JP6882798B2 - 電源供給装置及び負荷に電源を供給する方法 - Google Patents

電源供給装置及び負荷に電源を供給する方法 Download PDF

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Description

本発明は、電子又は電気装置に関するものとして、より詳細には、電源供給装置及び負荷に電源を供給する方法に関する。
生活又は産業現場で使われる様々な電子又は電気装置は電源を必要とする。電子又は電気装置の目的、特性、又は使用環境に従って、電子又は電気装置は互いに異なる形態の電源を必要とする。電子又は電気装置の中で特に誘導結合型プラズマ（ＩＣＰ、Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｐｌａｓｍａ）装置は、高い電力及び高い周波数を有する交流電源を必要とする。
誘導結合型プラズマ装置の動作を精密に制御するために、誘導結合型プラズマ装置に供給される電力量又は電流量が制御されなければならない。誘導結合型プラズマ装置に供給される電力量又は電流量を調整するための様々な方法が研究されてきた。しかし、大部分の方法は、電源供給装置の複雑度や体積又は価格を増加させる。又は、電源供給装置に高周波スイッチングノイズを誘発し、若しくはストレスを印加して、電源供給装置の誤作動を誘発して信頼度を下げ、寿命を大きく減少させる。したがって、複雑度を増さず、高周波スイッチングノイズ及びストレスを誘発しない電源供給装置及び電源を供給する方法に対する研究が求められている。
本発明の目的は、複雑度を増加せず、高周波スイッチングノイズ及びストレスを誘発しない向上した性能の電源供給装置及び電源を供給する方法を提供することにある。
本発明の実施例による電源供給装置は、直流電源を交流電源に変換するインバータと、前記交流電源を負荷に供給するインピーダンス整合回路と、及び、前記インバータが前記交流電源を出力するパワーリング（ｐｏｗｅｒｉｎｇ）区間及び前記インバータが前記交流電源を出力しないフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）区間の配置を調整して、前記インバータが前記インピーダンス整合回路を通して前記負荷に供給する電力量を調整する制御器と、を含む。
実施例において、前記インバータが供給する前記電力量が目標電力量より大きければ、前記制御器は前記フリーホイーリング区間が増加するように前記インバータを制御する。
実施例において、前記インバータが供給する前記電力量が目標電力量より小さければ、前記制御器は前記フリーホイーリング区間が減少するように前記インバータを制御する。
実施例において、前記制御器は、前記インバータが供給する前記電力量が目標電力量と等しくなるまで、前記フリーホイーリング区間を段階的に増加又は減少させる。
実施例において、前記制御器は、前記インバータが供給する前記電力量と目標電力量の差を検出し、前記インバータが供給する前記電力量が目標電力量と等しくなるように前記検出された差に従って前記フリーホイーリング区間を調整する。
実施例において、前記制御器は、前記インバータが供給する前記電力量と目標電力量の差をエラー値として計算し、現在のエラー値、以前のエラー値、そして比例−微分−積分（ＰＩＤ、Ｐｒｏｐｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｅｒｉｖａｔｉｏｎ）係数を用いて前記フリーホイーリング区間を調整する。
実施例において、前記制御器は、前記フリーホイーリング区間の長さをしきい値以下に制限する。
実施例において、前記しきい値は、前記インピーダンス整合回路及び前記負荷の品質因子（Ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）及び前記交流電源の周期によって決定される。
実施例において、前記制御器は、少なくとも1つの半周期の間に前記交流電源を供給するパワーリングセル及び少なくとも1つの半周期の間に前記交流電源を供給しないフリーホイーリングセルを配置して、前記パワーリング区間及び前記フリーホイーリング区間の配置を調整する。
実施例において、前記制御器は、前記パワーリングセルと前記フリーホイーリングセルを交互に配置する。
実施例において、前記制御器は、前記フリーホイーリングセルが連続的に配置される回数をしきい値以下に制限する。
実施例において、前記制御器は、少なくとも1つの周期の間に前記交流電源を供給するパワーリングセル及び少なくとも1つの周期の間に前記交流電源を供給する区間と前記交流電源を供給しない区間を含むフリーホイーリングセルを配置して、前記パワーリング区間及び前記フリーホイーリング区間の配置を調整する。
実施例において、前記負荷は、誘導結合プラズマ（ＩＣＰ、Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｐｌａｓｍａ）である。
実施例において、前記制御器は、第１半周期の間に正の電源を供給し、第２半周期の間に電源を供給しなく、第３半周期の間に負の電源を供給し、そして第４半周期の間に電源を供給しないように前記インバータを制御する。
実施例において、前記制御器は、第１半周期の間に正の電源を供給し、第２半周期の間に負の電源を供給し、第３及び第４半周期の間に電源を供給しなく、第５半周期の間に正の電源を供給し、第６及び第７半周期の間に電源を供給しなく、そして第８半周期の間に負の電源を供給するように前記インバータを制御する。
実施例において、前記インバータは、電源ノードと第１出力ノードとの間に並列連結された第１トランジスタ及び第１ダイオードと、前記第１出力ノードと接地ノードとの間に並列連結された第２トランジスタ及び第２ダイオードと、前記接地ノードと第２出力ノードとの間に並列連結された第３トランジスタ及び第３ダイオードと、前記電源ノードと前記第２出力ノードとの間に並列連結された第４トランジスタ及び第４ダイオードと、及び、前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間に連結されたインダクタと、を含み、前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードは、前記インピーダンス整合回路と連結され、前記制御器は、前記第１ないし第４トランジスタのゲートの電圧をそれぞれ制御する。
実施例において、前記制御器は前記交流電源の電圧と電流の符号が一致するように、そして前記インダクタを通して流れる電流量のピーク値と負のピーク値が一致するように前記インバータを制御する。
本発明の実施例による負荷に電源を供給する方法は、目標電力量を受信する段階と、負荷に供給される電力量と前記目標電力量を比較する段階と、比較結果によって前記目標電力量と前記電力量が等しくなるように、前記負荷に前記交流電源を供給するパワーリング（ｐｏｗｅｒｉｎｇ）区間及び前記負荷に前記交流電源を供給しないフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）区間を調整する段階と、及び、前記調整されたパワーリング区間及びフリーホイーリング区間によって前記負荷に電源を供給する段階と、を含む。
実施例において、前記電力量が前記目標電力量と等しくなるまで、前記パワーリング区間と前記フリーホイーリング区間が調整される。
本発明によると、電源供給装置のインバータに供給されるスイッチング信号のパターンを調整することによって、負荷に供給される電力量又は電流量が調整される。したがって、複雑度を増加させず、高周波スイッチングノイズ及びストレスを誘発しない向上した性能の電源供給装置及び電源を供給する方法が提供される。
本発明の実施例による電源供給システムを示すブロック図である。 本発明の実施例によるインバータ、インピーダンス整合回路、そして負荷をさらに詳細に示す。 制御器が第１ないし第４スイッチング信号を制御する例を示す。 第１ないし第４スイッチング信号にデッドタイムが追加される例を示す。 出力電圧の周波数と負荷の共振周波数が一致する時に時間の流れによる出力電圧及び出力電流の波形の例を示す。 出力電圧の周波数が負荷の共振周波数より低い時に時間の流れによる出力電圧及び出力電流の波形の例を示す。 図６の波形に従って出力電圧がハイレベルからローレベルに遷移する時のインバータの動作状態を示す。 出力電圧の周波数が負荷の共振周波数より高い時に時間の流れによる出力電圧及び出力電流の波形の例を示す。 図８の波形に従って出力電圧がハイレベルからローレベルに遷移する時のインバータの動作状態を示す。 直流電圧変換に従って電力を制御する方法の例を示す。 位相変換に従って電力を制御する方法の例を示す。 パルス幅変調に従って第１ないし第４スイッチング信号、そして出力電圧が調整される例を示す。 パルス幅変調によって電力に制御される方法の例を示す。 本発明の実施例による電力供給方法を示す。 本発明の実施例によって電力量を制御する方法の例を示す流れ図である。 本発明の応用例による電力供給方法の例を示す。 本発明の応用例による電力供給方法のもう一つの例を示す。 品質要因に従って電力が消尽される例を示す。 第１時間前後の第１及び第２線をさらに詳しく示す。 フリーホイーリング区間を２つ以上に分けて配置する例を示す。 パワーリングセル及びフリーホイーリングセルの例を示す。 パワーリングセル及びフリーホイーリングセルのもう一つの例を示す。 パワーリングセル及びフリーホイーリングセルによってリップルが発生する例を示す。 出力電流でリップルが抑制される例を示す。 本発明の応用例によるインバータ、インピーダンス整合回路、そして負荷を示す。 時間の経過に伴う出力電流とインダクタ電流の変化を示す。 出力電圧がフリーホイーリング区間を有する時にインダクタ電流の変化を示す。 出力電圧がフリーホイーリング区間を有する時にインダクタ電流の変化のもう一つの例を示す。 出力電圧がフリーホイーリング区間を有する時にインダクタ電流の変化のもう一つの例を示す。 本発明の応用例によるインバータ、インピーダンス整合回路、そして負荷をさらに詳細に示す。
以下、本発明が属する技術分野において通常の知識を有する者が本発明の技術的思想を容易に実施し得る程度に詳細に説明するために、本発明の実施例を添付図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施例による電源供給システム１００を示すブロック図である。図１に示すように、電源供給システム１００は交流電源１１０、電源供給装置１２０、そして負荷１４０を含む。交流電源１１０は通常の家庭又は産業現場で使用される６０Ｈｚの電源である。負荷１４０は家庭又は産業現場で使用される電気又は電子装置である。例えば、負荷１４０は誘導結合プラズマ（ＩＣＰ、Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｐｌａｓｍａ）装置である。
電源供給装置１２０は第１交流電源を第２交流電源に変換して負荷１４０に供給する。例えば、第２交流電源は数百ｋＨｚないし数十ＭＨｚの周波数及び数ｋＷ以上の電力を有する。電源供給装置１２０は整流器１２１、キャパシタ１２２、インバータ１２３、インピーダンス整合回路１３０、そして制御器１２５を含む。
整流器１２１は交流電源１１０の出力を直流電源に変換する。例えば、整流器１２１は直流電源を接地ノードＧＮＤと電源ノードＶＰとの間に供給する。キャパシタ１２２は電源ノードＶＰと接地ノードＧＮＤとの間に連結される。キャパシタ１２２は電源ノードＶＰに伝達される交流成分を接地ノードＧＮＤに放電する。
インバータ１２３は電源ノードＶＰ及び接地ノードＧＮＤから直流電源を受信する。インバータ１２３は制御器１２５からスイッチング信号ＳＷを受信する。インバータ１２３はスイッチング信号ＳＷに応答して直流電源を第２交流電源に変換する。第２交流電源はインピーダンス整合回路１３０を通して負荷１４０に供給される。インピーダンス整合回路１３０は負荷１４０のインピーダンスに対する整合を提供する。
制御器１２５はインバータ１２３にスイッチング信号ＳＷを伝達する。制御器１２５はインバータ１２３が直流電源を第２交流電源に変換するようにスイッチング信号ＳＷを制御する。また、制御器１２５はインバータ１２３から負荷１４０に供給される電力量（例えば、電力量）を調整するようにスイッチング信号ＳＷを制御する。例えば、制御器１２５は、本発明の実施例によってインバータ１２３がパワーリング（ｐｏｗｅｒｉｎｇ）区間及びフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）区間を通して電力を供給するようにスイッチング信号ＳＷを制御する。パワーリング区間及びフリーホイーリング区間は、以下でより詳細に説明する。
図２は、本発明の実施例によるインバータ１２３、インピーダンス整合回路１３０、そして負荷１４０をさらに詳細に示す。図１及び図２に示すように、インバータ１２３は第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４、そして第１ないし第４ダイオードＤ１〜Ｄ４を含む。
第１及び第２トランジスタＴＲ１、ＴＲ２は電源ノードＶＰと接地ノードＧＮＤとの間に直列連結される。第１ダイオードＤ１は第１トランジスタＴＲ１と並列連結され、第２ダイオードＤ２は第２トランジスタＴＲ２と並列連結される。第３及び第４トランジスタＴＲ３、ＴＲ４は接地ノードＧＮＤと電源ノードＶＰとの間に直列連結される。第３ダイオードＤ３は第３トランジスタＴＲ３と並列連結され、第４ダイオードＤ４は第４トランジスタＴＲ４と並列連結される。例示的に、第１ないし第４ダイオードＤ１〜Ｄ４はボディダイオード又はショットキダイオードである。
第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４のゲートにそれぞれ第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４が伝達される。すなわち、第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４はそれぞれ第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４に応答して動作する。第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４は、図１に図示されたスイッチング信号ＳＷに対応する。
第１及び第２トランジスタＴＲ１、ＴＲ２の間のノードと第３及び第４トランジスタＴＲ３、ＴＲ４の間のノードは、出力ノードである。出力ノードはインピーダンス整合回路１３０及び負荷１４０に出力電圧ＶＯを伝達する。出力ノードはインピーダンス整合回路１３０及び負荷１４０に出力電流ＩＯを伝達する。
例示的に、インピーダンス整合回路１３０はキャパシタＣを含む。しかし、インピーダンス整合回路１３０の内部構成は、キャパシタ１つに限定されない。例示的に、負荷１４０は誘導結合プラズマＩＣＰ装置である。負荷１４０はインダクタＬｐｌａ及び抵抗Ｒｐｌａとしてモデリングされる。キャパシタＣ、インダクタＬｐｌａ及び抵抗Ｒｐｌａは、インバータ１２３の出力ノードの間に直列連結される。
図３は、制御器１２５が第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４を制御する例を示す。図３で、横軸は時間Ｔを表し、縦軸は第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４及び出力電圧を表し、縦軸の単位は電圧Ｖである。図１ないし図３に示すように、第１及び第３スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ３が１つの対で制御され、第２及び第４スイッチング信号ＳＷ２、ＳＷ４が１つの対で制御される。
第１スイッチング信号ＳＷ１がハイレベルを有する時、第３スイッチング信号ＳＷ３もハイレベルを有する。第１スイッチング信号ＳＷ１がローレベルを有する時、第３スイッチング信号ＳＷ３もローレベルを有する。同様に、第２スイッチング信号ＳＷ２がハイレベルを有する時、第４スイッチング信号ＳＷ４もハイレベルを有する。第２スイッチング信号ＳＷ２がローレベルを有する時、第４スイッチング信号ＳＷ４もローレベルを有する。
第１及び第３スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ３と第２及び第４スイッチング信号ＳＷ２、ＳＷ４は、相補的に制御される。例えば、第１及び第３スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ３がハイレベルを有する時、第２及び第４スイッチング信号ＳＷ２、ＳＷ４はローレベルを有する。第１及び第３スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ３がローレベルを有する時、第２及び第４スイッチング信号ＳＷ２、ＳＷ４はハイレベルを有する。
特定のスイッチング信号がハイレベルを有する時、特定のスイッチング信号が伝達されるトランジスタはターンオンされる。特定のスイッチング信号がローレベルを有する時、特定のスイッチング信号が伝達されるトランジスタはターンオフされる。
第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３がターンオンされ、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４がターンオフされる時、第１トランジスタＴＲ１は電源ノードＶＰの電圧を伝達し、第３トランジスタＴＲ３は接地ノードＧＮＤの電圧を伝達する。したがって、出力電圧ＶＯは正の値を有し、出力電流ＩＯは正の値を有する。すなわち、出力電流は、図２に図示された方向に流れる。
第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３がターンオフされ、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４がターンオンされる時、第２トランジスタＴＲ２は接地ノードＧＮＤの電圧を伝達し、第４トランジスタＴＲ４は電源ノードＶＰの電圧を伝達する。したがって、出力電圧ＶＯは負の値を有し、出力電流ＩＯは負の値を有する。すなわち、出力電流は、図２に図示された方向の逆方向に流れる。
図４は、第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４にデッドタイムＤＴが追加される例を示す。図４で、横軸は時間Ｔを表し、縦軸は第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４及び出力電圧ＶＯを表し、縦軸の単位は電圧Ｖである。
図３と比較すると、第１及び第３スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ３がハイレベルからローレベルに遷移する時点と第２及び第４スイッチング信号ＳＷ２、ＳＷ４がローレベルからハイレベルに遷移する時点との間にデッドタイムＤＴが存在する。同様に、第１及び第３スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ３がローレベルからハイレベルに遷移する時点と第２及び第４スイッチング信号ＳＷ２、ＳＷ４がハイレベルからローレベルに遷移する時点との間にデッドタイムＤＴが存在する。
デッドタイムＤＴ中に第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４はいずれもローレベルを有する。すなわち、第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４がターンオフされる。デッドタイムＤＴは電源ノードＶＰと接地ノードＧＮＤがショートされることを防止する。デッドタイムＤＴ中に、出力電圧ＶＯはデッドタイムＤＴ以前の電圧及び電流、第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４の動作タイミングによって決められるレベルを有する。
以下で、説明が複雑になることを回避するために、デッドタイムＤＴが本発明の技術的思想を説明するために必要な場合でなければ、デッドタイムＤＴを省略して第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４及び出力電圧ＶＯが図示される。デッドタイムＤＴが明示的に図示又は言及されなくても、デッドタイムＤＴが存在しないことを意図するものとは解析されない。
図５は、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗと負荷１４０の共振周波数ｆ０が一致する時に時間Ｔの流れによる出力電圧ＶＯ及び出力電流ＩＯの波形の例を示す。図１、図２及び図５に示すように、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗと負荷１４０の周波数ｆ０が一致する時、出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相が一致する。
例示的に、負荷１４０の共振周波数ｆ０は、負荷１４０のインダクタＬｐｌａ及びインピーダンス整合回路１３０のキャパシタＣによって決定される。負荷１４０の共振周波数ｆ０は数式１によって決定される。
［数式１］
Figure 0006882798
図６は、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗが負荷１４０の共振周波数ｆ０より低い時に時間Ｔの流れによる出力電圧ＶＯ及び出力電流ＩＯの波形の例を示す。図１、図２及び図５に示すように、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗが負荷１４０の共振周波数ｆ０より低い時に、出力電圧ＶＯの位相は出力電流ＩＯの位相より遅れる。
図７は、図６の波形によって出力電圧ＶＯがハイレベルからローレベルに遷移する時のインバータ１２３の動作状態を示す。図４、図６及び図７に示すように、出力電圧ＶＯがハイレベルからローレベルに遷移する時、デッドタイムＤＴが存在する。デッドタイムＤＴ中に、第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４はターンオフされる。
出力電流ＩＯは、負荷１４０及びインピーダンス整合回路１３０からインバータ１２３に向けて流れる。出力電流ＩＯの方向によって、第２及び第４ダイオードＤ２、Ｄ４は電流を通過させず、第１及び第３ダイオードＤ１、Ｄ３は電流を通過させる。すなわち、出力電圧ＶＯの位相が出力電流ＩＯの位相より遅れる時、デッドタイムＤＴ中に負荷１４０及びインピーダンス整合回路１３０からインバータ１２３に向けて出力電流ＩＯが流れる。
出力電流ＩＯが流れることによって、無駄な電力消費が発生する。また、出力電流ＩＯが流れることによって、インバータ１２３の出力電圧ＶＯは電源ノードＶＰと接地ノードＧＮＤとの間の電圧差を維持する。出力電圧ＶＯは、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４それぞれの両端に印加される。
デッドタイムＤＴが終了される時、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４それぞれの両端に高電圧（例えば、出力電圧ＶＯ）が印加された状態で第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４がターンオンされる。これは、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４に不要なストレスとして適用され、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４を劣化させる。
インバータ１２３の第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４の対称的な配置によって、同一の現象が第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３で発生する。例えば、出力電圧ＶＯがローレベルからハイレベルに遷移する時のデッドタイムＤＴ中に、無駄な電力消費が発生し、第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３にストレスが発生する。
図８は出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗが負荷１４０の共振周波数ｆ０より高い時に時間Ｔの流れによる出力電圧ＶＯ及び出力電流ＩＯの波形の例を示す。図１、図２及び図８に示すように、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗが負荷１４０の共振周波数ｆ０より高い時、出力電圧ＶＯの位相は出力電流ＩＯの位相より進む。
図９は、図８の波形に従って出力電圧ＶＯがハイレベルからローレベルに遷移する時のインバータ１２３の動作状態を示す。図４、図８及び図９に示すように、出力電圧ＶＯがハイレベルからローレベルに遷移する時、デッドタイムＤＴが存在する。デッドタイムＤＴ中に、第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４はターンオフされる。
出力電流ＩＯは正の値を有するので、出力電流ＩＯはインバータ１２３からインピーダンス整合回路１３０及び負荷１４０に向けて流れる。出力電流ＩＯの方向によって、出力電流ＩＯは第１ないし第４ダイオードＤ１〜Ｄ４を通して流れない。代わりに、出力電流ＩＯは第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３の寄生キャパシタ（図示せず）を通して流れる。
出力電流ＩＯが流れることによって、第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３それぞれの両端電圧は、電源ノードＶＰと接地ノードＧＮＤの電圧の差だけ増加する。出力電流ＩＯが流れる時に、第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３の寄生キャパシタ（図示せず）及び配線の寄生インダクタ（図示せず）によって共振（例えば、寄生共振）が発生する。寄生共振は、出力電流ＩＯの大きさが大きいほど共に大きくなり、高周波スイッチングノイズの原因となる。
また、第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３を通して出力電流が流れているうちに、デッドタイムＤＴで第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３がターンオフされる。これは第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３にストレスとして作用する。第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４の対称的配置によって、出力電圧ＶＯがローレベルからハイレベルに遷移する時に同一の高周波スイッチングノイズ及びストレスが第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４で発生する。
上述のように、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗと負荷１４０の共振周波数ｆ０が異なると、第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４にストレスが印加され、又は無駄な電力消費が発生する。したがって、電力供給装置１２０の信頼性を改善し、性能を向上させるために、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗが負荷１４０の共振周波数ｆ０と類似して制御されなければならない。
具体的に、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗが負荷１４０の共振周波数ｆ０より微小に高い（例えば、略０．１ないし１０％）ものが好まれる。出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗが負荷１４０の共振周波数ｆ０より微小に高ければ、図８のデッドタイムＤＴ状態で出力電流ＩＯの瞬間的な大きさが微小な正の値（例えば、最大値の０．１％〜１０％）を有する。
図８及び図９を参照して説明した状況で、第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３は微小な電流が流れる状態でターンオフされるので、第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３に印加されるストレスは無視される。デッドタイムＤＴ中に、出力電流ＩＯが流れることによって第１及び第３トランジスタＴＲ１、ＴＲ３それぞれの両端電圧は、電源ノードＶＰと接地ノードＧＮＤの電圧差に該当するほど上昇する。
デッドタイムＤＴ中に、出力電流ＩＯが流れることによって第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４それぞれの両端電圧は０Ｖ（又はそれに類似した低電圧）に減少する。すなわち、デッドタイムＤＴが終了され、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４がターンオンされる時、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４それぞれの両端電圧が０Ｖであるので、第２及び第４トランジスタＴＲ２、ＴＲ４に印加されるストレスが無視される。
このように、出力電圧ＶＯの位相が出力電流ＩＯの位相より微小に進むように（例えば、０．１％〜１０％）制御すれば、トランジスタがＺＶＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ ｎｅａｒｌｙ Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）と呼ばれる好ましいスイッチング動作を行う。ＺＶＺＣＳによると、インバータ１２３の第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４が安定的に制御される。本発明の実施例による制御器１２５は、ＺＶＺＣＳに従って第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４を制御する。
負荷１４０の動作を精密に制御するために、負荷１４０に供給される電力、例えば、電力量が制御される。負荷１４０に供給される電力を制御するために、多様な方法が使用される。図１０は、直流電圧変換に従って電力を制御する方法の例を示す。図１０に示すように、直流電圧変換に従って出力電圧ＶＯの最大値が調整される。
直流電圧変換を使用すると、出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相が変更せずに維持される。したがって、インバータ１２３の動作が安定されるという長所が提供される。一方、直流電圧変換を使用すると、電源ノードＶＰの直流電圧変換を行うための別途の直流−直流変換器が必要とする。また、直流−直流変換を行うための時間が必要であり、電力制御速度が遅いという短所がある。
図１１は、位相変換に従って電力を制御する方法の例を示す。図１１に示すように、位相変換に従って出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相差が調整される。出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相差によって重複される領域の面積が減少すると、負荷１４０に供給される電力が減少する。したがって、出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗを調整して、負荷１４０に供給される電力が調整される。
出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗを調整することによって電力が調整されるので、電力が相対的に迅速に調整される。しかし、図５ないし図９を参照して説明されたように、出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相が変わると、第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４にストレスが印加される。したがって、インバータ１２３の安定性が低下される。
図１２は、パルス幅変調によって第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４、そして出力電圧ＶＯが調整される例を示す。図２及び図１２に示すように、第１及び第２スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ２は、図３を参照して説明されたものと同一の位相を有する。第３及び第４スイッチング信号ＳＷ３、ＳＷ４は、図３を参照して説明されたものより進んだ位相を有する。
出力電圧ＶＯは第１及び第３スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ３が共にハイレベルを有する時にハイレベルを有する。第３スイッチング信号ＳＷ３の位相が第１スイッチング信号ＳＷ１の位相より進むと、第１及び第３スイッチング信号ＳＷ１、ＳＷ３が共にハイレベルを有する区間が減少する。したがって、出力電圧ＶＯがハイレベルを有する区間が減少する。
出力電圧ＶＯは、第２及び第４スイッチング信号ＳＷ２、ＳＷ４が共にハイレベルを有する時にローレベルを有する。第４スイッチング信号ＳＷ４の位相が第２スイッチング信号ＳＷ２の位相より進むと、第２及び第４スイッチング信号ＳＷ２、ＳＷ４が共にハイレベルを有する区間が減少する。したがって、出力電圧ＶＯがローレベルを有する区間が減少する。
図１３は、パルス幅変調によって電力に制御される方法の例を示す。図１３に示すように、パルス幅変調によって、出力電圧ＶＯのパルス幅が調整される。出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯが重複される領域が減少すると、負荷１４０に供給される電力が減少する。したがって、出力電圧ＶＯのパルス幅を変調することによって、負荷１４０に供給される電力が調整される。
しかし、出力電圧ＶＯのパルス幅が減少すると、出力電流ＩＯが正の値又は負の値を有する時に第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４の一部がスイッチングされる。したがって、第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４にストレスが印加され、インバータ１２３の安定性が減少される。
図１４は、本発明の実施例による電力供給方法を示す。図１、図２及び図１４に示すように、制御器１２５はフリーホイーリングの挿入を通して負荷に供給される電力（例えば、電力量）を調整する。例示的に、図１４で出力電圧ＶＯの６つの周期が図示されている。本発明の技術的思想を説明するために、６つの周期が単位時間であると仮定される。しかし、電力量を調整する単位時間は、出力電圧ＶＯの６つの周期で限定されない。
高電力モードＨＰＭで、制御器１２５は第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４を図３又は図４を参照して説明された方法で制御する。出力電圧ＶＯは絶えず遷移し、出力電流ＩＯも絶えず遷移する。低電力モードＬＰＭで、制御器１２５はパワーリング区間及びフリーホイーリング区間によって第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４を制御する。
パワーリング区間は、第１及び第２パワーリング区間Ｐ１、Ｐ２を含む。第１及び第２パワーリング区間Ｐ１、Ｐ２で、制御器１２５は第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４を図３又は図４を参照して説明された方法で制御する。フリーホイーリング区間は、第１フリーホイーリング区間Ｆ１を含む。第１フリーホイーリング区間Ｆ１で、制御器１２５は出力電圧ＶＯがハイレベルとローレベルを有しないように（例えば、接地レベルを有するように）第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４を制御する。
例えば、第１フリーホイーリング区間Ｆ１で、制御器１２５は第１ないし第４スイッチング信号ＳＷ１〜ＳＷ４をローレベルに維持する。出力電圧ＶＯが供給されないので、第１フリーホイーリング区間Ｆ１の出力電流ＩＯの電流量は、第１及び第２パワーリング区間Ｐ１、Ｐ２の出力電流ＩＯの電流量より少ない。インバータ１２３は第１及び第２パワーリング区間Ｐ１、Ｐ２で負荷１４０に電力を供給し、第１フリーホイーリング区間Ｆ１で負荷１４０に電力を供給しない。
制御器１２５は、単位時間中にパワーリング区間の全長及びフリーホイーリング区間の全長を調整することによって、単位時間中に負荷１４０に供給される電力量を制御する。フリーホイーリング区間が長くなるほど、負荷１４０に供給される電力量は減少する。フリーホイーリング区間が短くなればなるほど、負荷１４０に供給される電力量は増加する。例示的に、電力量Ｐは数式２によって計算される。
［数式２］
Figure 0006882798
数式２で、ＶＶＰは電源ノードＶＰの電圧を表す。Ｎは単位時間に含まれる全体の周期の個数を表す。ｎは、単位時間に含まれるフリーホイーリング区間の数を表す。例示的に、フリーホイーリング区間が半周期の単位で調整されれば、Ｎ及びｎは半周期の個数に変更される。数式２で示されるように、電力量Ｐはパワーリング区間の長さ、すなわちフリーホイーリング区間の長さによって調整される。
例示的に、フリーホイーリング区間は少なくとも出力電圧ＶＯの半周期以上の長さを有する点で、デッドタイムＤＴ（図４参照）と区別される。デッドタイムＤＴは、出力電圧ＶＯの半周期より短い。デッドタイムＤＴが出力電圧ＶＯの半周期に該当する長さを有すると、出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相が毎周期ごとに変わる。したがって、電力供給装置１２０が正常に動作しない。
図１５は、本発明の実施例によって電力量を制御する方法の例を示す流れ図である。図１、図２及び図１５に示すように、Ｓ１１０段階で、制御器１２５は目標電力量（又は電流量）の情報を受信する。例えば、制御器１２５は、外部装置との通信を通して、又はユーザから情報を受信するユーザ端末を通して目標電力量（又は電流量）の情報を受信する。
Ｓ１２０段階で、制御器１２５は目標電力量が現在電力量より少ないかを判断する。目標電力量が現在電力量より少なければ、Ｓ１３０段階で制御器１２５はフリーホイーリングセルを追加する。例えば、フリーホイーリングセルは、フリーホイーリング区間の長さを伸ばすことに使用され、少なくとも１つの半周期に該当するフリーホイーリング区間を含む。フリーホイーリングセルが追加されるだけ、単位時間中に対応する長さのパワーリング区間が減少する。その後、制御器１２５はＳ１６０段階を行う。
目標電力量が現在電力量より少なくないと、Ｓ１４０段階で、制御器１２５は目標電力量が現在電力量より大きいかを判断する。目標電力量が現在電力量より大きければ、Ｓ１５０段階で制御器１２５はフリーホイーリングセルを減少する。例えば、制御器１２５は、単位時間中にフリーホイーリングセルを１つ減らし、対応する長さのパワーリング区間が増加される。その後、制御器１２５はＳ１６０段階を行う。
Ｓ１６０段階で、制御器１２５は目標電力量が現在電力量と等しいかを判断する。目標電力量が現在電力量と等しくないと、制御器１２５はＳ１２０段階を行う。目標電力量が現在電力量と等しいと、制御器１２５は電力制御を終了する。例示的に、現在の電力量が環境変化によって変わる電力供給システム１００である場合、制御器１２５は電力調整を終了する代わりに、Ｓ１１０段階へ戻って電力供給モニタリングを 持続する。
図１６は、本発明の応用例による電力供給方法の例を示す。図１、図２及び図１６に示すように、Ｓ２１０段階で、制御器１２５は目標電力量（又は目標電力量）の情報を受信する。Ｓ２２０段階で、制御器１２５は目標電力量と現在電力量の差を計算する。Ｓ２３０段階で、制御器１２５は計算された差によって、フリーホイーリングセルの数を調整する。
例示的に、制御器１２５は、電力量の差によって増減しなければならないフリーホイーリングセルの数を表すルックアップテーブルを保存する。制御器１２５はルックアップテーブルを参照してフリーホイーリングセルの数を調整する。もう一つの例として、制御器１２５は、電力量の差によって増減しなければならないフリーホイーリングセルの数を計算する関数を演算する演算器を含む。制御器１２５は、演算器を用いてフリーホイーリングセルの数を調整する。
図１７は、本発明のもう一つの応用例による電力供給方法の例を示す。図１、図２及び図１７に示すように、Ｓ３１０段階で、制御器１２５は目標電力量（又は目標電力量）の情報を受信する。Ｓ３２０段階で、制御器１２５は目標電力量と現在電力量の差をエラー値として計算する。
Ｓ３３０段階で、制御器１２５は現在エラー値（例えば、現在ループのＳ３２０段階で計算されたエラー値）、以前エラー値（例えば、１つ又はそれより多くの以前ループで計算されたエラー値）、そしてＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ−Ｄｅｒｉｖａｔｉｏｎ）利得係数を用いてフリーホイーリングセルの数を計算する。例示的に、フリーホイーリングセルの数は、数式３によって計算される。
［数式３］
Figure 0006882798
数式３で、ｎ［ｋ］は現在ループ、すなわち現在単位時間に含まれたパワーリング区間の周期の個数を表す。ｎ［ｋ−１］は、まさに以前ループ、すなわち、以前単位時間に含まれたパワーリング区間の周期の個数を表す。ｅ［ｋ］は、現在ループ、すなわち現在単位時間に計算されたエラー値を示す。ｅ［ｋ−１］は、１番目の以前ループ、すなわち、１番目の以前単位時間に計算されたエラー値を表す。ｅ［ｋ−２］は、２番目の以前ループ、すなわち２番目の以前単位時間に計算されたエラー値を表す。Ｋｐ、Ｋｉ及びＫｄは、ＰＩＤ利得係数を表す。
Ｓ３４０段階で、制御器１２５は調整が終了されたかを判断する。例えば、制御器１２５は現在ループのエラー値が予め決められた範囲内に属するかを判断する。現在ループのエラー値が予め決められた範囲内に属すれば、制御器１２５は電力量の調整を終了する。現在ループのエラー値が予め決められた範囲内に属しなければ、制御器１２５は次のループを行う。例示的に、１つのループはＳ３２０段階及びＳ３３０段階を含む。
上述のように、本発明の実施例によると、単位時間に含まれたフリーホイーリング区間（又はパワーリング区間）の長さを調整することによって、負荷１４０に供給される電力量が調整される。フリーホイーリングの挿入は、第１ないし第４スイッチＳＷ１、ＳＷ２がハイレベルを有するタイミングを調整することによって行われるので、別途の複雑な装置が要求されず、出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相差を維持するとともに容易に行われる。
再び図１４に示すように、第１フリーホイーリング区間Ｆ１の間に負荷１４０に電力が供給されない。第１フリーホイーリング区間が過度に長くなると、負荷１４０に供給された電力がすべて消尽され、負荷１４０がターンオフされる。図１８は、品質要因（Ｑｕａｌｉｔｙ Ｆａｃｔｏｒ）によって電力が消尽される例を示す。図１８で、横軸は時間Ｔを表し、縦軸は出力電圧ＶＯ及び出力電流ＩＯを表す。
図１、図２及び図１８に示すように、第１線Ｌ１は品質要因Ｑが１５である時の出力電流ＩＯを表し、第２線Ｌ２は品質要因Ｑが５である時の出力電流ＩＯを表す。品質要因Ｑはインピーダンス整合回路１３０のキャパシタＣ、そして負荷１４０の抵抗Ｒｐｌａ及びインダクタＬｐｌａによって決定される。品質要因Ｑは、数式４によって計算される。
［数式４］
Figure 0006882798
第１時間Ｔ１にインバータ１２３は制御器１２５の制御に従ってフリーホイーリング区間に進入する。インバータ１２５が出力する電力が遮断されたことによって、負荷１４０に供給される電流量が減少し始める。インピーダンス整合回路１３０及び負荷１４０に充電された電力がすべて消尽されれば、出力電流ＩＯがこれ以上流れない。第１線Ｌ１と第２線Ｌ２によって表すように、品質要因Ｑが低ければ、出力電流ＩＯはさらに迅速に遮断される。すなわち、充電された電力がより迅速に消尽される。
図１９は、第１時間Ｔ１前後の第１及び第２線Ｌ１、Ｌ２をさらに詳しく示す。図１、図２及び図１９に示すように、第１時間Ｔ１に出力電流ＩＯは数式５に従って減少する。
［数式５］
Figure 0006882798
数式５で、ωは負荷１４０の共振周波数を表す。t は時間を表す。θは出力電流ＩＯの位置を表す。Ｉｐｅａｋはパワーリング区間の出力電流ＩＯのピーク値を表す。τは時定数を表し、数式６によって計算される。
［数式６］
Figure 0006882798
数式６で、Ｔは出力電圧ＶＯ又は出力電流ＩＯの１つの周期を表す。数式５及び６、そして図１９に示すように、出力電流ＩＯは第１時間Ｔ１以降に時定数τに依存して指数的に（ｅｘｐｏｎｅｎｔｉａｌ）減少する包絡線（ｅｎｖｅｌｏｐｅ）を有する。例示的に、出力電流ＩＯの包絡線の大きさが最大値の１０％に減少する時点は０．７３ＱＴである。
動作状態で負荷１４０に供給される電力の下限を最大値の１０％に設定すると、フリーホイーリング区間の長さは０．７３ＱＴを上限として有する。フリーホイーリング区間の上限は、品質要因Ｑ及び出力電圧ＶＯ又は出力電流ＩＯの周期によって決定される。例示的に、負荷１４０の品質要因Ｑが実時間で変化する場合、フリーホイーリング区間の上限もまた実時間で変化する。この場合、品質要因Ｑが最も低い時を基準にフリーホイーリング区間の上限が決定される。
例えば、負荷１４０が動作する間、品質要因Ｑが実時間で変化し、品質要因Ｑの下限は５である。この場合、フリーホイーリング区間の上限は３．６５Ｔである。フリーホイーリング区間の上限は、負荷１４０が如何なる状態にあるか、そして負荷１４０の品質要因Ｑが如何なる値を有するかに関わらず、３．６５Ｔによって決定される。
必要なフリーホイーリング区間の長さがフリーホイーリング区間の上限より長い場合、制御器１２５はフリーホイーリング区間を２つ以上に分けて配置する。図２０は、フリーホイーリング区間を２つ以上に分けて配置する例を示す。図１、図２及び図２０に示すように、制御器１２５は第１及び第２パワーリング区間Ｐ１、Ｐ２の間に第１フリーホイーリング区間Ｆ１を配置する。制御器１２５は、第２及び第３パワーリング区間Ｐ２、Ｐ３の間に第２フリーホイーリング区間Ｆ２を配置する。
第１及び第２フリーホイーリング区間Ｆ１、Ｆ２の間に第２パワーリング区間Ｐ２が配置されれば、第２パワーリング区間Ｐ２の間、負荷１４０に電力が供給される。したがって、第１フリーホイーリング区間Ｆ１又は第２フリーホイーリング区間Ｆ２によって負荷１４０がターンオフされることが防止される。
例示的に、負荷１４０が完全に充電された時に負荷１４０に第１電力が存在する。フリーホイーリング区間によって負荷１４０に充電された電力が一部消尽された時に、負荷１４０に第２電力が存在する。フリーホイーリング区間後に負荷１４０に一つの周期の間に電力が充電されても（すなわち、パワーリング区間によって）、負荷１４０に充電された電力は第１電力より小さい。
したがって、制御器１４０は第１フリーホイーリング区間Ｆ１の上限と第２フリーホイーリング区間Ｆ２の上限を異なるように設定する。例えば、制御器１２５は第２フリーホイーリング区間Ｆ２の上限を第１フリーホイーリング区間Ｆ１の上限より短く設定する。もう１つの例として、制御器１２５は、第１及び第２フリーホイーリング区間Ｆ１、Ｆ２の間の第２パワーリング区間Ｐ２に下限を設定する。例えば、制御器１２５は、第２パワーリング区間Ｐ２の間に負荷１４０の電力が第１電力に上昇するように、第２パワーリング区間Ｐ２の下限を設定する。
図２１は、パワーリングセルＰＣ及びフリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ３の例を示す。図１、図２及び図２１に示すように、パワーリングセルＰＣは出力電圧ＶＯがフルスイングする１つの周期を含む。第１フリーホイーリングセルＦＣ１は出力電圧ＶＯが接地レベルである１つの周期を含む。
第２フリーホイーリングセルＦＣ３は、出力電圧ＶＯが接地レベルである半周期及び出力電圧ＶＯがローレベルである半周期を有する。第３フリーホイーリングセルＦＣ３は、出力電圧ＶＯがハイレベルである半周期及び出力電圧ＶＯが接地レベルである半周期を含む。制御器１２５は、フリーホイーリングセルを第１ないし第３フリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ３の中で選択することによって、負荷１４０に供給される電力量をより精密に調整する。
例えば、パワーリングセルＰＣの間にインバータ１２３は１の電力量を供給する。第１フリーホイーリングセルＦＣ１の間にインバータ１２３は０の電力量を供給する。第２フリーホイーリングセルＦＣ２又は第３フリーホイーリングセルＦＣ３の間に、インバータ１２３は０．５の電力量を供給する。制御器１２５はパワーリングセルＰＣ及び第１ないし第３フリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ３を組み合わせることによって、負荷１４０に供給される電力量を複数の段階で調整する。
例示的に、第２及び第３フリーホイーリングセルＦＣ２、ＦＣ３に示すように、フリーホイーリングセルは出力電圧ＶＯがハイレベル又はローレベルである少なくとも１つの半周期を含む。少なくとも１つの半周期の間に、インバータ１２３は負荷１４０に電力を供給する。したがって、図１８ないし図１９を参照して説明されたように、フリーホイーリング区間の上限を決めなくても、フリーホイーリング区間によって負荷１４０がターンオフされることが防止される。
図２２は、パワーリングセルＰＣ及びフリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ５のもう１つの例を示す。 図１、図２及び図２２に示すように、パワーリングセルＰＣ及びフリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ５それぞれは、出力電圧ＶＯ又は出力電流ＩＯの２つの周期を含む。フリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ５は出力電圧ＶＯがハイレベル又はローレベルを有する少なくとも１つの半周期、そして出力電圧ＶＯが接地レベルを有する少なくとも１つの半周期を含む。
図２２に図示されたように、フリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ５は、様々なパターンを有する。フリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ５が有する出力電圧ＶＯのパターンは限定されない。また、フリーホイーリングセルＦＣ１〜ＦＣ５それぞれに含まれる出力電圧ＶＯ又は出力電流ＩＯの周期の個数は限定されない。
図２３は、パワーリングセル及びフリーホイーリングセルによってリップルが発生する例を示す。図２３で横軸は時間Ｔを表し、縦軸は出力電圧ＶＯ又は出力電流ＩＯを表す。図２３で赤線は出力電圧ＶＯを表し、青線は出力電流ＩＯを表す。
図１、図２及び図２３に示すように、制御器１２５はフリーホイーリングセルＦＣ５を連続して配置し、パワーリングセルＰＣを連続して配置する。フリーホイーリングセルＦＣが連続して配置される時、出力電圧ＶＯの密度が減少し、出力電流ＩＯの電流量が減少する。パワーリングセルドルＰＣが連続して配置される時、出力電圧ＶＯの密度が増加し、出力電流ＩＯの電流量が増加する。
すなわち、フリーホイーリングセルＦＣを集中配置し、そしてパワーリングセルＰＣを集中配置すると、出力電流ＩＯでリップルが発生する。出力電流ＩＯでリップルが発生すると、現在の電力量を計算することが難しくなる。図２４は出力電流ＩＯでリップルが抑制された例を示す。図２４で横軸は時間Ｔを表し、縦軸は出力電圧ＶＯ又は出力電流ＩＯを表す。図２５で赤線は出力電圧ＶＯを表し、青線は出力電流ＩＯを表す。
図１、図２及び図２４に示すように、制御器１２５はパワーリングセルＰＣの次にフリーホイーリングセルＦＣを配置し、そしてフリーホイーリングセルＦＣの次にパワーリングセルＰＣを配置する。例えば、制御器１２５はフリーホイーリングセルＦＣに含まれたフリーホイーリング区間とパワーリングセルＰＣに含まれたパワーリング区間を交互に配置する。フリーホイーリングセルＦＣとパワーリングセルＰＣが交互に配置されれば、出力電流ＩＯのリップルが抑制され、電力量が容易に計算される。
図２５は、本発明の応用例によるインバータ１２３’、インピーダンス整合回路１３０、そして負荷１４０を示す。図１及び図２５に示すように、インバータ１２３’は第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４、第１ないし第４ダイオードＤ１〜Ｄ４、そしてインダクタＬｚｖｓを含む。
図２のインバータ１２３と比較すると、インバータ１２３’はインダクタＬｚｖｓをさらに含む。インダクタＬｚｖｓは、出力電圧ＶＯが出力される出力ノードの間に連結される。インダクタＬｚｖｓを通して流れる電流は、インダクタ電流Ｉｚｖｓである。第１ないし第４トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４、そして第１ないし第４ダイオードＤ１〜Ｄ４は、図２を参照して説明されたものと同一に連結され、同一に動作する。
図２６は、時間Ｔの流れによる出力電流ＩＯとインダクタ電流Ｉｚｖｓの変化を示す。図１、図２５及び図２６に示すように、出力電圧ＶＯの位相は出力電流ＩＯの位相と一致する。インダクタ電流Ｉｚｖｓは、出力電流ＩＯの逆起電力として作用する。出力電流ＩＯが上昇する時、インダクタ電流Ｉｚｖｓは負の値を有し、出力電流ＩＯが減少する時、インダクタ電流Ｉｖｚｓは正の値を有する。
出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相が一致すると、出力電圧ＶＯがハイレベルからローレベルに遷移するデッドタイムＤＴ（図４参照）中に、出力電流ＩＯは流れない。この時、インダクタ電流Ｉｚｖｓによって、インバータ１２３’内で正の電流が流れる。
同様に、出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相が一致すると、出力電圧ＶＯがローレベルからハイレベルに遷移するデッドタイム中に、出力電流ＩＯは流れない。この時、インダクタ電流Ｉｚｖｓによって、インバータ１２３’内で負の電流が流れる。インダクタ電流Ｉｚｖｓによって、インバータ１２３’内でＺＶＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｖｏｌｔａｇｅ ｎｅａｒｌｙ Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）が達成される。
図２７は、出力電圧ＶＯがフリーホイーリング区間を有する時にインダクタ電流Ｉｚｖｓの変化を示す。図１、図２５及び図２７に示すように、１周期のパワーリング区間と１周期のフリーホイーリング区間が交互に配置される。インダクタ電流Ｉｚｖｓは、数式７によって計算される。
［数式７］
Figure 0006882798
数式７で、Ｉｉｎｉは初期電流を表す。フリーホイーリング区間の間、インダクタ電流Ｉｚｖｓは負の値を維持する。インダクタ電流Ｉｚｖｓの総合（又は平均電流）は０にならなければならないので、インダクタ電流Ｉｚｖｓの正のピーク値の絶対値は、負のピーク値の絶対値より大きい。デッドタイムＤＴ中に流れるインダクタ電流Ｉｚｖｓの量が変わると、インバータ１２３’が不均衡に動作する。したがって、デッドタイムＤＴ中に流れるインダクタ電流Ｉｚｖｓの電流量が均一なものが好まれる。
例示的に、図２７で１つのフリーホイーリングセルは、出力電圧ＶＯが接地レベルを有する１周期を含む。図２７は、３つのパワーリングセル及びフリーホイーリングセルを示す。もう１つの例として、１つのフリーホイーリングセルは出力電圧ＶＯがハイレベル及びローレベルを有する１周期と出力電圧ＶＯが接地レベルを有する１周期を含む。図２７は、３つのフリーホイーリングセルを示す。
図２８は、出力電圧ＶＯがフリーホイーリング区間を有する時にインダクタ電流Ｉｚｖｓの変化のもう１つの例を示す。図１、図２５及び図２８に示すように、半周期のパワーリング区間と半周期のフリーホイーリング区間が交互に配置される。図２８でインダクタ電流Ｉｚｖｓの正のピーク値と負のピーク値は一致する。
しかし、出力電圧ＶＯが負の値を有する時に、出力電流ＩＯは正の値を有する。出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相が反対であれば、電力が負荷１４０からインバータ１２３に供給される。これは無駄な電力消費を誘発し、負荷１４０のターンオフを誘発する。したがって、出力電圧ＶＯと出力電流ＩＯの位相が同一の符号を有することが好まれる。
例示的に、図２８でフリーホイーリングセルは、出力電圧ＶＯがハイレベルを有する半周期、接地レベルを有する半周期、ローレベルを有する半周期、そして接地レベルを有する半周期を含む。例えば、図２８は３つのフリーホイーリングセルを示す。
図２９は、出力電圧ＶＯがフリーホイーリング区間を有する時にインダクタ電流Ｉｚｖｓの変化のもう一つの例を示す。図１、図２５及び図２９に示すように、１つのフリーホイーリングセルは４つの周期を含む。図２９に２つのフリーホイーリングセルが図示されている。
フリーホイーリングセルは、出力電圧ＶＯがハイレベル及びローレベルを有する１周期、出力電圧ＶＯが接地レベルである１周期、出力電圧ＶＯがハイレベル及び接地レベルである１周期、出力電圧ＶＯが接地レベル及びローレベルである１周期を含む。インダクタ電流Ｉｚｖｓの正のピーク値と負のピーク値は一致する。また、出力電圧ＶＯの符号と出力電流ＩＯの符号は一致する。
図２９に図示したように、制御器１２５は出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗと負荷１４０の共振周波数ｆ０が一致するように出力電圧ＶＯの周波数ｆｓｗを制御する。インダクタＬｚｖｓによってＺＶＺＣＳが達成される。また、制御器１２５は、インダクタ電流Ｉｚｖｓの負のピーク値と正のピーク値が一致するようにフリーホイーリングセルを制御する。制御器１２５は、出力電圧ＶＯの符号と出力電流ＩＯの符号が一致するようにフリーホイーリングセルを制御する。
図３０は、本発明の応用例によるインバータ１２３’’、インピーダンス整合回路１３０、そして負荷１４０をさらに詳細に示す。図１及び図３０に示すように、インバータ１２３’’は第１及び第２トランジスタＴＲ１、ＴＲ２、第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２、そして第１及び第２キャパシタＣ１、Ｃ２を含む。インピーダンス整合回路１３０はキャパシタＣを含み、負荷１４０はインダクタＬｐｌａ及び抵抗Ｒｐｌａとしてモデリングされる。
図２のインバータ１２３と比較すると、図３０のインバータ１２３’’で第３トランジスタＴＲ３及び第３トランジスタＴＲ３及び第３ダイオードＤ３の代わりに第１キャパシタＣ１が配置され、第４トランジスタＴＲ４及び第４ダイオードＤ４の代わりに第２キャパシタＣ２が配置される。第１及び第２キャパシタＣ１、Ｃ２それぞれは、実質的に直流の両端電圧を有するように十分に大きいキャパシタンスを有する。図３０のインバータ１２３’’は、図２のインバータ１２３と比較して、半分の出力電圧範囲を有し、そして半分のスイッチ及びスイッチング信号を有するハーフブリッジタイプである。
図１４ないし図２４を参照して説明された、パワーリング区間とフリーホイーリング区間を調整する本発明の技術的思想は、図３０のインバータ１２３’’にも同一に適用される。また、図２５を参照して説明されたように、インバータ１２３’’にもインバータ１２３’と同様にインダクタＬｚｖｓが適用される。また、図２６ないし図２９を参照して説明された電源制御（又は供給）方法は、図３０のインバータ１２３’’にも同一に適用される。
本発明の詳細な説明においては、具体的な実施例に対して説明したが、本発明の範囲と技術的思想を逸脱しない範囲内で様々な変形が可能である。したがって、本発明の範囲は、上述の実施例に限られて決められてはならず、後述する特許請求範囲だけでなく、この発明の特許請求範囲と均等なものによって決められなければならない。

Claims (18)

  1. 直流電源を交流電源に変換するインバータと、
    前記交流電源を負荷に供給するインピーダンス整合回路と、及び、
    前記インバータが前記交流電源を出力するパワーリング（ｐｏｗｅｒｉｎｇ）区間及び前記インバータが前記交流電源を出力しないフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）区間の配置を調整して、前記インバータが前記インピーダンス整合回路を通して前記負荷に供給する電力量を調整する制御器と、
    を含む電源供給装置であって、
    前記制御器は、前記フリーホイーリング区間の長さをしきい値以下に制限し、
    前記しきい値は、前記インピーダンス整合回路及び前記負荷の品質因子（Ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）及び前記交流電源の周期によって決定される電源供給装置。
  2. 前記インバータが供給する前記電力量が目標電力量より大きければ、前記制御器は前記フリーホイーリング区間が増加するように前記インバータを制御する請求項１に記載の電源供給装置。
  3. 前記インバータが供給する前記電力量が目標電力量より小さければ、前記制御器は前記フリーホイーリング区間が減少するように前記インバータを制御する請求項１に記載の電源供給装置。
  4. 前記制御器は、前記インバータが供給する前記電力量が目標電力量と等しくなるまで、前記フリーホイーリング区間を段階的に増加又は減少させる請求項１に記載の電源供給装置。
  5. 前記制御器は、前記インバータが供給する前記電力量と目標電力量の差を検出し、前記インバータが供給する前記電力量が目標電力量と等しくなるように前記検出された差に従って前記フリーホイーリング区間を調整する請求項１に記載の電源供給装置。
  6. 前記制御器は、前記インバータが供給する前記電力量と目標電力量の差をエラー値として計算し、現在のエラー値、以前のエラー値、そして比例−微分−積分（ＰＩＤ、Ｐｒｏｐｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｅｒｉｖａｔｉｏｎ）係数を用いて前記フリーホイーリング区間を調整する請求項１に記載の電源供給装置。
  7. 前記制御器は、少なくとも1つの半周期の間に前記交流電源を供給するパワーリングセル及び少なくとも1つの半周期の間に前記交流電源を供給しないフリーホイーリングセルを配置して、前記パワーリング区間及び前記フリーホイーリング区間の配置を調整する請求項１に記載の電源供給装置。
  8. 前記制御器は、前記パワーリングセルと前記フリーホイーリングセルを交互に配置する請求項７に記載の電源供給装置。
  9. 前記制御器は、前記フリーホイーリングセルが連続的に配置される回数をしきい値以下に制限する請求項７に記載の電源供給装置。
  10. 前記制御器は、少なくとも1つの周期の間に前記交流電源を供給するパワーリングセル及び少なくとも1つの周期の間に前記交流電源を供給する区間と前記交流電源を供給しな
    い区間を含むフリーホイーリングセルを配置して、前記パワーリング区間及び前記フリーホイーリング区間の配置を調整する請求項１に記載の電源供給装置。
  11. 前記負荷は、誘導結合プラズマ（ＩＣＰ、Ｉｎｄｕｃｔｉｖｅｌｙ Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｐｌａｓｍａ）である請求項１に記載の電源供給装置。
  12. 直流電源を交流電源に変換するインバータと、
    前記交流電源を負荷に供給するインピーダンス整合回路と、及び、
    前記インバータが前記交流電源を出力するパワーリング（ｐｏｗｅｒｉｎｇ）区間及び前記インバータが前記交流電源を出力しないフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）区間の配置を調整して、前記インバータが前記インピーダンス整合回路を通して前記負荷に供給する電力量を調整する制御器と、
    を含む電源供給装置であって、
    前記制御器は、第１半周期の間に正の電源を供給し、第２半周期の間に電源を供給しなく、第３半周期の間に負の電源を供給し、そして第４半周期の間に電源を供給しないように前記インバータを制御する電源供給装置。
  13. 直流電源を交流電源に変換するインバータと、
    前記交流電源を負荷に供給するインピーダンス整合回路と、及び、
    前記インバータが前記交流電源を出力するパワーリング（ｐｏｗｅｒｉｎｇ）区間及び前記インバータが前記交流電源を出力しないフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）区間の配置を調整して、前記インバータが前記インピーダンス整合回路を通して前記負荷に供給する電力量を調整する制御器と、
    を含む電源供給装置であって、
    前記制御器は、第１半周期の間に正の電源を供給し、第２半周期の間に負の電源を供給し、第３及び第４半周期の間に電源を供給しなく、第５半周期の間に正の電源を供給し、第６及び第７半周期の間に電源を供給しなく、そして第８半周期の間に負の電源を供給するように前記インバータを制御する電源供給装置。
  14. 前記インバータは、
    電源ノードと第１出力ノードとの間に並列連結された第１トランジスタ及び第１ダイオードと、
    前記第１出力ノードと接地ノードとの間に並列連結された第２トランジスタ及び第２ダイオードと、
    前記接地ノードと第２出力ノードとの間に並列連結された第３トランジスタ及び第３ダイオードと、
    前記電源ノードと前記第２出力ノードとの間に並列連結された第４トランジスタ及び第４ダイオードと、及び、
    前記第１出力ノードと前記第２出力ノードとの間に連結されたインダクタと、
    を含み、
    前記第１出力ノード及び前記第２出力ノードは、前記インピーダンス整合回路と連結され、
    前記制御器は、前記第１ないし第４トランジスタのゲートの電圧をそれぞれ制御する請求項１に記載の電源供給装置。
  15. 前記制御器は前記交流電源の電圧と電流の符号が一致するように、そして前記インダクタを通して流れる電流量のピーク値と負のピーク値が一致するように前記インバータを制御する請求項１４に記載の電源供給装置。
  16. 前記制御器は、前記パワーリング区間及び前記フリーホイーリング区間を交互に配置する請求項１に記載の電源供給装置。
  17. 負荷に交流電源を供給する方法において、
    目標電力量を受信する段階と、
    負荷に供給される電力量と前記目標電力量を比較する段階と、
    比較結果によって前記目標電力量と前記電力量が等しくなるように、前記負荷に前記交流電源を供給するパワーリング（ｐｏｗｅｒｉｎｇ）区間及び前記負荷に前記交流電源を供給しないフリーホイーリング（ｆｒｅｅｗｈｅｅｌｉｎｇ）区間を調整する段階と、
    前記調整されたパワーリング区間及びフリーホイーリング区間によって前記負荷に電源を供給する段階と、及び、
    前記フリーホイーリング区間の長さをしきい値以下に制限する段階であって、前記しきい値は、前記交流電源を前記負荷に供給するインピーダンス整合回路及び前記負荷の品質因子（Ｑｕａｌｉｔｙ ｆａｃｔｏｒ）及び前記交流電源の周期によって決定される段階と、
    を含む方法。
  18. 前記電力量が前記目標電力量と等しくなるまで、前記パワーリング区間と前記フリーホイーリング区間が調整される請求項１７に記載の方法。
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