JP2008535455A - 共振コンバータの制御 - Google Patents
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Abstract
発明は、共振LLCコンバータの制御に関しており、共振コンバータの状態パラメータの基準を設定することにより、コンバータを近接容量モードで動作できるようにする。共振タンクを流れる電流、および随意的に共振タンクにおける所定ポイントの電圧をモニタし、スイッチオンした後に最小時間が経過したことを保証する第1基準、電流の絶対値が所定電流レベルに達しするという第2基準、所定ポイントの電圧が所定電圧レベルに達するという第3基準において、第1基準が、第2基準または第3基準とともに満されたときにスイッチ(ハイサイドスイッチまたはローサイドスイッチ)をオフにする。
Description
本発明は、共振コンバータの制御に関する。とくには、共振コンバータにおける近接容量モードの制御に関する。
共振コンバータを満足に動作させるためには、交流電流を生成するスイッチのオン、オフのスイッチングを適切な瞬間に行うことが重要である。スイッチ動作の周波数は、コンバータの動作モードを規定する。この動作周波数が十分に大きい場合、エネルギーコンバータは通常誘導モードで動作する。
スイッチのスイッチング周波数、すなわち変成器の一次側を流れる交流電流の周波数が、交流電流が少なくともブリッジノードにおける交流電流とほぼ同位相となるポイントまで減少するとき、コンバータは近接容量モードで作動する。
一般的に、エネルギーコンバータは誘導モードで作動することが望ましい。この目的のためエ、非オーバーラップ時間を十分に長いものに選択して、スイッチング損失を生じさせるハードスイッチングを防止することが重要である。しかし、非オーバーラップ時間の最大値には限界がある。これは、すなわち、ハードスイッチングはオーバーラップ時間を長く取りすぎた場合にも起こり、これによりスイッチング損失が生ずるからである。
特許文献1(米国特許出願2001/0036090号)には、スイッチの制御アルゴリズムが開示されており、これによるとハーフブリッジスイッチングノードのトップに近づいた時にスイッチをオンにする(ハイサイドスイッチをオン状態にする)またはバレーに近づいた時にスイッチをオンにする(ローサイドスイッチをオン状態にする)ようにスイッチオン時点を決定する。このようにして、スイッチがオンになる瞬間に変成器の一次側を流れる所定電流でスイッチに加わる電圧降下が最小となり、スイッチング損失が最小になる。スイッチオフにする時点は、既知の方法により決定する。既知の方法としては、例えばスイッチング周波数を増加させることとしてもよい。この場合、ハードスイッチングの振幅を測定し、所望のハードスイッチング振幅にするのに適当な値となるようスイッチング周波数を調整するのに使用する。この方法の欠点としては、コンバータを安定化させるのが困難な点である。
米国特許出願2001/0036090号明細書
本発明は、改良した共振コンバータを得ることを目的とする。本発明は、特許請求の範囲の独立請求項により定義する。従属請求項は、好適な実施形態を定義する。
ある実施形態では、構成がより簡単で、より堅牢で、より安価な共振コンバータを提供できるようにするため、コンバータ(例えば近接容量モード共振コンバータ)を制御する改良した手段を得ることで本目的を達成する。好ましくは本発明によって、上述のまたは他の欠点の一つもしくは複数を緩和、軽減もしくは解決する。
ある実施形態においては、少なくとも1個の状態変数、および随意的に2個の状態変数をモニタし、誘導モードにおける動作を保証する、すなわち容量モードにおける動作を回避するための、制御アルゴリズムを実装する共振コンバータを提供する。容量モードの回避は、例えば共振タンクにおける電流の向きが逆転する前に導通側スイッチをオフにすることによって行うことができる。さらに、共振タンクを流れる電流は一次電流と称する。
共振コンバータをこのような方法で作動させることにより、多くの利点が得られる。一次電流および随意的にキャパシタ電圧をモニタし直接的にスイッチを操作することで、システムのより速い制御、およびより高い安定性を達成することができる。
さらなる利点は、回路内の各導通期間における一次電流および随意的にコンデンサ電圧を、基準値と比較することで、各スイッチをソフトスイッチングによりオンにし、スイッチをオンにする際のスイッチング損失を最小にすることができる点である。基準値は、例えばハーフブリッジポイントにおけるキャパシタを反対側供給レールに対して帯電させるための最小エネルギーを表すようにすることである。他の利点さえもあり、この利点は、サイクル毎に(cycle-by-cycle)近接容量モードのプロテクションができることである。サイクル毎の(cycle-by-cycle)近接容量モードプロテクションにより得られる可能な技術的効果としては、コンバータをもはや周波数によって制御しなくてよくなるために、周波数調整ループが不要となるという効果がある。その代わりにコンバータは、サイクル毎(cycle-by-cycle)に制御する。サイクル毎(cycle-by-cycle)のNCM(Near Capacitive Mode:近接容量モード)プロテクションによって、さらに、主制御ループのスピードに対して実際上制限することなく、瞬間容量モードプロテクションおよび/またはハイサイドスイッチ(HSS)およびローサイドスイッチ(LSS)用のNCM境界にいたるまでの動作で50%異なるデューティサイクルに対して瞬間容量モードプロテクションが得られるという技術的効果がある。
従来技術と比較した際の本発明の重要な利点は、前もって必要となる作業を、コンバータが容量モードとならないように回避しながら、また電源電圧または負荷における過渡期中に行うことができる点である。
よりさらなる利点は、導通期間中において特定の電流の絶対値が、まず最大値に達した後にゼロまで減少したときにHSSもしくはLSSをオフにできるため、電流の値がゼロをまたぐことを防ぐことができ、結果としてハードスイッチングを回避できる点である。
請求項2〜4に記載の付加的な特徴は、一次電流および随意的にキャパシタ電圧の制御パラメータに関連した特定の基準を設定することに加え、基準が導通期間の初期に満たされていたとしても、これを無視することができることを保証できるという点である。最小時間が経過するという基準が満たされる状態は、必ずしもタイマ手段によって取得する必要がないと解されたい。これは、例えば特定の基準に関連した一次電流および/または所定ポイントにおける電圧の既知の展開によって、もしくは他の同等の手段によって取得してもよい。
請求項5〜7に記載の付加的な特徴は、異なる所定値は、異なるスイッチに関する導通期間用に特化したものとすることができるという利点がある。
本発明の付加的な態様によれば、共振コンバータを制御するための制御ロジック、共振コンバータを制御する方法、該方法の各ステップを実行するのに適用するコンピュータ可読コードを提供する。一般的に、本発明の様々な態様は、本発明の範囲内においてあらゆる可能な方法で組み合わせることができる。本発明のこれらおよび他の態様、特徴および/または利点は、以下の実施例を参照した記載により明確になるであろう。
図1は、共振ハーフブリッジコンバータとして形成した共振LLCコンバータ1の基本ブロック図を示す。このコンバータは、一次側4および二次側5を有する変成器を有する。コンバータ1は、変成器の一次側にある直流電源Vs2から変成器の二次側にあるVout3に接続した負荷(図示せず)に電気エネルギーを供給するのに使用する。
さらにコンバータは、本明細書でハイサイド(HS)制御可能スイッチ6およびローサイド(LS)制御可能スイッチ7として記載した第1および第2の制御可能スイッチを有する。これらのスイッチは互いに直列となるよう配置する。ハイサイドスイッチおよびローサイドスイッチは、例えばトランジスタ、サイリスタ、MOSFETとすることができる。
LLCコンバータの共振キャパシタCr9は、回路のあるポイント8において特定の電圧Vcap1を有している。共振タンク15には、電流Iprim10が流れている。またこの電圧Vcap1はキャパシタ電圧と称することもでき、電圧Vcap1は所定ポイントにおける電圧である。この所定ポイントは、この実施例では、図1中にVcap1に関連して示す。
ハイサイドスイッチ6に接続したハイサイドドライバ12は、ハイサイドスイッチ(HSS)を駆動し、ローサイドスイッチ7に接続したローサイドドライバ13は、ローサイドスイッチを駆動することができるように示す。ハイサイドドライバおよびローサイドドライバは、制御ロジック14に接続している。
このコンバータでは、共振キャパシタCr9、インダクタンスL116および磁化インダクタンスL217によって共振回路を形成する。ここで変成器および整流回路18は、直流出力電圧の生成に使用する。直列インダクタンスL319を追加することにより、出力電流を連続的に生成することができる。このコンバータには多くの変更例があり、例えば、ブリッジ整流器によって整流を行うもの、照明器具に使用するよう整流器を全く行なわないものとすることができる。さらに、変成器を省略する場合もある。
コンバータは多くの場合誘導領域で使用する。この領域において、共振コンデンサ(Cr)9における電流は、導通側スイッチをオフにした後、一定時間同一方向に流れ続ける。この導通時間は、共振キャパシタCr9と並列キャパシタ(Cpar)21の間にあるハーフブリッジノード20を、反対側スイッチの導通期間の前に、反対側の電源供給レールを帯電させるのに十分な時間である。この場合、スイッチでCpar21に蓄積されたエネルギーを消失することによるスイッチにおける過剰消失を防止し、スイッチをソフトスイッチングでオン状態にすることができる。容量モードでは、ハーフブリッジポイント20が反対側電源供給レールを帯電するまで、Cr9における電流の方向は逆転する。
共振コンバータが容量モード領域で動作するのを防止するにはいくつかの方法がある。
一つの既知の方法では、容量モードを検知したときに一時的に動作周波数を増加させる。この方法で欠点は、周波数をスイープさせる際に一定時間パワーが劇的に低下するために、通常の作動時に容量モードに近い状態で動作するようにコンバータを設計することができないことである。したがって、この方法はコンバータが故障状態にあるときしか使用することができない。
他の既知の方法では、ハーフブリッジポイントにおけるハードスイッチングの振幅を検出し、動作周波数をハードスイッチングの最大許容振幅に相当する値に制限する。この値は、しばしば近接容量モード境界(NCMボーダー)と称される。この従来技術の方法によると、コンバータを容量モードに近い状態に設計することができるが、この近接容量モードの調整ループは安定性に欠けるため、このループの帯域幅を小さく選択する必要がある。したがって、ループにはロード(負荷)ステップに関連する問題が生じ得る。
本発明によれば、上述の欠点を解決することができ、コンバータを近接容量モード境界にいたるまで安定性の問題なく、かつ迅速な応答時間で使用することができる。
ここで、ハイサイドスイッチ6の導通期間は、Vsupply2とハーフブリッジノード20の間に接続を生じてハイサイドスイッチがオン状態になるときに始まると定義する。ローサイドスイッチ7の導通期間は、ハーフブリッジノード20とグラウンド24の間に接続を生じてローサイドスイッチがオン状態になるときに始まると定義する。
HSSおよびLSSのオン状態は、適応型非オーバーラップまたは固定オーバーラップまたは従来技術に基づく他の基準によって決定することができる。これは、導通側スイッチをオフにした後の一定時間後に、反対側スイッチをオンにすることを意味している。またハーフブリッジが整流されたことを検出した後に、反対側スイッチをオン状態にすることも可能である。これは適応型非オーバーラップと称することができ、例えばハーフブリッジポイントでdV/dtを感知することによって実現できる。本発明の範囲は特定のスイッチをオフにする基準に関連するが、上述したように、コンバータを駆動させるためにあるスイッチを再度オン状態にする。
並列コンデンサCpar21を反対側電源供給レールまで帯電するに十分な電流が共振コンデンサCr9に依然として流れていれば、各導通期間のチェックを行うというのが基本的な考え方である。仮に電流が最小レベルよりも低下する場合、対応するスイッチをオフにする。
共振コンデンサの電圧Vcap18と近接容量モード境界における導通期間終了時の一次電流Iprim10との間には関連があることを示すことができる。したがって、Vcap18を使用して、コンバータを容量モード領域外に維持することができる。
一次電流Iprim10が減少過程でゼロになる場合にのみ導通期間を終了し、一次電流10が依然として増加する導通期間の第1部分では終了しないからである。したがって、(ハイサイドスイッチ6:HSS、もしくはローサイドスイッチ7:LSSの)導通期間に基づいてIprim10に山(トップ)もしくは谷(バレー)が生じた後にのみ、導通期間を終了することができる。
本発明の実施例では、容量モードを以下の制御アルゴリズムを使用して回避し、この制御アルゴリズムは制御ロジック14によって実行する。
HSSオフ:
1)[Iprimのトップに達する]AND
2)[Iprim<Iend_pos]OR[Vcap1<VcapH]
LSSオフ:
1)[Iprimのバレーに達する]AND
2)[Iprim>Iend_neg]OR[Vcap1>VcapL]
HSSオフ:
1)[Iprimのトップに達する]AND
2)[Iprim<Iend_pos]OR[Vcap1<VcapH]
LSSオフ:
1)[Iprimのバレーに達する]AND
2)[Iprim>Iend_neg]OR[Vcap1>VcapL]
一次電流におけるトップおよびバレーの検出は、例えばノイズや外乱と相まって識別が難しいため、トップおよびバレーの検出は、以下のようにして置き換えることができる。
HSSをオフにする第1基準、[Iprimのトップに達する]は、以下のことに置き換えることができる。すなわち、
[(HSスイッチがオン状態になる)AND(Iprim>0)が検出される]のイベントで導通期間がスタートするものとして、導通期間の終了を生じたこと。
[(HSスイッチがオン状態になる)AND(Iprim>0)が検出される]のイベントで導通期間がスタートするものとして、導通期間の終了を生じたこと。
LSSをオフにする第1基準、[Iprimのバレーに達する]は、以下のことに置き換えることができる。すなわち、
[(LSスイッチがオンになる)AND(Iprim<0)が検出される]のイベントで導通期間がスタートするものとして、導通期間の終了を生じたこと。
[(LSスイッチがオンになる)AND(Iprim<0)が検出される]のイベントで導通期間がスタートするものとして、導通期間の終了を生じたこと。
これら双方の基準は実用上極めて重要であり、これは保護(プロテクション)を検出しなくてはならない大きな負荷のNCMと、保護(プロテクション)が反応しなくともよい小電流しか流れない無負荷動作とをよりよく識別することができるからである。
これにより容量モードを防ぐために使用する制御変数は、Iend_pos,Iend_neg,VcapHおよびVcapLの4個となり、これら制御変数は図2〜4につき説明する。
本発明の他の実施例は、制御アルゴリズムの代替案を含んでおり、例えばIprimのトップもしくはバレーの検出を省く、または導通期間を開始した後のトップもしくはバレー検出を(所定の)時間経過時点に置換する、または他の互換性のある基準を使用する。
Iend_pos,Iend_neg,VcapHおよびVcapLの値を生成する可能な方法は複数ある。本発明のある実施形態においては、これらの値を以下のように設定する。
‐Iend_pos,Iend_negは、最小電源電圧によって決まる固定値。
‐VcapH,VcapLは、最小電源電圧と電源電圧補償の和によって決まる固定値。
‐IendもしくはVcapを制御することによりハードスイッチング電圧を所定の最大値に制限する調整ループと組み合わせたハードスイッチングの振幅(このことは、HSSもしくはLSSの一方の導通期間(1ループ)もしくは双方の導通期間(2ループ)の終了時に行う)。
‐Iend_pos,Iend_negは、最小電源電圧によって決まる固定値。
‐VcapH,VcapLは、最小電源電圧と電源電圧補償の和によって決まる固定値。
‐IendもしくはVcapを制御することによりハードスイッチング電圧を所定の最大値に制限する調整ループと組み合わせたハードスイッチングの振幅(このことは、HSSもしくはLSSの一方の導通期間(1ループ)もしくは双方の導通期間(2ループ)の終了時に行う)。
Iend_pos31,Iend_neg32,VcapH33およびVcapL34の値を設定する上述の方法は、HSS6およびLSS7をオフにする上述の制御アルゴリズムとの組み合わせで実行することができる。
図2は、NCM制限のための本発明による実施例によって得られたグラフであり、Iprim10による制御を示している。Vsupply 2は400Vに設定している。
図2において、各変数は以下のように選択する。すなわち、
IpeakH=iprimpeak,IpeakL=iprimdal(バレー),VcapH 33=vcapmax,VcapL34=vcapmin,Iendpos31=iprimpeak,Iendneg32=iprimdal(バレー)V2=Iprim10,vn(VCAP1)=Vcap1 8,Vn(Vhb1)=ハーフブリッジノード(Cr/Cpar)20における電圧。I(E_2)=L3における電流。
IpeakH=iprimpeak,IpeakL=iprimdal(バレー),VcapH 33=vcapmax,VcapL34=vcapmin,Iendpos31=iprimpeak,Iendneg32=iprimdal(バレー)V2=Iprim10,vn(VCAP1)=Vcap1 8,Vn(Vhb1)=ハーフブリッジノード(Cr/Cpar)20における電圧。I(E_2)=L3における電流。
最上部のグラフは、電流Iprim10経時的変化を示している。第2のグラフは、ハーフブリッジノード20における電圧43の経時的変化を示している。第3のグラフは、共振コンデンサの電圧Vcap18の経時的変化を示す。第4のグラフは、L3 44における電流の経時的変化を示す。全てのグラフにおいて35で示した期間は、ハイサイドスイッチの導通期間であり、36で示した期間は、ローサイドスイッチの導通期間である。
HSSがオンとなる第1の導通期間中のIprimのトップは、Iprim10の経時変化を表す曲線のトップポイント37で表してある。ポイント38以降Iprimは、制御値Iend_pos31よりも小さくなっている。したがって、HSS用の第1および第2の制御基準がポイント38以降で満足され、結果としてHSSはオフになる。
同様に、後続のLSSの導通期間中、Iprim10を示す曲線はポイント39でバレーとなり、ポイント40でIend_negよりも大きくなる。したがって、LSS用の第1および第2の制御基準がポイント40以降で満足され、結果としてLSSはオフになる。
Iprimの値が所定の正の値よりも小さく、所定の負の値よりも大きいことを保証する代替の方法としては、共振タンクを流れる電流Iprim10の絶対値が所定の値よりも小さくなるように保証する方法がある。同様に、正の方向に流れる電流を表す曲線のトップになる、または負の方向に流れる電流を表す曲線がバレーになること保証する方法は、絶対電流の絶対値が最大レベルに達したと記述する方法がある。
図3は、NCM制限のための本発明の実施例によって得られたグラフであり、Vcap1 8による制御を示す。Vsupplyは200Vに設定している。
最上部のグラフは、電流Iprim10の経時変化を示す。第2のグラフは、ハーフブリッジノード20における電圧43の経時変化を示す。第3のグラフは、共振コンデンサの電圧Vcap18の経時変化を示している。第4のグラフは、L3 44における電流の経時変化を示している。全てのグラフにおいて35で示した期間は、ハイサイドスイッチの導通期間であり、36で示した期間は、ローサイドスイッチの導通期間である。
HSSがオンとなる第1の導通期間中におけるIprimのトップは、Iprim10の経時変化を表す曲線のトップポイント37で示す。ポイント41以降、Vcap1は、制御値VcapH33よりも小さくなる。したがって、HSS用の第1および第2の制御基準が点41以降で満足され、結果としてHSSはオフになる。
同様に、後続のLSSの導通期間中、Iprim10を示す曲線はポイント39でバレーとなり、Vcap1 8はポイント42でVcapLよりも大きくなる。したがって、LSS用の第1および第2の制御基準が点42以降で満足され、結果としてLSSはオフになる。
図4aは、本発明の実施例を示す。この図4aは、共振キャパシタCr9の位置を2つのインダクタンスL1 16およびL2 17の後ろ側に変更した図1に記載のLLCコンバータを示す。この回路の変更は、回路構成が図1に示したコンバータまたは図4aに示したコンバータに限定されることはないことを示すために提示した。
図4aにおいては、共振キャパシタの電圧を図1におけるポイントとは異なるポイントでVcap1をモニタすることを示す。共振キャパシタCr9に加わる電圧は、例えば、共振キャパシタをL1とL2の間、または電流検出抵抗Rs(図1参照)の反対側に配置しても測定することができる。ここで、望ましいパラメータ(9における電圧)は、Vhb(20)およびVcrを測定し、これら2つを足し合わせることによって構成することができる。本発明の範囲は、CrをL1とL2の間もしくはRsと接地(グラウンド)との間に配置する実施例、またはRs省いた(電流を他の方法によって測定する場合)実施例であって、電圧9の換わりにVhb+Vcrを使用する実施例もカバーする。Vcrは事実上共振タンクにおける電流の積分であるため(キャパシタCrが積分器として機能するため)、この電流を積分し、Vhbと積分した電流の和を9における測定した電圧の変わりに使用することもできる。この実施例もまた本発明によってカバーされる。
共振タンクにおける電流Iprim10は、電流検出抵抗Rsense11を流れる電流としてモニタすることも示す。電流検出抵抗Rsense11は、回路中のCr9と接地(グラウンド)24との間の点に配置する。回路中の電流は、回路における他の任意の点で、使用可能な任意の方法で取得することもできる。これは例えば、スイッチを流れる電流、または測定すべき電流と直接関連しない素子、例えば電流の磁界を測定する素子により測定した電流とすることができる。
モニタした電圧信号Vcap18および電流Iprim10を表すモニタ信号は、それぞれモニタライン22および23を経て制御ロジック14にフィードバックする。
本発明は、フルブリッジコンバータと共に使用することも可能である。
図4bは、デバイスCL(制御ロジックおよびアナログ制御関数)14をより詳細に示す。CLブロック14は、本発明が提案する制御アルゴリズムを実現するための関数を示す。
図から、電流Iprim10を表すモニタしている電流信号23を、制御ロジック14に入力することが分かる。制御ロジック14は、モニタしている電流信号に接続したバレーおよびトップ検出器V/Tdet25を有する。バレーおよびトップ検出器25の出力は、制御ロジック14内に設けた出力ロジックOL30に入力する。出力ロジックは、HSSおよびLSSの状態を規定するためのラッチおよびセットリセット制御を有する。
Iprimを表すモニタしている電流信号23は、さらに2個の比較器26,27に接続する。比較器26,27により、Iprimを表す電流信号23をそれぞれ制御値Iend_neg32およびIend_pos31の値と比較する。
図4bに示すように、電圧Vcap18を表すモニタしている電圧信号22を、2個の比較器28,29に接続する。比較器28,29により、電圧Vcap18を表す電圧信号22を、それぞれ制御値VcapL34およびVcapH33の値と比較する。
比較器26,27,28および29による比較の結果を、比較器から出力し、出力制御ロジック30に入力する。
出力ロジック30の出力は、比較器26,27,28および29からの入力、およびバレーおよびトップ検出器25からの入力に基づく。これらの入力に基づき、出力ロジックはHSS状態出力45およびLSS状態出力46をHSドライバ12およびLSドライバ13に出力する。
図1の基本ブロック図を使用するならば、VcapH33、VcapL34用に電源電圧補正を追加することができる。このような場合この補正は必須であり、すなわちハーフブリッジにおいてVsupply2に等しい電圧の揺れがVcap18に加わるからである。
ある実施例においては、制御ロジックCLは、汎用コンピュータ手段、専用のプログラム可能なコンピュータ手段により設けることができ、この場合、モニタする信号をコンピュータ手段に入力し、コンピュータ手段は、例えば本発明の方法を実施するコンピュータコードを実行することによって、制御ロジックを動作させるよう実装する。
以上本発明の好適な実施例を説明したが、本発明はこれらの特定の実施例に限定するものではない。むしろ、本発明の範囲は、添付の特許請求の範囲によってのみ限定される。また2個のスイッチを有する実施例につき説明したが、2個以上のスイッチを持つ実施例を除外するものではない。
本明細書における、特定の実装方法、回路図などの実施例の開示に関する特定の詳細な説明は、本発明を明瞭にし、理解を確実にする説明のためのものであり、それらに限定するものではない。しかしながら、特許請求の範囲により規定された本発明の範囲を逸脱することのない範囲において、明細書で説明した詳細と完全には一致しない他の実施例も実施可能であると同業者には解されたい。さらに本文中では、記載を簡潔で明瞭なものにするために、既知の機器、回路、および手順の詳細な説明は、不要な詳細説明や混乱を避けるために割愛した。
参照番号が特許請求の範囲に含まれているが、これら参照番号は記載を明確にするためであって、特許請求の範囲を限定するものではないと解されたい。“comprising”の語は、請求項に列挙した要素や手順以外のものを除外するものではない。ある要素に付属した“a”や“an”の語は、それら要素が複数存在することを除外するものではない。本発明は、複数の異なる要素を備えたハードウェアによって、および/または適切にプログラミングされたプロセッサによって実行してもよい。装置に関しては特許請求の範囲で複数の手段を列挙しているが、ハードウェアの1つのおよび同じアイテムによってこれらの手段を実施してもよい。特定の測定が異なる独立項において別途に示されているが、これは発明をより都合のよいものにするためにこれら測定を同時に行うことができないということを示すものではない。
Claims (10)
- 電源から負荷に電気エネルギーを供給する共振コンバータであって、
直列に配列し、電源に接続した制御可能な第1スイッチおよび第2スイッチと、
前記第1および第2のスイッチをオン、オフする制御信号(45、46)を生成する制御デバイスと、
前記第1および第2のスイッチに電気的に接続し、共振コンデンサを有する共振タンクと
を備えた該共振コンバータにおいて、
前記第1および第2のスイッチの一方をオン状態にし、前記共振タンクを流れる電流、および随意的に前記共振タンクにおける所定ポイントで電圧をモニタし、第1基準が第2基準、または随意的に第3基準とともに満たされるときに前記一方のスイッチをオフ状態にし、前記第1基準は前記一方のスイッチがオン状態になった後に最小時間が経過したことを保証するものとし、前記第2基準は電流の絶対値が所定電流レベルに達していることを保証するものとし、前記第3基準は前記所定ポイントの電圧が所定電圧レベルに達したことを保証するものとした
ことを特徴とする共振コンバータ。 - 請求項1に記載の共振コンバータにおいて、前記第1基準は、前記電流の絶対値が最大値に達したときに満たされるものとした共振コンバータ。
- 請求項1に記載の共振コンバータにおいて、前記第1基準は、所定時間が経過したときに満たされるものとした共振コンバータ。
- 請求項1に記載の共振コンバータにおいて、前記最小時間は所定最小時間とし、前記第1の基準は、電流がゼロポイントをまたぎ、かつ電流がゼロポイントをまたいだ後に所定の最小時間が経過したときに満たされるものとした共振コンバータ。
- 請求項2に記載の共振コンバータにおいて、前記電流がトップポイントもしくはバレーポイントとなる絶対最大値に達したか否かを決定し、また制御デバイスは、電流が前記トップポイントまたはバレーポイントにおける絶対最大値に達したか否かに応答して前記一方のスイッチを制御する共振コンバータ。
- 請求項5に記載の共振コンバータにおいて、前記所定電流レベルを、電流が前記トップポイントまたはバレーポイントにおける絶対最大値に達したか否かに基づいて選択する共振コンバータ。
- 請求項5に記載の共振コンバータにおいて、前記所定電圧レベルを、電流がトップポイントまたはバレーポイントとなる絶対最大値に達したか否かに基づいて選択する共振コンバータ。
- 共振コンバータを制御するための制御ロジックであって、
直列に配列した第1スイッチおよび第2スイッチを制御する出力ロジックと、
前記共振コンバータの共振タンクにおける電流、および随意的に共振タンクにおける所定ポイントの電圧を受け取るよう接続した比較器であって、前記電流および前記随意的な電圧を所定レベルと比較し、スイッチがオン状態になった後に最小時間が経過したことを保証する第1基準、前記電流の絶対値が所定電流レベルに達したことを保証する第2基準、前記所定ポイントの電圧が所定電圧レベルに達したことを保証する第3基準として、第1基準が第2基準または第3基準とともに満たされたときに、前記スイッチをオフ状態にするよう前記出力ロジックに出力を送る該比較器と、
を備えたことを特徴とする制御ロジック。 - 電源から負荷に電気エネルギーを供給する共振コンバータの制御方法であって、共振コンバータが、
直列に配列し、動作にあたり前記電源に接続すべき第1および第2スイッチと、
前記第1および第2スイッチをオン、オフする制御信号を生成する制御デバイスと、
前記第1および第2スイッチに電気的に接続し、共振キャパシタを有する共振タンクと
を有する該共振コンバータの制御方法において、
前記共振タンクを流れる電流および前記共振タンクにおける所定ポイントの電圧をモニタするステップと、
前記電流および随意的に前記電圧を所定レベルと比較するステップと、
前記スイッチがオンになった後に最小時間が経過したことを保証する第1基準、前記電流の絶対値が所定電流レベルに達したことを保証する第2基準、前記所定ポイントの電圧が所定電圧レベルに達したことを保証する第3基準において、第1基準が第2基準または第3基準とともに満たされたときに前記スイッチをオフにするステップと、
を備えたことを特徴とする共振コンバータの制御方法。 - 請求項9に記載の方法を実行するためのプログラム可能なデバイスを動作可能にするコンピュータ可読コード。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
EP05102603 | 2005-04-01 | ||
PCT/IB2006/050900 WO2006103606A1 (en) | 2005-04-01 | 2006-03-23 | Control of a resonant converter |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008535455A true JP2008535455A (ja) | 2008-08-28 |
Family
ID=36809129
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008503650A Withdrawn JP2008535455A (ja) | 2005-04-01 | 2006-03-23 | 共振コンバータの制御 |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US8422250B2 (ja) |
EP (1) | EP1869758B1 (ja) |
JP (1) | JP2008535455A (ja) |
CN (1) | CN101164221B (ja) |
WO (1) | WO2006103606A1 (ja) |
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- 2006-03-23 EP EP06727723A patent/EP1869758B1/en active Active
- 2006-03-23 WO PCT/IB2006/050900 patent/WO2006103606A1/en active Application Filing
- 2006-03-23 JP JP2008503650A patent/JP2008535455A/ja not_active Withdrawn
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CN101164221B (zh) | 2010-09-01 |
US20100033998A1 (en) | 2010-02-11 |
EP1869758B1 (en) | 2012-10-10 |
EP1869758A1 (en) | 2007-12-26 |
CN101164221A (zh) | 2008-04-16 |
US8422250B2 (en) | 2013-04-16 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A761 | Written withdrawal of application |
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