CN110574276A - 供电装置和向负载供电的方法 - Google Patents

Abstract

供电装置包括被构造为将直流(DC)功率转换为交流(AC)功率的逆变器、被构造为向负载提供所述AC功率的阻抗匹配电路以及被构造为调节输出所述AC功率时的供电时段和不输出所述AC功率时的续流时段的排列以调节由所述逆变器通过所述阻抗匹配电路提供给所述负载的功率的功率量的控制器。

Description

供电装置和向负载供电的方法

技术领域

本发明涉及电子或电气器件，并更具体地涉及供电装置和向负载供电的方法。

背景技术

在生活或工业场所使用的各种电子或电气器件都需要供电装置。根据电子或电气器件的用途、特性或使用环境，电子或电气器件可能需要不同类型的供电装置。在电子或电气器件中，特别是电感耦合等离子体(ICP)器件需要具有高功率和高频率的交流(AC)供电装置。

需要控制提供给电感耦合等离子体器件的功率量或电流量以精确地控制电感耦合等离子体器件的操作。已经研究了各种方法来控制提供给电感耦合等离子体器件的功率电流量。然而，大多数方法都会增加供电装置的复杂性、体积或价格。或者，在供电装置中产生高频开关噪声，或在供电装置上施加应力并导致供电装置故障。因此，供电装置的可靠性降低或供电装置的寿命显著减少。因此，有必要研究不增加复杂性并且不引起高频开关噪声和应力的供电装置和供电方法。

发明内容

技术问题

本发明的示例实施例提供了在不增加其复杂性且不引起高频开关噪声和应力的情况下提高了可靠性的供电装置和供电方法。

技术方案

根据本发明示例实施例的供电装置包括：被构造为将直流(DC)功率转换为交流(AC)功率的逆变器；被构造为向负载提供交流功率的阻抗匹配电路；和被构造为调节输出AC功率时的供电(powering)时段和不输出AC功率时的续流(freewheeling)时段的排列以调节由逆变器通过阻抗匹配电路提供给负载的功率的功率量的控制器。

在示例实施例中，当由逆变器提供的功率的功率量大于目标功率量时，控制器可以控制逆变器以增加续流时段。

在示例实施例中，当由逆变器提供的功率的功率量小于目标功率量时，控制器可以控制逆变器以减小续流时段。

在示例实施例中，控制器可以逐步地增加或减少续流时段，直到由逆变器提供的功率的功率量等于目标功率量。

在示例实施例中，控制器可以检测由逆变器提供的功率的功率量和目标功率量之间的差值，并且可以根据检测的差值来调节续流时段，使得由逆变器提供的功率的功率量等于目标功率量。

在示例实施例中，控制器可以计算由逆变器提供的功率的功率量与目标功率量之间的差值作为误差值，并使用当前误差值、先前误差值和比例积分微分(PID)增益因子来调节续流时段。

在示例实施例中，控制器可以将续流时段的长度限制在阈值以下。

在示例实施例中，阈值可以根据阻抗匹配电路和负载的品质因数以及AC功率的时段来确定。

在示例实施例中，控制器可以通过布置其中在至少一个半周期期间提供AC功率的供电单元和其中在至少一个半周期期间不提供AC功率的续流单元来控制供电时段和续流时段的布置。

在示例实施例中，控制器可以被构造为交替地排列供电单元和续流单元。

在示例实施例中，控制器可以将依次排列的续流单元的数量限制在阈值以下。

在示例实施例中，控制器可以通过布置其中在至少一个周期期间提供AC功率的供电单元和其中不提供AC功率且在至少一个周期期间提供AC功率的续流单元来控制供电时段和续流时段的布置。

在示例实施例中，负载可以是电感耦合等离子体(ICP)。

在示例实施例中，控制器可以控制逆变器，以在第一个半时段期间提供正电压，在第二个半时段期间不提供功率，在第三个半时段期间提供负电压，并且在第四个半时段期间不提供功率。

在示例实施例中，控制器可以控制逆变器，以在第一个半时段期间提供正电压，在第二个半时段期间提供负电压，在第三个和第四个半时段期间不提供功率，在第五个半时段期间提供正电压，在第六个和第七个半时段期间不提供功率，并且在第八个半时段期间提供负电压。

在示例实施例中，逆变器可以包括：并联耦接在供电节点和第一输出节点之间的第一晶体管和第一二极管；并联耦接在第一输出节点和接地节点之间的第二晶体管和第二二极管；并联耦接在接地节点和第二输出节点之间的第三晶体管和第三二极管；并联耦合在供电节点和第二输出节点之间的第四晶体管和第四二极管；和耦接在第一输出节点和第二输出节点之间的电感器。第一输出节点和第二输出节点可以连接到阻抗匹配电路，并且控制器可以控制第一至第四晶体管的栅极的相应电压。

在示例实施例中，控制器可以控制逆变器，使得AC功率的电压和电流的符号彼此匹配，并使得流过电感器的电流的正峰值和负峰值彼此匹配。

根据本发明的示例实施例的向负载供电的方法包括：接收目标功率量；将提供给负载的功率的功率量与目标功率量进行比较；根据比较结果，调节向负载提供交流(AC)功率时的供电时段和不向负载提供AC功率时的续流时段，使得目标功率量和功率量彼此相等；并且根据调节后的供电时段和调节后的续流时段向负载供电。

在示例实施例中，可以调节供电时段和续流时段，直到功率量和目标功率量彼此相等。

鉴于附图及其详细说明使本发明变得更加显而易见。这里描述的实施例通过示例而非限制的方式来提供，其中，相同的附图标记指代相同或相似的元件。附图不一定按比例绘制，而是重点在于说明本发明的各个方面。

有利效果

根据本发明，可以调节提供给供电装置的逆变器的开关信号的模式以控制提供给负载的功率量或电流量。因此，提供了在不增加复杂性且没有导致高频开关噪声和应力的情况下提高性能的供电装置和供电方法。

附图说明

图1是根据本发明的示例实施例的供电系统的框图。

图2是根据本发明的示例实施例的逆变器、阻抗匹配电路和负载的详细电路图。

图3示出了其中控制器控制第一至第四开关信号的示例。

图4示出了将死区时间添加到第一至第四切换信号的示例。

图5示出了当输出电压的频率和负载的谐振频率彼此匹配时输出电压和输出电流随时间的波形的示例。

图6示出了当输出电压的频率低于负载的谐振频率时输出电压和输出电流随时间的波形的示例。

图7示出了当输出电压根据图6的波形从高电平转变到低电平时逆变器的操作状态。

图8示出了当输出电压的频率高于负载的谐振频率时输出电压和输出电流随时间的波形的示例。

图9示出了当输出电压根据图8的波形从高电平转变到低电平时逆变器的操作状态。

图10示出了根据DC电压转换来控制功率的方法的示例。

图11示出了根据相位变化来控制功率的方法的示例。

图12示出了根据脉宽调制来调节第一至第四开关信号和输出电压的示例。

图13示出了根据脉宽调制来控制功率的方法的示例。

图14示出了根据本发明的示例实施例的供电方法。

图15是示出根据本发明的示例实施例的控制功率的方法的示例的流程图。

图16示出了根据本发明的应用实施例的供电方法的示例。

图17示出了根据本发明的应用实施例的供电方法的另一示例。

图18示出了根据品质因数消耗功率的示例。

图19更详细地示出了第一时间前后的第一线和第二线。

图20示出了将续流时段划分为两个或更多个时段的示例。

图21示出了供电单元和续流单元的示例。

图22示出了供电单元和续流单元的另一示例。

图23示出了由供电单元和续流单元产生纹波的示例。

图24示出了输出电流中的纹波被抑制的示例。

图25示出了根据本发明的应用示例的逆变器、阻抗匹配电路和负载。

图26示出了输出电流和电感电流随时间的变化。

图27示出了在输出电压具有续流时段时电感电流的变化的示例。

图28示出了在输出电压具有续流时段时电感电流的变化的另一示例。

图29示出了在输出电压具有续流时段时电感电流的变化的另一示例。

图30更详细地示出了根据本发明的应用示例的逆变器、阻抗匹配电路和负载。

具体实施方式

现在将参考附图在下文更全面地说明本发明的示例实施例。然而，本发明可以以不同的形式实施，且不应被构造为限于本文所述的实施例。而是，提供这些实施例以使得本发明是详尽的和完整的，并将本发明的范围充分地向本领域技术人员传达。

图1是根据本发明的示例实施例的供电系统100的框图。如图1所示，供电系统100包括AC功率源110、供电装置120和负载140。AC功率源110可以是在住宅或工业领域中使用的60Hz功率源。负载140可以是在住宅或工业领域中使用的电子或电气器件。例如，负载140可以是电感耦合等离子体(ICP)器件。

供电装置120可以将第一AC功率转换为第二AC功率，并且可以将第二AC功率提供给负载140。例如，第二AC功率可以具有几百千赫兹(kHz)到数十兆赫兹(MHz)的频率，并且可能具有几千瓦(kW)以上的功率。供电装置120可以包括整流器121、电容器122、逆变器123、阻抗匹配电路130和控制器125。

整流器121可以将AC功率源110的输出转换成DC功率。例如，整流器121可以在接地节点GND和供电节点VP之间提供DC功率。电容器122可以连接在供电节点VP和接地节点GND之间。电容器122可以将传输到供电节点VP的AC分量排出到接地节点GND。

逆变器123可以从供电节点VP和接地节点GND接收DC功率。逆变器123可以从控制器125接收开关信号SW。逆变器123可以响应于开关信号SW将DC功率转换成第二AC功率。第二AC功率可以通过阻抗匹配电路130提供给负载140。阻抗匹配电路130可以针对负载140的阻抗提供匹配。

控制器125可以将开关信号SW传输到逆变器123。控制器125可以控制开关信号SW，使得逆变器123将DC功率转换为第二AC功率。控制器125还可以控制开关信号SW以调节从逆变器123提供给负载140的功率量。例如，根据示例实施例，控制器125可以控制开关信号SW，使得逆变器123通过供电时段和续流时段供电。供电时段和续流时段将在下文中更详细地说明。

图2是根据本发明的示例实施例的逆变器123、阻抗匹配电路130和负载140的详细电路图。参照图1和图2，逆变器123可以包括第一至第四晶体管TR1至TR4和第一至第四二极管D1至D4。

第一和第二晶体管TR1和TR2可以串联耦接在供电节点VP和接地节点GND之间。第一二极管D1可以与第一晶体管TR1并联连接，第二二极管D2可以与第二晶体管TR2并联连接。第三和第四晶体管TR3和TR4可以串联耦接在接地节点GND与供电节点VP之间。第三二极管D3可以与第三晶体管TR3并联连接，第四二极管D4可以与第四晶体管TR4并联连接。例如，第一至第四二极管D1至D4可以是体二极管或肖特基二极管。

第一至第四开关信号SW1至SW4可以分别传输到第一至第四晶体管TR1至TR4的栅极。也就是说，第一至第四晶体管TR1至TR4可以分别响应于第一至第四开关信号SW1至SW4进行操作。第一至第四开关信号SW1至SW4可以对应于图1所示的开关信号SW。

第一和第二晶体管TR1和TR2之间的节点和第三和第四晶体管TR3和TR4之间的节点可以是输出节点。输出节点可将输出电压VO传输到阻抗匹配电路130和负载140。输出节点可将输出电流IO传输到阻抗匹配电路130和负载140。

例如，阻抗匹配电路130可以包括电容器C。然而，阻抗匹配电路130的内部构造不限于单个电容器。例如，负载140可以是电感耦合等离子体(ICP)器件。负载140可以被建模为电感器Lpla和电阻器Rpla。电容器C、电感器Lpla和电阻器Rpla可以串联耦接在逆变器123的输出节点之间。

图3示出了其中控制器125控制第一至第四开关信号SW1至SW4的示例。

在图3中，水平轴表示时间T，垂直轴表示第一至第四开关信号SW1至SW4和输出电压。垂直轴的单位可以是电压V。参照图1至图3，第一和第三开关信号SW1和SW3是成对控制的，第二和第四开关信号SW2和SW4可以是成对控制的。

当第一开关信号SW1具有高电平时，第三开关信号SW3也可以具有高电平。当第一开关信号SW1具有低电平时，第三开关信号SW3也可以具有低电平。类似地，当第二开关信号SW2具有高电平时，第四开关信号SW4也可以具有高电平。当第二开关信号SW2具有低电平时，第四开关信号SW4也可以具有低电平。

可以互补地控制第一和第三开关信号SW1和SW3与第二和第四开关信号SW2和SW4。例如，当第一和第三开关信号SW1和SW3具有高电平时，第二和第四开关信号SW2和SW4可以具有低电平。当第一和第三开关信号SW1和SW3具有低电平时，第二和第四开关信号SW2和SW4可以具有高电平。

当特定的开关信号具有高电平时，被传输该特定开关信号的晶体管可以开启。当特定的开关信号具有低电平时，被传输该特定开关信号的晶体管可以关断。

当第一和第三晶体管TR1和TR3开启且第二和第四晶体管TR2和TR4关断时，第一晶体管TR1可以传输供电节点VP上的电压，且第三晶体管TR3可以传输接地节点GND上的电压。因此，输出电压VO可以具有正值，而输出电流IO也可以具有正值。也就是说，输出电流IO可以按照图2所示的方向流动。

当第一和第三晶体管TR1和TR3关断且第二和第四晶体管TR2和TR4开启时，第二晶体管TR2可以传输接地节点GND上的电压，且第四晶体管TR4可以传输供电节点VP上的电压。因此，输出电压VO可以具有负值，而输出电流IO也可以具有负值。也就是说，输出电流可以按照图2所示的方向的相反方向流动。

图4示出了将死区时间DT添加到第一至第四开关信号SW1至SW4的示例。在图4中，水平轴表示时间T，垂直轴表示第一至第四开关信号SW1至SW4和输出电压VO。垂直轴的单位可以是电压V。

与图3相比，在第一和第三开关信号SW1和SW3从高电平转变到低电平时的时间点与第二和第四开关信号SW2和SW4从低电平转变到高电平时的时间点之间存在死区时间DT。类似地，在第一和第三开关信号SW1和SW3从低电平转变到高电平时的时间点与第二和第四开关信号SW2和SW4从高电平转变到低电平时的时间点之间存在死区时间DT。

在死区时间DT内，第一至第四开关信号SW1至SW4均具有低电平。也就是说，第一至第四晶体管TR1至TR4关断。死区时间DT可以防止供电节点VP和接地节点GND的短路。在死区时间DT内，输出电压VO可以具有根据死区时间DT之前的电压和电流以及第一至第四晶体管TR1至TR4的操作时序确定的电平。

在下文中，为了避免说明的复杂性，除非死区时间DT是用于解释本发明概念所必需的，否则将在示出第一至第四开关信号SW1至SW4和输出电压VO时省略死区时间DT。即使没有明确示出或提及死区时间DT，也不能解释为不存在死区时间DT。

图5示出了当输出电压VO的频率fsw与负载140的谐振频率f0彼此匹配时，输出电压VO和输出电流IO随时间T的波形的示例。参照图1、2和5，当输出电压VO的频率fsw和负载140的谐振频率f0彼此匹配时，输出电压VO和输出电流IO的相位可以彼此匹配。

例如，负载140的谐振频率f0可以由负载140的电感器Lpla和阻抗匹配电路130的电容器C确定。负载140的谐振频率f0可以通过方程式(1)计算：

[方程式(1)]

图6示出了当输出电压VO的频率fsw低于负载140的谐振频率f0时，输出电压VO和输出电流IO随时间T的波形的示例。参照图1、2和6，当输出电压VO的频率fsw低于负载140的谐振频率f0时，输出电压VO的相位可能滞后于输出电流IO的相位。

图7示出了当输出电压VO根据图6的波形从高电平转变到低电平时逆变器123的操作状态。参照图4、6和7，当输出电压VO从高电平转变到低电平时，可存在死区时间DT。在死区时间DT内，第一至第四晶体管TR1至TR4可被关断。

输出电流IO从负载140和阻抗匹配电路130流动到逆变器123。由于输出电流IO的方向，第二和第四二极管D2和D4不通过电流，而第一和第三二极管D1和D3通过电流。也就是说，当输出电压VO的相位滞后于输出电流IO的相位时，在死区时间DT内，输出电流IO从负载140和阻抗匹配电路130流动到逆变器130。

随着输出电流IO的流动，功率可能会不必要地消耗。此外，随着输出电流IO的流动，逆变器123的输出电压VO保持为供电节点VP和接地节点GND之间的电压差。输出电压VO分别施加到第二和第四晶体管TR2和TR4中每者的相对端。

当死区时间DT结束时，第二和第四晶体管TR2和TR4开启，同时高电压(例如，输出电压VO)施加到第二和第四晶体管TR2和TR4中每者的相对端，这可能是施加到第二和第四晶体管TR2和TR4的不必要应力，并且可能会使第二和第四晶体管TR2和TR4劣化。

由于逆变器123的第一至第四晶体管TR1至TR4对称地布置，所以在第一和第三晶体管TR1和TR3中可能出现相同的现象。例如，在输出电压VO从低电平转变到高电平时的死区时间DT内，功率可能会不必要地消耗，并且在第一和第三晶体管TR1和TR3中可能产生应力。

图8示出了当输出电压VO的频率fsw高于负载140的谐振频率f0时输出电压VO和输出电流IO随时间T的波形的示例。参照图1、2和8，当输出电压VO的频率fsw高于负载140的谐振频率f0时，输出电压VO的相位可能超前于输出电流IO的相位。

图9示出了当输出电压VO根据图8的波形从高电平转变到低电平时逆变器123的操作状态。参照图4、8和9，当输出电压VO从高电平转变到低电平时，可存在死区时间DT。在死区时间DT内，第一至第四晶体管TR1至TR4可被关断。

由于输出电流IO具有正值，因此输出电流IO从逆变器123流动至阻抗匹配电路130和负载140。输出电流IO的方向可以防止输出电流IO流过第一至第四二极管D1至D4。相反，输出电流IO可以流过第一和第三晶体管TR1和TR3的寄生电容器(未示出)。

随着输出电流IO的流动，第一和第三晶体管TR1的TR3中的相对端电压可以增加供电节点VP和接地节点GND之间的电压差。当输出电流IO流动时，由于第一和第三晶体管TR1的TR3的寄生电容器(未示出)以及配线的寄生电感器(未示出)，会产生谐振(例如，寄生谐振)。寄生谐振随输出电流IO强度的增加而增加，并且可能产生高频开关噪声。

当输出电流流过第一和第三晶体管TR1和TR3时，第一和第三晶体管TR1和TR3在死区时间DT内被关断，这可能在第一和第三晶体管TR1和TR3中产生应力。由于第一至第四晶体管TR1至TR4对称地布置，所以当输出电压VO从低电平转变到高电平时，在第二和第四晶体管TR2和TR4中可能产生相同的高频开关噪声和应力。

如上所述，当输出电压VO的频率fsw与负载140的谐振频率f0不同时，可能会对第一至第四晶体管TR1至TR4施加应力，或功率可能不必要地消耗。因此，应与负载140的谐振频率f0类似地控制输出电压VO的频率fsw，以提高供电装置120的可靠性和性能。

具体地，输出电压VO的频率fsw比负载140的谐振频率f0略高(例如，大约0.1％至10％)。当输出电压VO的频率fsw略高于负载140的谐振频率f0时，在图8的死区时间DT的状态下，输出电流IO的瞬时强度具有微小的正值(例如，最大值的0.1％至10％)。

在参照图8和9所描述的情况下，第一和第三晶体管TR1和TR3关断，同时微小电流流动。因此，施加到第一和第三晶体管TR1和TR3的应力微不足道。在死区时间DT内，随着输出电流IO的流动，第一和第三晶体管TR1和TR3中每者的相对端电压增加供电节点VP和接地节点GND之间的电压差。

在死区时间DT内，随着输出电流IO的流动，第二和第四晶体管TR2和TR4的相对端电压减小到0伏(或类似的低电压)。也就是说，当死区时间DT结束且第二和第四晶体管TR2和TR4开启时，第二和第四晶体管TR2和TR4中每者的相对端电压为0伏。因此，施加到第二和第四晶体管TR2和TR4的应力微不足道。

同样地，当将输出电压VO的相位控制成微小地超前输出电流IO的相位(例如，0.1％至10％)时，晶体管可以执行优选的被称为零电压近零电流开关(ZVZCS：zerovoltage nearly zero current switching)的开关操作。根据ZVZCS，可以稳定地控制逆变器123的第一至第四晶体管TR1至TR4。控制器125可以根据ZVZCS控制第一至第四开关信号SW1至SW4。

可以控制提供给负载140的功率，例如功率量，以精确控制负载140的操作。可以使用各种方法来控制提供给负载140的功率。图10示出了根据DC电压转换来控制功率的方法的示例。参照图10，可以根据DC电压转换来调节输出电压VO的最大值。

当使用DC电压转换时，输出电压VO和输出电流IO的相位保持在不变的状态。因此，实现的优点在于，逆变器123的操作是稳定的。同时，当使用DC电压转换时，需要单独的用于执行供电节点VP的DC电压转换的DC-DC转换器。此外，存在的缺点在于，需要一定时间来执行DC-DC转换且功率控制速度慢。

图11示出了根据相位变化来控制功率的方法的示例。参照图11，可以根据相位转换来调节输出电压VO和输出电流IO之间的相位差。当重叠区域的面积由于输出电压VO和输出电流IO之间的相位差而减小时，提供给负载140的功率减小。因此，可以通过调节输出电压VO的频率fsw来调节提供给负载140的功率。

由于通过调节输出电压VO的频率fsw来调节功率，所以可以相对迅速地调节功率。然而，如参照图5至图9所描述，当输出电压VO和输出电流IO的相位不同时，可能对第一至第四晶体管TR1至TR4施加应力。因此，逆变器123的稳定性可能劣化。

图12示出了根据脉宽调制来调节第一至第四开关信号SW1至SW4和输出电压VO的示例。参照图2和图12，第一和第二开关信号SW1和SW2可以具有与图3所示的相位相同的相位。第三和第四开关信号SW3和SW4可以具有超前于图3所示相位的相位。

当第一和第三开关信号SW1和SW3共同具有高电平时，输出电压VO具有高电平。当第三开关信号SW3的相位超前于第一开关信号SW1的相位时，第一和第三开关信号SW1和SW3共同具有高电平时的时段减小。因此，减小了输出电压VO具有高电平时的时段。

当第二和第四开关信号SW2和SW4共同具有高电平时，输出电压VO具有低电平。当第四开关信号SW4的相位超前于第二开关信号SW2的相位时，第二和第四开关信号SW2和SW4共同具有高电平时的时段减小。因此，减小了输出电压VO为低时的时段。

图13示出了根据脉宽调制来控制功率的方法的示例。参照图13，可以通过脉宽调制来调节输出电压VO的脉冲宽度。当输出电压VO和输出电流IO之间的重叠区域减小时，提供给负载140的功率减小。因此，可以通过调制输出电压VO的脉冲宽度以调节提供给负载140的功率。

然而，在输出电压VO的脉冲宽度减小时，第一至第四晶体管TR1至TR4中的一些可在输出电流IO为正值或负值时被切换。因此，应力可施加到第一至第四晶体管TR1至TR4，且逆变器123的稳定性可降低。

图14示出了根据本发明的示例实施例的供电方法。参照图1、2和图14，控制器125可以通过续流插入来调节提供给负载140的功率(例如，功率量)。例如，在图14中示出了输出电压VO的六个时段。为了说明本发明概念，将假设六个时段为单位时间。然而，调节功率量所需的单位时间不限于输出电压VO的六个时段。

在高功率模式(HPM)下，控制器125可以按照图3或图4所示的方式控制第一至第四开关信号SW1至SW4。输出电压VO可以连续转变，并且输出电流IO也可以连续转变。在低功率模式(LPM)下，控制器125可以根据供电(powering)时段和续流(freewheeling)时段来控制第一至第四开关信号SW1至SW4。

供电时段可以包括第一和第二供电时段P1和P2。在第一和第二供电时段P1和P2中，控制器125可以按照图3或图4所述的方式控制第一至第四开关信号SW1至SW4。续流时段可以包括第一续流时段F1。在第一续流时段F1中，控制器125可以控制第一至第四开关信号SW1至SW4，使得输出电压VO不具有高电平和低电平(例如，具有接地电平)。

例如，在第一续流时段F1中，控制器125可以将第一至第四开关信号SW1至SW4保持在低电平。由于不提供输出电压VO，因此第一续流时段F1中的输出电流IO的电流量可小于第一和第二供电时段P1和P2中的输出电流IO的电流量。逆变器123在第一和第二供电时段P1和P2中向负载240供电，而在第一续流时段F1中不向负载240供电。

控制器125可以通过调节单位时间内的供电时段的总长度和续流时段的总长度来控制在单位时间内提供给负载240的功率量。续流时段越长，提供给负载240的功率量越少。续流时段越短，提供给负载240的功率量越大。例如，功率量P可以通过方程式(2)计算：

[方程式(2)]

在方程式(2)中，VVP表示供电节点VP上的电压，N表示单位时间内包括的总周期数，n表示单位时间内包括的总续流时段数。例如，当续流时段以半周期为单位进行调节时，N和n可以改变为半周期数。如方程式(2)所示，可以根据供电时段的长度，即续流时段的长度来调节功率量P。

例如，续流时段可以与死区时间DT(见图4)区分开，因为续流时段具有大于或等于输出电压VO的半周期的长度。死区时间DT可以短于输出电压VO的半周期。当死区时间DT具有对应于输出电压VO的半周期的长度时，输出电压VO和输出电流IO的相位在每个周期中改变。因此，供电装置120不能正常工作。

图15是示出根据本发明的示例实施例的控制功率的方法的示例的流程图。参照图1、2和15，在操作S110中，控制器125可以接收关于目标功率量(或目标电流量)的信息。例如，控制器125可以通过与外部器件的通信或者通过接收来自用户信息的用户终端来接收目标功率量(或目标电流量)。

在操作S120中，控制器125确定目标功率量是否小于当前功率量。当目标功率量小于当前功率量时，在操作S130中，控制器125可以增加续流单元。例如，续流单元可以用于增加续流时段的长度，并可以包括对应于至少半个周期的续流时段。通过增加的续流单元，可以缩短在单位时间内具有相应长度的供电时段。然后，控制器125可以执行操作S160。

当目标功率量不小于当前功率量时，在操作S140中，控制器125可以确定目标功率量是否大于当前功率量。当目标功率量大于当前功率量时，在操作S150中，控制器125可以减小续流单元。例如，控制器125在单位时间内减少单个续流单元，并且可以增加具有相应长度的供电时段。然后，控制器125可以执行操作S160。

在操作S160中，控制器125确定目标功率量是否等于当前功率量。当目标功率量不等于当前功率量时，控制器125可以执行操作S120。当目标功率量等于当前功率量时，控制器125可以终止功率控制。例如，在其中当前功率量根据环境变化而变化的供电系统100的情况下，控制器125可以返回操作S110以继续执行供电监测，而不是终止功率调节。

图16示出根据本发明的应用实施例的供电方法的示例。参照图1、2和16，在操作S210中，控制器125可以接收关于目标功率量(或目标电流量)的信息。在操作S220中，控制器125可以计算目标功率量和当前功率量之间的差值。在操作S230中，控制器125可以基于计算的差值来调节续流单元的数量。

例如，控制器125可以存储查询表，该查询表根据功率量的差值指示增加或减少的续流单元的数量。控制器125可以通过参考查询表来调节续流单元的数量。再例如，控制器125可以包括运算器，该运算器被构造为运行用于根据功率量的差值计算增加或减少的续流单元的数量的函数。控制器125可以使用运算器来调节续流单元的数量。

图17示出根据本发明的应用实施例的供电方法的另一示例。参照图1、2和17，在操作S310中，控制器125可以接收目标功率量(或目标电流量)的信息。在操作S320中，控制器125可以将目标功率量和当前功率量之间的差值计算为误差值。

在操作S330中，控制器125确定当前误差值(例如，在当前循环的操作S320中计算的误差值)、先前误差值(例如，在一个或多个先前循环中计算的误差值)以及比例积分微分(PID)增益因子。例如，续流单元的数量可以通过方程式(3)计算：

[方程式(3)]

n[k]＝n[k-1]+(Kp+Ki+Kd)e[k]+(-Kp-2Kd)e[k-1]+Kd·e[k-2]

在方程式(3)中，n[k]表示包括在当前循环(即，当前单位时间)中的供电时段的周期数；n[k-1]表示包括在上一个循环(即，先前的单位时间)中的供电时段的周期数；e[k]表示在当前循环(即，当前的单位时间)中计算的误差值；e[k-1]表示在第一先前循环(即，第一先前单位时间)中计算的误差值；e[k-2]表示在第二先前循环(即，第二先前单位时间)中计算的误差值；并且Kp、Ki和Kd表示PID增益因子。

在操作S340中，控制器125确定调节是否完成。例如，控制器125可以确定当前循环的误差值是否落入预定范围内。在当前循环的误差值落入预定范围内时，控制器125可以结束功率量调节。在当前循环的误差值没有落入预定范围内时，控制器125可以执行下一个循环。例如，单个循环可以包括操作S320和S330。

如上所述，根据示例实施例，可以调节单位时间内包括的续流间隔(或供电间隔)的长度，以控制提供给负载140的功率量。由于通过调节在第一至第四开关SW1和SW4具有高电平时的时刻来执行续流插入，所以不需要单独的复杂器件，并且可以在保持输出电压VO和输出电流IO之间的相位差的同时容易地进行续流插入。

再次参照图14，在第一续流时段F1内不向负载140供电。当第一续流时段F1过度延长时，提供给负载140的功率可能被完全消耗，并且负载140可能被关断。图18示出了根据品质因数消耗功率的示例。在图18中，水平轴表示时间T，垂直轴表示输出电压VO和输出电流IO。

参照图1、2和18，第一线L1表示在品质因数Q为15时的输出电流IO，而第二线L2表示在品质因数Q为5时的输出电流IO。品质因数Q可以通过阻抗匹配电路130的电容器C以及负载140的电阻Rpla和电感器Lpla确定。品质因数Q可以通过方程式(4)计算：

[方程式(4)]

在第一时间T1处，逆变器123在控制器125的控制下进入续流时段。随着逆变器125输出的功率被切断，提供给负载140的电流量开始减小。当在阻抗匹配电路130和负载140中充电的功率被完全消耗时，输出电流IO不再流动。如第一线L1和第二线L2所示，当品质因数Q为低时，输出电流IO被更快地切断。也就是说，充电功率被更快地消耗。

图19更详细地示出了第一时间T1前后的第一和第二线L1和L2。参照图1、2和19，第一时间T1处的输出电流IO可根据方程式(5)减小：

[方程式(5)]

在方程式(5)中，ω表示负载140的谐振频率，t表示时间，θ表示输出电流IO的相位，Ipeak表示供电时段的输出电流IO的峰值，并且τ表示时间常数并可以通过方程式(6)计算：

[方程式(6)]

在方程式(6)中，T表示输出电压VO或输出电流IO的单个时段。参照方程式(5)和(6)以及图19，输出电流IO在第一时间T1之后具有根据时间常数τ呈指数下降的包络线。例如，输出电流IO的包络线的大小减小到最大值的10％时的时间点是0.73QT。

当在操作状态下提供给负载140的功率的下限被设置为最大值的10％时，续流时段的长度可以具有0.73QT的上限。续流时段的上限可以通过品质因数Q以及输出电压VO或输出电流IO的时段来确定。例如，当负载140的品质因数Q实时变化时，续流时段的上限也可以实时变化。在这种情况下，可以基于品质因数Q为最低时的时间来确定续流时段的上限。

例如，品质因数Q可以在负载140运行的同时实时变化，并且品质因数Q的下限可以是5。在这种情况下，续流时段的上限可以是3.65T。不管负载140处于什么状态以及负载140的品质因数(Q)具有什么值，续流时段的上限可以被确定为3.65T。

在续流时段的所需长度大于续流时段的上限的情况下，控制器125可以将续流时段划分为两个以上的续流时段。图20示出了将续流时段划分为两个以上时段的示例。参照图1、2和20，控制器125可以将第一续流时段F1设置在第一和第二供电时段P1和P2之间。控制器125可以将第二续流时段F2设置在第二和第三供电时段P2和P3之间。

当第二供电时段P2位于第一和第二续流时段F1和F2之间时，在第二供电时段P2期间向负载140供电。因此，通过第一续流时段F1或第二续流时段F2防止了负载140被关断。

例如，当负载140被完全充电时，在负载140中可以存在第一功率。当在负载140中通过续流时段充电的功率被部分消耗时，负载140中可以存在第二功率。即使负载140在续流时段之后的单个时段内(即，通过供电时段)被充电，在负载140中充电的功率可小于第一功率。

因此，控制器140可以将第一续流时段F1的上限和第二续流时段F2的上限设置为彼此不同。例如，控制器125可以将第二续流时段F2的上限设置为短于第一续流时段F1的上限。再例如，控制器125可以为将第二供电时段P2的下限设置在第一和第二续流时段F1和F2之间。例如，控制器125可以设置第二供电时段P2的下限，使得负载140的功率在第二供电时段P2期间上升到第一功率。

图21示出了供电单元PC和续流单元FC1至FC3的示例。参照图1、2和21，供电单元PC可以包括其中输出电压VO具有全摆幅的单个时段。第一续流单元FC1可以包括其中输出电压VO处于接地电平的单个时段。

第二续流单元FC2可以具有其中输出电压VO处于接地电平的半周期和其中输出电压VO处于低电平的半周期。第三续流单元FC3可以包括其中输出电压VO处于高电平的半周期和其中输出电压VO处于接地电平的半周期。控制器125可以选择第一至第三续流单元FC1至FC3中的一者，以更精确地控制提供给负载140的功率量。

例如，在供电单元(PC)期间，逆变器123可以提供1个功率量。在第一续流单元FC1期间，逆变器123可以提供0个功率量。在第二续流单元FC2期间或第三续流单元FC3期间，逆变器123可提供0.5个功率量。控制器125可以将供电单元PC与第一至第三续流单元FC1至FC3组合，以在多个步骤中控制提供给负载140的功率量。

例如，如在第二和第三续流单元FC2和FC3中所示，续流单元可以包括至少一个其中输出电压VO处于高电平或低电平的半周期。在至少一个半周期期间，逆变器123向负载140供电。因此，如参照图18至19所述，即使在未设定续流时段的上限时，也可以防止由续流时段关断负载140。

图22示出了供电单元和续流单元的其他示例。

参照图1、2和22，供电单元PC和续流单元FC1至FC5中的每者可以包括输出电压VO或输出电流IO的两个时段。续流单元FC1至FC5包括至少一个其中输出电压VO具有高电平或低电平的半周期和至少一个其中输出电压VO具有接地电平的半周期。

如图22所示，续流单元FC1至FC5可以具有各种模式。续流单元FC1至FC5的输出电压VO的模式不受限制。在每个续流单元FC1至FC5中包括的输出电压VO或输出电流IO的时段数不受限制。

图23示出了由供电单元和续流单元产生纹波的示例。在图23中，水平轴表示时间T，垂直轴表示输出电压VO或输出电流IO。在图23中，红线表示输出电压VO，蓝线表示输出电流IO。

参照图1、2和23，控制器125可以连续排列续流单元FC，并可以连续排列供电单元PC。当连续排列续流单元FC时，输出电压VO的强度减小并且输出电流IO的量减小。当连续排列供电单元PC时，输出电压VO的强度增加并且输出电流IO的量增加。

也就是说，当续流单元FC集中排列并且供电单元PC集中排列时，在输出电流IO中可能出现纹波。当在输出电流IO中产生纹波时，可能难以计算当前的功率量。图24示出了其中输出电流中的纹波被抑制的示例。在图24中，水平轴表示时间T，垂直轴表示输出电压VO或输出电流IO。在图24中，红线表示输出电压VO，蓝线表示输出电流IO。

参照图1、2和24，控制器125可以在供电单元PC旁边设置续流单元FC，并且在续流单元FC旁边设置供电单元PC。例如，控制器125可以交替地设置在续流单元FC中包括的续流间隔和在供电单元PC中包括的供电间隔。当续流单元FC和供电单元PC交替设置时，可以抑制输出电流IO的纹波，并且可以容易地计算功率量。

图25示出根据本发明的应用示例的逆变器123'、阻抗匹配电路130和负载140。参照图1和25，逆变器123'可以包括第一至第四晶体管TR1至TR4、第一至第四二极管D1至D4和电感器Lzvs。

与图2所示逆变器123相比，逆变器123'还包括电感器Lzvs。电感器Lzvs可以耦接在被输出输出电压VO的输出节点之间。流过电感器Lzvs的电流可以是电感电流Izvs。第一至第四晶体管TR1至TR4和第一至第四二极管D1至D4可以按照与图2所示相同的方式连接和操作。

图26示出了输出电流IO和电感电流Izvs随时间T的变化。参照图1、25和26，输出电压VO的相位可以与输出电流IO的相位匹配。电感电流Izvs可以作为输出电流IO的反电动势。当输出电流IO增加时，电感电流Izvs具有负值，当输出电流IO减小时，电感电流Izvs具有正值。

当输出电压VO和输出电流IO的相位彼此匹配时，在输出电压VO从高电平转变到低电平时的死区时间DT(见图4)期间，输出电流IO可不流动。此时，由于电感电流Izvs，正电流在逆变器123'中流动。

类似地，当输出电压VO和输出电流IO的相位彼此匹配时，在输出电压VO从低电平转变到高电平的死区时间期间，输出电流IO可不流动。此时，由于电感电流Izvs，负电流在逆变器123'中流动。由于电感电流Izvs，可以在逆变器123'中实现零电压近零电流开关(ZVZCS)。

图27示出了当输出电压VO具有续流时段时电感电流Izvs的变化的示例。参照图1、25和27，可以交替地排列一个周期的供电时段和一个周期的续流时段。电感电流Izvs可以通过方程式(7)计算：

[方程式(7)]

在方程式(7)中，Iini表示初始电流。在续流间隔期间，电感电流Izvs保持具有负值。由于电感电流Izvs的总和(或平均电流)应为零，因此电感电流Izvs的正峰值的绝对值可以大于电感电流Izvs的负峰值的绝对值。当在死区时间DT期间流动的电感电流Izvs的量变化时，逆变器123'可不均匀地操作。因此，在死区时间DT期间流动的电感电流Izvs的电流量优选是均匀的。

例如，在图27中，一个续流单元可以包括其中输出电压VO具有接地电平的一个时段。图27示出了三个供电单元和三个续流单元。再例如，一个续流单元可以包括其中输出电压VO具有高电平和低电平的一个时段和其中输出电压VO具有接地电平的一个时段。图27示出了三个续流单元。

图28示出了当输出电压VO具有续流时段时电感电流Izvs的变化的另一示例。参照图1、25和28，半周期的供电时段和半周期的续流时段可以交替地排列。在图28中，电感电流Izvs的正峰值和负峰值彼此匹配。

然而，当输出电压VO具有负值时，输出电流IO具有正值。当输出电压VO和输出电流IO具有彼此相反的相位时，从负载140向逆变器123供电，这可能导致不必要的功率损耗并且可能导致负载140关断。因此，输出电压VO和输出电流IO的相位优选地具有相同的符号。

例如，在图28中，续流单元可以包括其中输出电压VO具有高电平的半周期、其中输出电压VO具有接地电平的半周期、其中输出电压VO具有低电平的半周期和其中输出电压VO具有接地电平的半周期。例如，图28示出了三个续流单元。

图29示出了当输出电压VO具有续流时段时电感电流Izvs的变化的另一示例。参照图1、25和29，单个续流单元可能具有四个周期。在图29中示出了两个续流单元。

续流单元包括其中输出电压VO具有高电平和低电平的一个周期、其中输出电压VO具有接地电平的一个周期、其中输出电压VO具有高电平和接地电平的一个周期和其中输出电压VO具有接地电平和低电平的一个周期。电感电流Izvs的正峰值和负峰值彼此匹配。此外，输出电压VO的符号和输出电流IO的符号彼此匹配。

如图29所示，控制器125可以控制输出电压VO的频率fsw，使得输出电压VO的频率fsw和负载140的谐振频率f0彼此匹配。零电压近零电流开关(ZVZCS)可以通过电感器Lzvs实现。控制器125还可以控制续流单元，使得电感电流Izvs的负峰值和正峰值彼此匹配。控制器125可以控制续流单元，使得输出电压VO的符号和输出电流IO的符号彼此匹配。

图30更详细地示出了根据本发明的应用示例的逆变器123”、阻抗匹配电路130和负载140。参照图1和30，逆变器123”包括第一和第二晶体管TR1和TR2、第一和第二二极管D1和D2以及第一和第二电容器C1和C2。阻抗匹配电路130包括电容器C，并且负载140可以被建模为电感器Lpla和电阻器Rpla。

与图2中的逆变器123相比，图30所示的逆变器123”包括代替第三晶体管TR3和第三二极管D3设置的第一电容器C1和代替第四晶体管TR4和第四二极管D4设置的第二电容器C2。第一电容器C1和第二电容器C2都具有足够高的电容以具有基本上为直流(DC)的两端电压。与图2中的逆变器123相比，图30中的逆变器123”可以是具有一半的输出电压范围、一半的开关和一半的开关信号的半桥式。

图14至图24所示的用于调节供电时段和续流时段的本发明概念可同样地应用于图30中的逆变器123”。此外，如参照图25所示，类似于逆变器123'，电感器Lzvs可以应用于逆变器123”。此外，参考图26至图29描述的功率控制(或供应)方法可以同样地应用于图30中的逆变器123”。

如上所述，根据本发明，可以调节提供给供电装置的逆变器的开关信号的模式，以控制提供给负载的功率量或电流量。因此，提供了在不增加复杂性并不会引起高频开关噪声和应力的情况下具有改善性能的供电装置和供电方法。

尽管已经详细说明了本发明及其优点，但是应理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在本文中进行各种改变、替换和变更。

Claims (20)

1.一种供电装置，其包括：

逆变器，其被构造为将直流(DC)功率转换为交流(AC)功率；

阻抗匹配电路，其被构造为向负载提供所述交流功率；和

控制器，其被构造为调节输出所述AC功率时的供电时段和不输出所述AC功率时的续流时段的排列，以调节由所述逆变器通过所述阻抗匹配电路提供给所述负载的功率的功率量。

2.根据权利要求1所述的供电装置，其中，当由所述逆变器提供的功率的功率量大于目标功率量时，所述控制器控制所述逆变器以增加所述续流时段。

3.根据权利要求1所述的供电装置，其中，当由所述逆变器提供的功率的功率量小于目标功率量时，所述控制器控制所述逆变器以减小所述续流时段。

4.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器逐步地增加或减小所述续流时段，直到由所述逆变器提供的功率的功率量等于目标功率量。

5.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器检测由所述逆变器提供的功率的功率量与目标功率量之间的差值，并根据检测的所述差值来调节所述续流时段，使得由所述逆变器提供的功率的功率量等于目标功率量。

6.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器将由所述逆变器提供的功率的功率量与目标功率量之间的差值计算为误差值，并使用当前误差值、先前误差值和比例积分微分(PID)增益因子来调节所述续流时段。

7.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器将所述续流时段的长度限制在阈值以下。

8.根据权利要求7所述的供电装置，其中，所述阈值是根据所述阻抗匹配电路和所述负载的品质因数以及所述AC功率的时段确定的。

9.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器通过布置其中在至少一个半周期期间提供所述AC功率的供电单元和其中在至少一个半周期期间不提供所述AC功率的续流单元来控制所述供电时段和所述续流时段的布置。

10.根据权利要求9所述的供电装置，其中，所述控制器被构造为交替地排列所述供电单元和所述续流单元。

11.根据权利要求9所述的供电装置，其中，所述控制器将连续排列的所述续流单元的数量限制在阈值以下。

12.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器通过布置其中在至少一个周期期间提供所述AC功率的供电单元和其中不提供所述AC功率且在至少一个周期期间提供所述AC功率的续流单元来控制所述供电时段和所述续流时段的布置。

13.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述负载是电感耦合等离子体(ICP)。

14.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器控制所述逆变器，以在第一个半时段期间提供正电压，在第二个半时段期间不提供功率，在第三个半时段期间提供负电压，并且在第四个半时段期间不提供功率。

15.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器控制所述逆变器，以在第一个半时段期间提供正电压，在第二个半时段期间提供负电压，在第三个半时段和第四个半时段期间不提供功率，在第五个半时段期间提供正电压，在第六个半时段和第七个半时段期间不提供功率，并且在第八个半时段期间提供负电压。

16.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述逆变器包括：

并联耦接在供电节点和第一输出节点之间的第一晶体管和第一二极管；

并联耦接在所述第一输出节点和接地节点之间的第二晶体管和第二二极管；

并联耦接在所述接地节点和第二输出节点之间第三晶体管和第三二极管；

并联耦合在所述供电节点和所述第二输出节点之间的第四晶体管和第四二极管；和

耦接在所述第一输出节点和所述第二输出节点之间的电感器，

所述第一输出节点和所述第二输出节点连接到所述阻抗匹配电路，并且

所述控制器控制所述第一晶体管至所述第四晶体管的栅极的相应电压。

17.根据权利要求16所述的供电装置，其中，所述控制器控制所述逆变器，使得所述AC功率的电压和电流的符号彼此匹配，并使得流过所述电感器的电流的正峰值和负峰值彼此匹配。

18.根据权利要求1所述的供电装置，其中，所述控制器被构造为交替地排列所述供电时段和所述续流时段。

19.一种向负载供电的方法，所述方法包括：

接收目标功率量；

将提供给所述负载的功率的功率量与所述目标功率量进行比较；

根据比较结果，调节向所述负载提供交流(AC)功率时的供电时段和不向所述负载提供所述AC功率时的续流时段，使得所述目标功率量与所述功率量彼此相等；并且

根据调节后的所述供电时段和调节后的所述续流时段向所述负载供电。

20.根据权利要求19所述的方法，其中，调节所述供电时段和所述续流时段，直到所述功率量和所述目标功率量彼此相等。