CN101164221A - 谐振变换器的控制 - Google Patents

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Abstract

本发明通过对谐振变换器的状态参数建立标准来处理谐振LLC变换器的控制，从而该变换器能够在近电容性模式下进行操作。在该谐振回路中流动的电流被监测以及可选择地该谐振回路中的预定点处的电压被监测，并且其中，当第一标准与第二标准或者可选择地与第三标准一起被执行时，该开关(高边开关或低边开关)断开，其中，该第一标准确保在该开关导通以后流逝最小时间，该第二标准为电流的绝对值达到预定电流电平，该第三标准为该预定点处的电压达到预定电压电平。

Description

谐振变换器的控制
技术领域
本发明涉及谐振变换器的控制，尤其涉及谐振变换器中近电容性模式的控制。
背景技术
为了实现谐振变换器的满意操作，用于产生交流电的开关被即时导通和断开是重要的。开关进行操作的频率定义了变换器的操作的模式。如果频率足够高，则能量变换器在规则的电感模式下操作。
当开关的开关频率即通过变压器的一次侧的交流电的频率被下降到一个点时，变换器在近电容性模式下操作，其中，在该点处，该交流电至少几乎与桥结点处的交流电同相。
一般，期望能量变换器在电感模式下操作。因此，非重叠时间被选择为足够长以防止硬开关是重要的，这会导致开关损耗。然而，由于硬开关还在太长重叠时间的情况下发生，所以该非重叠时间一定为最大值，从而开关损耗发生。
在US专利申请2001/0036090中公开了一种开关的控制算法，其中，以一种方式来确定开关导通时刻，这种方式为：在靠近半桥开关结点的峰(高边开关导通)或谷(低边开关导通)处该开关导通。这样，最小压降在开关导通的时刻以变压器一次侧中的给定电流在该开关发生，从而提供最小开关损耗。以已知方式确定断开时刻。已知方式例如可以是提高开关频率。硬开关的幅度然后被测量并且被用于将频率调整到给出硬开关的期望幅度的值。这个方法的缺点在于：很难稳定该变换器。
发明内容
本发明提供了一种改进的谐振变换器。本发明由独立权利要求进行定义。从属权利要求定义了优选实施例。
在一个实施例中，通过提供改进的装置来控制变换器(例如，近电容性模式谐振变换器)来实现本目的，从而可以提供一种更加简单更加稳健和更加便宜的谐振变换器。优选的是，本发明单独地或以任何组合来减轻、缓解或消除以上或其它缺点之一或更多。
在一个实施例中，由此提供一种谐振变换器，其中，至少一个状态变量被监测以及可选择地两个状态变量被监测并且其中，控制算法被实现以确保电感模式操作即避免电容性模式操作。可以例如通过在谐振回路中的电流反向之前将导电开关进行断开来防止该电容性模式。该谐振回路中流动的电流也被称作一次侧电流。
以这种方式操作该谐振变换器能够提供多个优点。基于监测一次侧电流以及可选择地监测电容器电压直接地操作开关能够导致系统的快速控制以及较好稳定性。
另一优点在于：通过对于每个导电间隔将电路中的一次侧电流与参考值进行比较以及可选择地将电路中的电容器电压与参考值进行比较可以获得具有最小导通损耗的每个开关的软导通。该参考值例如可以表示用于将半桥点处的电容充电到相反供电轨的最小能量。另一个优点在于：可以建立逐周期近电容性模式保护。通过逐周期近电容性模式保护获得的可能技术效果之一在于：不需要频率调整回路，这是因为变换器不再由频率进行控制。改为逐周期地对变换器进行控制。此外，逐周期NCM(近电容性模式)保护给出可能技术效果：对主控制回路的速度不产生实际限制的即时电容性模式保护和/或对于高边开关(HSS)和低边开关(LSS)的一直操作到NCM边界的不同于50％的占空因数的即时电容性模式保护。
与现有技术的状态相比较本发明的实施例的重要优点在于：可以预先采取必需动作以防止变换器进入电容性模式，另外在瞬态期间这发生在电源电压或负载处。
另一个优点在于：由于能够以一定电流来断开HSS或LSS，所以能够防止硬开关，同时，在开关导电间隔期间在这个电流第一次达到其最大值以后这个电流的绝对值下降到零，从而防止电流过零并且由此防止硬开关。
权利要求2到4中定义的可选特征是有优越性的，这是因为：除了建立关于控制参数的一次侧电流的特定标准以及可选择地建立关于控制参数的电容器电压的特定标准以外，可以确保：尽管在导电间隔的开始处执行标准，但是可忽略该标准。应该明白：最小时间已经流逝的标准的执行不是必需通过定时器装置获得。例如，这还可以从关于特定标准的一次侧电流和/或预定点处的电压的已知研究或者其它等效装置来获得。
权利要求5到7中定义的可选择特征是有优越性的，这是因为：对于关于不同开关的导电间隔可以指定不同的预定值。
根据本发明的其它方面，提供了一种用于控制谐振变换器的控制逻辑、用于控制谐振变换器的方法以及适用于执行该方法的步骤的计算机可读代码。通常，可以在本发明的范围内以任何可行方式来组合和连接本发明的各个方面。通过对照于此以后描述的实施例，本发明的这些和其它方面、特征和/或优点将是清楚的。
附图说明
仅仅作为例子，对照附图描述本发明的实施例，这些附图如下：
图1示出了谐振LLC变换器的基本框图；
图2示出了在利用第一组参数的使用状况仿真中的各种参数的时间变化；
图3示出了在利用第二组参数的使用状况仿真中的各种参数的时间变化；以及
图4示出了具有详细显示的控制逻辑和模拟控制功能的本发明的实施例。
具体实施方式
图1示出了形成作为谐振半桥变换器的谐振LLC变换器1的基本框图。该变换器包括具有一次侧4和二次侧5的变压器。该变换器1适用于将来自DC电源即该变压器的一次侧上的Vs2的电能提供到连接在该变压器的二次侧上的Vout3处的负载(未示出)。
此外，该变换器包括第一和第二可控制开关，这里分别由高边(HS)可控制开关6以及低边(LS)可控制开关7进行表示。将这些开关设置为彼此串联。例如，该高边和低边开关可以是晶体管、半导体闸流管、MOSFET等等。
该LLC变换器的谐振电容器Cr 9在该电路的一点上具有某一电压Vcap18。在谐振回路15中，流过电流Iprim 10。该电压Vcap1也被称作电容器电压，该电压Vcap1是预定点处的电压。在这个实施例中，该预定点表示为与图1上的Vcap1进行连接。
示出：连接到高边开关6的高边驱动器12可以驱动高边开关(HSS开关)，并且该低边开关7可以由连接到该低边开关的低边驱动器13进行驱动。该高边和低边驱动器连接到控制逻辑14。
在该变换器中，该谐振电容器Cr 9、电感线圈L1 16以及磁化电感线圈L1 17形成谐振电路。变压器和整流电路18这里用于产生DC输出电压。通过加入串联电感线圈L3 19能够产生连续输出电流。在这个变换器上可以存在许多变型，例如，在照明应用中可以采用桥式整流器进行整流或者根本不进行整流。另外，在一些情况下，该变压器可以被省去。
在大多数情况下，该变换器使用在感应区域中。在这个区域中，在导电开关断开以后的一定时间内该谐振电容器Cr 9中的电流保持以相同方向流动。在该反向开关的导电间隔之前，这个时间足以将谐振电容器Cr 9与并联电容器Cpar 21之间的半桥结点20充电到相反供电轨。在这种情况下，设置该开关的软导通，从而防止由于存储在Cpar 21中能量的耗散所导致的该开关中的额外耗散。在电容性模式下，在该半桥点20充电到该相反供电轨之前，Cr 9中的电流反向。
存在防止该变换器在电容性模式区域中进行操作的几种方法。
一个已知的方法检测该电容性模式，并且然后临时提高操作频率。这个方法的缺点在于：在正常操作期间该变换器不能够被设计为接近于电容性模式进行操作，这是因为在频率扫描期间，在一定时间内电源显著下降。因此，这个方法仅仅允许在故障条件期间工作。
另一个已知方法检测在半桥点处的硬开关的幅度，并且将该操作频率限制到与硬开关的最大允许幅度对应的值。这个值通常称作近电容性模式边界，即NCM边界。现有技术方法的这个状态允许该变换器设计为接近于电容性模式，然而，由于这个近电容性模式调整回路的较差稳定性，所以这个回路的带宽必须被选择得小。因此，该回路与负载级相结合会出现问题。
本发明能够解决以上缺点，其中，该变换器能够被使用直到该近电容性模式边界，而不会有稳定性问题并且具有快速响应时间。
这里，将高边开关6导电间隔定义为当该高边开关导通时开始提供Vsupply 2与该半桥结点20之间的连接。这里，低边开关7导电间隔定义为当该低边开关导通时开始提供该半桥结点20与地面24之间的连接。
可以通过根据现有技术的状态的自适应非重叠或固定非重叠或其它标准来确定HSS和LSS导通。这意味着：在导电开关断开以后的固定时间以后反向开关导通。还可以在检测到该半桥已经变换电流方向以后来将该反向开关导通。这被称作自适应非重叠，并且例如能够通过检测半桥点处的dV/dt来实现。本发明的范围涉及用于断开特定开关的标准，然而，为了驱动该变换器，如上述再次导通开关。
基本思想是检查每个导电间隔以确定在该谐振电容器Cr 9中是否仍有足够电流流动以能够将该并联电容器Cpar 21充电到相反供电轨。如果电流下降到最小电平之下，则对应开关将被断开。
能够示出：在该谐振电容器Vcap1 8的电压与近电容性模式边界处导电间隔的结尾处的一次侧电流Iprim 10之间的存在关系。因此，另外，Vcap1 8能够用于将该变换器保持在该电容性模式区域之外。
仅当一次侧电流Iprim 10返回到零的过程中以及不在该一次侧电流10仍然增大的导电间隔的第一部分期间内，该导电间隔才会终止。因此，取决于该导电间隔(高边开关6、HSS或低边开关7、LSS)，在Iprim 10中已经产生峰或谷以后，该导电间隔才会终止。
在本发明的实施例中，通过使用下面控制算法来防止电容性模式，通过控制逻辑14来操作该控制算法：
HSS断开：
1)[top reached in Iprim]AND
2)[Iprim＜Iend_pos]OR[Vcap1＜VcapH]
LSS断开：
1)[valley reached in Iprim]AND
2)[Iprim＞Iend_neg]OR[Vcap1＞VcapL]
例如由于与噪声和扰动相结合的微分作用，一次侧电流中的峰和谷的检测是有问题的，所以可以如下替换该峰和谷检测。
HSS的断开的第一标准[top reached in Iprim]能够由如下进行替换：
时间间隔的结尾已经出现，其中，该时间间隔在下面事件处开始，该事件为：[HS switch is turned on AND Iprim＞0 is detected]
LSS的断开的第一标准[valley reached in Iprim]能够由如下进行替换：
时间间隔的结尾已经出现，其中，该时间间隔在下面事件处开始，该事件为：[LS switch is turned on AND Iprim＜0 is detected]
这两种标准具有较大实际意义，这是因为：在保护必须检测的大负载下的NCM与该保护可以不进行作用的小电流的无负载操作之间提供了一种较好的区分。
这导致用于防止电容性模式的四个控制变量，这四个控制变量为结合图2到图4进行讨论和以上描述的Iend_pos、Iend_neg、VcapH以及VcapL。
本发明的其它实施例包括该控制算法的变型，诸如省去Iprim中的峰或谷检测或由导电间隔的开始以后的(固定)时间来替代该峰或谷检测、或者其它的兼容标准。
存在几种产生Iend_pos、Iend_neg、VcapH以及VcapL的值的可能性。在本发明的实施例中，可以如下设置这些值：
-Iend_pos、Iend_neg：由最低电源电压确定的固定值；
-VcapH、VcapL：由最低电源电压加电源电压补偿确定的固定值；以及
-与调整回路相结合的硬开关的幅度，该调整回路用于通过控制Iend或Vcap将该硬开关电压限制到某个最大值。能够对HSS或LSS导电间隔(1个回路)或这两个导电间隔(2个回路)的结束进行这种设置。
可以与所述的该HSS 6和LSS 7断开的控制算法进行结合来实现设置Iend_pos 31、Iend_neg 32、VcapH 33以及VcapL 34的值的所述方法。
图2示出了对于NCM限制的根据本发明实施例获得的曲线图，该附图示出了通过Iprim 10进行的控制。Vsupply 2设置为400V。
在图2中，如下所述来选择这些变量：
IpeakH＝iprimpeak、IpeakL＝iprimdal(谷)、VcapH 33＝vcapmax、VcapL 34＝vcapmin、Iendpos 31＝iprimpeak、Iendneg 32＝iprimadal(谷)、V2＝Iprim 10、vn(VCAP1)＝Vcap1 8、vn(Vhb1)＝半桥结点(Cr/Cpar)20处的电压。I(E_2)＝L3中的电流。
最顶部曲线图示出了作为时间的函数的电流Iprim 10。第二曲线图示出了作为时间的函数的半桥结点20处的电压43。第三曲线图示出了作为时间的函数的在Vcap1 8处的谐振电容器的电压。第四曲线图示出了作为时间的函数的L3 44的电流。在所有这些曲线图中，间隔由35和36进行表示，该35表示当高边开关设置导电时，该36表示当低边开关设置导电时。
当HSS导通时，该第一导电间隔期间内的Iprim中的峰由代表作为时间函数的Iprim 10的曲线的顶点37所表示。在点38以后，Iprim也小于该控制值Iend_pos 31。因此，在点38以后HSS的第一和第二控制标准都被执行，并且从而HSS被断开。
相似地，在下面的LSS导电间隔期间内，在点39处达到表示Iprim10的曲线的谷，并且在点40处达到Iprim 10大于Iend_neg的点。因此，在点40以后LSS的第一和第二控制标准都被执行，并且从而LSS被断开。
确保Iprim的值小于正预定值并且大于负预定值的其它方法用于确保该谐振回路中的电流Iprim 10的绝对值小于预定值。相似地，确保表示在正方向上流动的电流的曲线的峰或表示在负方向上流动的电流的曲线的谷已经被达到的其它方法用于描述绝对电流的最大电平已经被达到。
图3示出了对于NCM限制的根据本发明实施例获得的曲线图，该附图示出了通过Vcap1 8进行的控制。Vsupply设置为200V。
最顶部曲线图示出了作为时间的函数的电流Iprim 10。第二曲线图示出了作为时间的函数的在半桥结点20处的电压43。第三曲线图示出了作为时间的函数的谐振电容器Vcap1的电压8。第四曲线图示出了作为时间的函数的L3 44中的电流。在所有这些曲线图中，间隔由35和36进行表示，该35表示当高边开关被设置为导电时，该36表示当低边开关被设置为导电时。
当HSS导通时，在第一导电间隔期间内Iprim中的峰由代表作为时间函数的Iprim 10的曲线的顶点37所表示。在点41以后，Vcap1也小于控制值VcapH 33。因此，在点41以后HSS断开的第一和第二控制标准都被执行，并且随后HSS被断开。
相似地，在下面的LSS导电间隔期间内，在点39处表示达到Iprim10的曲线的谷，并且在42处达到Vcap1 8大于VcapL的点。因此，在点42以后LSS断开的第一和第二控制标准都被执行，并且随后LSS被断开。
在图4a中示出了本发明的一个实施例。该附图示出了图1所示的LLC变换器，其中，谐振电容器Cr 9的位置改变到两个电感线圈L1 16和L2 17之后。提供该电路的这个变更以显示该电路的建立不限于图1所示的变换器或图4a所示的变换器。
在图4a中，示出：在与图1所示位置不同的位置处的Vcap1处监测谐振电容器的电压。尽管该谐振电容器Cr 9例如位于L1与L2之间或者位于电流检测电阻器Rs的另一侧(见图1)，但是也能够测量该谐振电容器Cr 9的电压。于是，能够通过测量Vhb(20)和Vcr并且将它们进行相加来构建期望的参数(9处的电压)。这个专利的范围还覆盖一种实施例，其中，Cr位于L1与L2之间或者Rs与地面之间，或者其中，Rs被省去(如果以另一种方式来测量电流)并且其中Vhb+Vcr被用作9处的电压的替换。由于实际上Vcr是谐振电路中的电流的积分(由于该电容器Cr用作积分器)，所以一个电容器Cr能够将电流进行积分并且将Vhb+该积分的电流用作9处测量的电压的替换。另外，本专利覆盖那个实施例。
还示出：该谐振回路中的电流Iprim 10被监测作为流过Rsense 11的电流。该Rsense 11位于Cr 9与地面24之间的电路的一点上。能够以任何可行方式在该电路中的任何其它位置上获得该电路中的电流。这个电流可以例如是流过开关的电流或采用诸如用于测量电流磁场的元件之类与要被测量的电流不直接接触的元件所测量的电流。
表示被监测的电压信号Vcap1以及被监测的电流Iprim 10的监测信号分别经由监测线22和23被反馈到该控制逻辑14。
本发明还可以与全桥变换器结合使用。
在图4b中更加详细地示出了该装置CL即控制逻辑和模拟控制功能14。该CL块14表示用于实现所建议的控制算法的功能。
可以看出：表示Iprim 10的该监测电流信号23被输入到该控制逻辑14中。该控制逻辑14包括：V/T det.，即连接到该被监测到的电流信号23的谷和峰检测器25。该谷和峰检测器的输出被从该谷和峰检测器输出并且被输入到设置在该控制逻辑14中的OL 30，即输出逻辑30。该输出逻辑包括用于提供HSS和LSS的状态以及一组复位控制的锁存器。
此外，表示Iprim的被监测的电流信号23还被连接到两个比较器26和27。该比较器26和27将代表Iprim的电流信号23分别与控制值Iend_neg 32和Iend_pos 31进行比较。
从图4b可以看出，表示电压Vcap1 8的被监测的电压信号22被连接到两个比较器28和29。该比较器28和29将表示Vcap1 8的电压信号22分别与控制值VcapL 34和VcapH 33的值进行比较。
该比较器26、27、28和29的比较的输出被从这些比较器输出，并且被输入到该输出控制逻辑30。
该输出逻辑30的输出基于来自比较器26、27、28和29以及谷/峰检测器25的输入。基于这些输入，该输出逻辑对该HS和LS驱动器12和13输出HSS和LSS状态输出45和46。
对于VcapH 33、VcapL 34，如果利用图1的基本框图，则能够加入电源电压校正。在这种情况下，由于半桥处的电压摆动(其等于Vsupply 2)被加到Vcap1 8，所以这是必需的。
在一个实施例中，可以由通用计算机装置和专用可编程计算机装置来设置该控制逻辑CL，其中，可以输入监测信号，并且，例如通过执行实现本发明的方法的计算机代码，这些计算机装置可以被实现以操作该控制逻辑。
尽管已经结合优选实施例描述了本发明，但是本发明并不限于于此阐述的具体形式。并且，本发明的范围仅仅通过权利要求进行限定。这里，这两个开关的说明并不排除具有多于两个开关的实施例。
在这个说明书中，为解释而非限制目的来阐述诸如特定实现方案、电路图等等的公开的实施例的某特定细节，从而提供本发明的清楚透彻的理解。然而，本领域技术人员应该很容易明白，在不脱离由权利要求定义的本发明的范围的情况下，本发明可以应用于与于此阐述的细节不完全一致的其它实施例中。此外，在这个上下文中，为简洁和清楚的目的，已经省去了公知设备、电路和方法论的详细描述从而避免不必要的细节以及可能的混淆。
参考标记被包括在权利要求中，然而，包括该参考标记仅仅是为了清楚，不应该解释为对权利要求的范围的限制。单词“包括”不排除除了权利要求中列出的那些元件或步骤的存在。在元件之前的单词“一个”并不排除存在多个这样的元件。本发明可以由包括几个独特元件的硬件以及由进行适合编程后的处理器来实现。在列举出几个装置的装置权利要求中，这些装置中的几个可以由硬件的一个以及相同项来实现。仅仅某些测量被引入在彼此不同的从属权利要求中的事实并不表示不能够有利地利用这些测量的组合。

Claims (10)

1.一种谐振变换器(1)，所述谐振变换器(1)用于将来自电源(2)的电能提供到负载，所述谐振变换器(1)包括：
第一可控制开关(6)和第二可控制开关(7)，串联设置，并且连接到所述电源(2)；
控制装置(14)，用于产生用于导通和断开所述第一和第二开关的控制信号(45，46)；
谐振回路(15)，与所述第一开关(6)和所述第二开关(7)进行电连接，所述谐振回路包括谐振电容器(9)，
其中，所述第一开关(6)和第二开关(7)之一被导通，在所述谐振回路中流动的电流(10)被监测并且可选择地所述谐振回路(15)中的预定点处的电压(8)被监测，并且其中，当第一标准与第二标准或者可选择地与第三标准一起被执行时，所述开关(6，7)断开，其中，所述第一标准确保在所述开关(6，7)导通以后已经流逝了最小时间，所述第二标准为电流(10)的绝对值达到预定电流电平(38，40)，所述第三标准为所述预定点处的电压(8)达到预定电压电平(41，42)。
2.如权利要求1所述的谐振变换器，其中，当所述绝对电流中的最大值(37，39)已经达到时，所述第一标准被执行。
3.如权利要求1所述的谐振变换器，其中，当预定时间已经流逝时，所述第一标准被执行。
4.如权利要求1所述的谐振变换器，其中，所述最小时间是预定最小时间，并且其中，当所述电流已经过零时以及在所述电流过零以后已经流逝了所述预定最小时间时，所述第一标准被执行。
5.如权利要求2所述的谐振变换器，其中，确定所述电流是否已经达到峰点(37)或谷点(39)处的绝对最大值，并且其中，所述控制装置响应于所述电流是已经达到峰点(37)还是达到谷点(39)处的其绝对最大值来控制所述开关(6，7)。
6.如权利要求5所述的谐振变换器，其中，基于所述电流是已经达到峰点(37)还是达到谷点(39)处的其绝对最大值来选择所述预定电流电平(38，40)。
7.如权利要求5所述的谐振变换器，其中，基于所述电流(10)是已经达到峰点(37)还是达到谷点(39)处的其绝对最大值来选择所述预定电压电平(41，42)。
8.一种控制逻辑(14)，用于控制谐振变换器(1)，所述控制逻辑(14)包括：
输出逻辑(30)，用于控制串联设置的第一开关(6)和第二开关(7)；
比较器(26，27，28，29)，连接来接收所述谐振变换器(1)的谐振回路(15)中的电流(10)以及可选择地接收所述谐振回路(15)中的预定点处的电压(8)，用于将所述电流(10)与预定电平(31，32，33，34)进行比较以及可选择地将所述电压(8)与预定电平(31，32，33，34)进行比较，从而将输出发送到所述输出逻辑(30)以用于当第一标准与第二标准或第三标准一起进行执行时来断开所述开关(6，7)，其中，所述第一标准确保在所述开关导通以后已经流逝了最小时间，所述第二标准为电流的绝对值达到预定电流电平(38，40)，所述第三标准为所述预定点处的电压(8)达到预定电压电平(41，42)。
9.一种控制谐振变换器(1)的方法，所述谐振变换器(1)用于将来自电源(2)的电能提供到负载，所述谐振变换器(1)包括：
第一开关(6)和第二开关(7)，串联设置，并且可操作地连接到所述电源(2)；
控制装置(14)，用于产生用于导通和断开所述第一和第二开关的控制信号(45，46)；以及
谐振回路(15)，与所述第一开关(6)和所述第二开关(7)进行电连接，所述谐振回路(15)包括谐振电容器(9)，
所述方法包括如下步骤：
监测在所述谐振回路(15)中流动的电流(10)以及在所述谐振回路(15)中的预定点处的电压(8)；
将所述电流(10)与预定电平(38，40，41，42)进行比较以及可选择地将所述电压(8)与预定电平(38，40，41，42)进行比较；以及
当第一标准与第二标准或第三标准一起进行执行时来断开所述开关(6，7)，其中，所述第一标准确保在所述开关(6，7)导通以后已经流逝了最小时间，所述第二标准为电流的绝对值达到预定电流电平(38，40)，所述第三标准为所述预定点处的电压达到预定电压电平(41，42)。
10.一种计算机可读代码，所述计算机可读代码用于使得可编程装置能够执行权利要求9所述的方法。
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