연속될 것이다(블록(30)). 그러나, 만일 이 단계 내에서, 용량성 부하의 경우에 대응하여, 각각의 스위치 소자 전압이 문턱값 Uth을 초과한다면, 컨버터의 일반적인 동작은 종료되고, 컨버터의 시퀀스의 새로운 시작은 일반적인 방식으로 수행될 것이다(블록(33)).

Claims (8)

  1. 회로 소자들(S1, S2)의 스위칭-온 단계들이 교대로 일어나는, DC 전압(U1)을 초핑(chopping)하기 위한 상기 회로 소자들(S1, S2)을 포함하고, 초핑된 DC 전압(U3)을 처리하고 출력 전압(U2)을 생성하는데 이용되는 공진 회로 소자들(Cr, Lr)을 갖는 회로 어셈블리(5)를 포함하는 컨버터에 있어서,
    회로 소자가 스위칭-온 되기 전 무효 시간 단계(dead time phase)(Ttot)에서, 상기 회로 소자 상에 존재하는 전압(US1, US2 각각)이 문턱값(Uth)과 비교되고, 상기 비교 결과로부터 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 존재하는지의 여부가 확인되는 것을 특징으로 하는, 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 문턱값과의 비교는, 상기 회로 소자들(S1 또는 S2 각각) 중 하나가 스위칭-온 되기 전에 각각의 무효 시간 단계(Ttot)에서 이루어지는 것을 특징으로 하는, 컨버터.
  3. 직류 전압(U1)을 초핑하기 위해 이용되는 위한 컨버터(1)의 회로 소자들(S1, S2) 중 적어도 하나를 제어하기 위한, 집적 회로인, 제어 유닛(4)으로서, 상기 컨버터에서 상기 회로 소자들(S1, S2)의 스위칭-온 단계들이 교대로 일어나고, 상기 컨버터는 초핑된 직류 전압(U3)을 처리하고 출력 전압(U2)을 생성하는데 이용되는 공진 회로 소자들(Cr, Lr)을 갖는 회로 어셈블리(5)를 포함하는, 상기 제어 유닛(4)에 있어서,
    상기 제어 유닛(4)은 회로 소자가 스위칭-온 되기 전 무효 시간 단계(Ttot)에서 상기 회로 소자 상에 존재하는 전압(US1 또는 US2 각각)을 문턱값(Uth)과 비교하고, 상기 비교 결과로부터 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 발생되는지의 여부를 확인하도록 제공되는 것을 특징으로 하는, 제어 유닛(4).
  4. 회로 소자들(S1, S2)의 스위칭-온 단계들이 교대로 일어나는 DC 전압(U1)을 초핑(chopping)하기 위한 상기 회로 소자들(S1, S2)을 포함하고, 초핑된 DC 전압(U3)을 처리하고 출력 전압(U2)을 생성하는데 이용되는 공진 회로 소자들(Cr, Lr)을 갖는 회로 어셈블리(5)를 포함하는 컨버터에 있어서,
    무효 시간 단계(Ttot)동안, 회로 소자 상에 존재하는 상기 전압(US1)의 유도값(dUS1/dt)이 결정되고, 상기 결정된 유도값(dUS1/dt)의 도움으로, 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 존재하는지가 확인되는 것을 특징으로 하는, 컨버터.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 결정된 유도값(dUS1/dt)은 비교기(15)에 의해 문턱값(Uth)과 비교되고, 상기 비교 결과로부터 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 존재하는지의 여부가 확인되는 것을 특징으로 하는, 컨버터.
  6. 제 4 항에 있어서,
    무효 시간 단계(Ttot)동안, 시간-평균값이 회로 소자 상에 존재하는 상기 전압(US1)의 유도값(dUS1/dt)에 대하여 결정되고, 문턱값(Uth)과의 비교가 비교기(15)에 의해 이루어지고, 상기 결과로부터 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 존재하는지의 여부가 확인되는 것을 특징으로 하는, 컨버터.
  7. 제 5 항 또는 제 6 항에 있어서,
    상기 문턱값(Uth)과의 비교는, 상기 회로 소자들(S1, S2) 중 하나가 스위칭-온 되기 전에 각각의 시간에서 이루어지는, 컨버터.
  8. DC 전압(U1)을 초핑하기 위해 이용되는 컨버터(1)의 적어도 하나의 회로 소자들(S1, S2) 중 적어도 하나를 제어하기 위한, 집적 회로인, 제어 유닛(4)으로서, 상기 컨버터에서 상기 회로 소자들(S1, S2)의 스위칭-온 단계들이 교대로 일어나고, 상기 컨버터는 초핑된 DC 전압(U3)을 처리하고 출력 전압(U2)을 생성하는데 이용되는, 공진 회로 소자들(Cr, Lr)을 갖는 회로 어셈블리(5)를 포함하는, 상기 제어 유닛(4)에 있어서,
    상기 제어 유닛(4)은 무효 시간 단계(Ttot)동안, 회로 소자 상에 존재하는 전압(US1)의 유도값(dUS1/dt)을 결정하고, 상기 결정된 유도값(dUS1/dt)의 도움으로 유도성 또는 용량성 컨버터 부하가 존재하는지의 여부를 확인하도록 제공되는 것을 특징으로 하는, 제어 유닛(4).
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