CN113056866A - 数字补偿的电流感测保护 - Google Patents

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Abstract

一种用于控制电力转换器的设备包括模拟/数字转换器，所述模拟/数字转换器用于产生指示所述电力转换器的输入电压的电压感测信号的数字表示。所述设备包括第一比较电路，所述第一比较电路用于使用电流感测信号来产生第一比较信号，所述电流感测信号指示通过所述电力转换器的一次侧开关的电流。所述设备包括栅极驱动器和数字控制器，所述栅极驱动器用于基于控制信号来将栅极驱动信号提供至所述一次侧开关。所述数字控制器被配置为：使用所述电压感测信号的所述数字表示来产生时间纯量值；使用所述控制信号和所述第一比较信号来产生定时信号；使用所述时间纯量值对所述定时信号定标度；以及基于所述定标定时信号来调整所述控制信号的定时以限制通过所述一次侧开关的峰值电流。

Description

数字补偿的电流感测保护
相关申请的交叉引用
本申请要求2018年11月28日提交并且标题为“Digitally Compensated CurrentSensing Protection”的美国临时专利申请No.62/722,502的利益，所述申请全部特此出于所有目的通过全文引用并入。
技术领域
背景技术
电力转换器，诸如反激式转换器和其他开关模式电源供应器，常见于现代电源供应器中并且在交流(“AC”)至直流(“DC”)转换和DC至DC转换中使用，其中在电源供应器的输入端与输出端之间具有电流隔离。大体上，反激式转换器为具有磁性元件的电力转换器，所述磁性元件被分裂以形成变压器，所述变压器提供电流隔离。大体上，反激式转换器具有一次侧和二次侧。反激式转换器的一次侧包括一次侧开关(诸如，例如，晶体管)，并且所述二次侧包括另一个开关(诸如，例如，二极管)，以矫正由所述反激式转换器的二次侧产生的电流。在操作中，反激式转换器大体上以开关模式操作，所述开关模式使将电流供应至所述磁性元件的一次侧开关周期性地接通和切断。
在反激式转换器中实施峰值电流限制以确保将通过磁性元件的电流控制在磁性元件的饱和极限以下。另外，在反激式转换器中实施峰值电流限制以确保将反激式转换器的最大持续功率维持于某电平，所述电平等于或小于反激式转换器在温度、电压和/或电流应力方面可维持的功率电平。然而，在反激式转换器的输入电压(即，体电压)改变时，通过磁性元件的给定电流将产生相应的变化功率。因此，一次侧电流限制有时包括用于补偿此类输入电压变化以实现反激式转换器的恒定功率限制的措施。
发明内容
在一些实施方案中，一种用于控制电力转换器的设备包括模拟/数字转换器(ADC)，所述模拟/数字转换器用于接收电压感测信号并且产生所述电压感测信号的数字表示。所述电压感测信号指示所述电力转换器的输入电压。所述设备还包括第一比较电路，所述第一比较电路用于接收电流感测信号并且基于所述电流感测信号来产生第一比较信号。所述电流感测信号指示通过所述电力转换器的一次侧开关的电流。所述设备还包括栅极驱动器电路和数字控制器，所述栅极驱动器电路用于接收控制信号并且基于所述控制信号将栅极驱动信号提供至所述一次侧开关。所述数字控制器被配置为：使用所述电压感测信号的数字表示来产生时间纯量值；使用所述控制信号和所述第一比较信号来产生定时信号；使用所述时间纯量值对所述定时信号定标度；以及基于所述定标定时信号来调整所述控制信号的定时以限制通过所述一次侧开关的峰值电流。
在一些实施方案中，一种方法涉及接收电压感测信号，所述电压感测信号指示电力转换器的输入电压。接收电流感测信号，所述电流感测信号指示通过所述电力转换器的一次侧开关的电流。所述一次侧开关由控制信号控制。产生时间纯量值，所述时间纯量值与所述接收到的电压感测信号的电压电平成反比。使用所述控制信号和所述接收到的电流感测信号来产生定时信号。使用所述时间纯量值对所述定时信号定标度，并且基于所述定标定时信号来调整所述控制信号的定时以限制通过所述一次侧开关的峰值电流。
在查看了以下图式和详细描述后，本发明的其他装置、设备、系统、方法、特征和优点将是或将变成本领域技术人员显而易见的。希望所有此类额外装置、设备、系统、方法、特征和优点包括于本说明书中、在本发明的范畴内并且通过所附权利要求保护。
附图说明
图1为根据一些实施方案的电力转换器的一部分的简化电路示意图。
图2至图3示出根据一些实施方案的、图1中所示的电力转换器的关键电流和数字波形。
图4为根据一些实施方案的与图1中所示的电力转换器所使用的输入电压的范围对应的时间值纯量的表格。
图5示出根据一些实施方案的、图1中所示的转换器使用的峰值电流极限/电力极限对输入电压。
图6为根据一些实施方案的图1的电力转换器的一部分的图。
图7示出根据一些实施方案的、图6中所示的转换器的关键电流和数字波形。
图8示出根据一些实施方案的由图1的电力转换器实施的示例性过程的一部分。
具体实施方式
通常实施峰值电流限制以确保将通过电力转换器的磁性元件(例如，通过电力转换器的变压器的绕组)的电流控制在磁性元件的饱和极限以下。通常实施恒定过功率限制以确保转换器的最大持续功率等于或小于转换器在温度、电压和/或电流应力方面能够维持的功率。在利用电力转换器的一次侧电流感测方法时，实施对(例如，经滤波的输入电压或体电压的)输入电压变化的补偿以实现恒定的过功率极限。例如，如果不利用输入电压补偿，那么对于给定的恒定峰值电流极限，电力转换器的高线路电压处的功率极限(例如，230Vrms)可高达电力转换器的较低线路电压处的功率极限(例如，115Vrms)的2倍。常规解决方案可使用模拟电路来实施输入电压补偿，所述模拟电路基于所感测的输入电压和/或所感测的电流来改变模拟跳脱点参考。然而，此类常规模拟电压/电流电平跳脱点实现方式可能会由于过程变化和温度变化而出现显著误差。
本文中描述的一些实施方案涉及对于反激式电力转换器(“电力转换器”)实施可编程的基于一次侧电流的峰值电流限制、恒定过功率限制和轻载峰值电流限制(跳脉电流限制)。如所揭示，此类实现方式有利地使用硬件高效(例如，不需要实施大量数字块或电路区域)的一次侧控制器，所述一次侧控制器大体上不会受到电力转换器的过程变化和温度变化的负面影响。所述一次侧控制器有利地被配置为接收电流感测信号，所述电流感测信号指示通过电力转换器的一次侧开关的电流或与所述电流成比例。在一些实施方案中，使用联接至一次侧开关的单个感测电阻器来产生电流感测信号。所述一次侧控制器有利地使用硬件高效的比较器来将接收到的电流感测信号与固定过电流阈值电压进行比较以确定电力转换器的过电流和/或过载事件，同时仍补偿电力转换器的变化输入电压。由于过电流阈值电压为固定的，因此一次侧控制器不需要硬件低效(例如，需要实施大量数字块或电路区域)的数字/模拟转换器(DAC)来产生变化的过电流阈值电压。类似地，所述电力转换器有利地不需要模拟电路来产生变化的过电流阈值电压，因为此类模拟电路可能会对过程变化和温度变化敏感。而是，如所公开的，在一些实施方案中，一次侧控制器有利地通过补偿电力转换器的变化输入电压来实施可编程的基于一次侧电流的峰值电流限制和恒定过功率限制。根据一些实施方案，此类峰值电流限制和过功率限制是基于一次侧开关的接通时间与使用电流感测信号产生的定标定时信号的比较。在此类实施方案中，所述定标定时信号是根据电力转换器的输入电压来定标度。
另外，在一些实施方案中，在一次侧控制器处有利地使用电流感测信号与固定电流阈值电压的比较来实施跳脉峰值电流限制以减少跳脉操作期间的可听噪声并且确保在电力转换器的轻载操作条件期间跳脉与准谐振(QR)操作模式之间的“无扰动”转变。
如上文所描述，在一些实施方案中，电力转换器使用数字补偿的峰值电流限制实现方式来限制最大变压器磁化电感电流，其中对电力转换器输入电压(例如，体电压)变化的敏感性降低。图1示出根据一些实施方案的电力转换器100的一部分的简化电路图，所述电力转换器实施此类过功率保护和峰值电流限制保护。大体上，电力转换器100包括一次侧控制器101、一次侧开关M1、电流感测电阻器RSNS、包括电阻器R1、R2的分压器电路、输入滤波器109、输出滤波器111和变压器102。变压器102将变压器102的一次侧绕组103处的电力转换器100的一次侧(即，输入端)联接至变压器102的二次侧绕组105处的电力转换器100的二次侧(即，输出端)。还示出了变压器102的磁化电感LM的可视化。
一次侧控制器101大体上包括模拟/数字转换器(ADC)104、栅极驱动器电路106、数字控制器107和模拟比较块121。在一些实施方案中，模拟比较块121使用磁滞(即，固定的上限阈值与固定的下限阈值不同)来执行比较。数字控制器107大体上包括可选的占空比定时优化块108(“定时CTRL”)、峰值电流限制(PCL)计数器块110、ADC 113、V体查找表(LUT)块114、数字脉宽调制信号(DPWM)块116、故障监视块118和数字比较块120。电力转换器100的元件如图1中所示般联接。为了简化此描述而从图1中省去电力转换器100的一些元件，但应理解所述元件是存在的。在一些实施方案中，数字控制器107由现场可编程门阵列电路(FPGA)、专用集成电路(ASIC)、微控制器、微处理器或由可操作以实施块108至120的另一种数字电路来实施。
在输入滤波器109(例如，电容器、信号调节电路和/或整流器)处接收输入电压V输入，所述输入滤波器将输入电压V输入转换成经滤波的体输入电压V体。在分压器R1、R2处接收经滤波的体输入电压V体，所述分压器产生衰减的电压感测信号V体SNS。
在感测电阻器RSNS处接收通过一次侧开关M1的变压器磁化电感电流iMS。感测电阻器RSNS产生指示电流iMS的电流感测信号ISNS。在一些实施方案中，感测电阻器RSNS为在一次侧控制器101外部的电阻器。
在电力转换器100的二次侧上的输出滤波器111联接至二次侧绕组105以产生输出电压V输出，所述输出电压被负载RL接收。在一些实施方案中，输出滤波器111包括一个或多个电容器和同步整流器开关，诸如二极管或主动控制的同步整流器开关。
大体上，电力转换器100的一次侧控制器101启用和停用一次侧开关M1以控制通过一次侧绕组103的电流iMS，从而在电力转换器100的二次侧处产生输出电压V输出。由ADC113接收基于电力转换器100的输出电压V输出的反馈电压Vfb。ADC 113基于接收到的反馈电压Vfb而产生数字反馈表示Vfb(n)。在一些实施方案中，在数字控制器107外部实施ADC113。在一些实施方案中，通过联接在电力转换器100的输出端与一次侧控制器101之间的反馈电路(未图示)来产生反馈电压Vfb。在一些实施方案中，反馈电路可基于V输出与参考电压之间的差值来产生Vfb。数字反馈表示Vfb(n)被可选的占空比定时优化块108接收，所述可选的占空比定时优化块将所要的一次侧开关M1接通时间信号t接通(n)提供至DPWM块116。在一些实施方案中，可选的占空比定时优化块108根据电力转换效率优化方法来产生接通时间信号t接通(n)。在其他实施方案中，Vfb(n)被DPWM或另一个模块接收以确定接通时间信号t接通(n)。DPWM块116基于接收到或所确定的接通时间信号t接通(n)来产生脉宽调制(PWM)控制信号。PWM控制信号被栅极驱动器电路106接收，所述栅极驱动器电路产生栅极驱动信号C栅极以启用和停用一次侧开关M1。如所描述，PWM控制信号也被PCL计数器块110接收。
峰值电流限制
当栅极驱动信号C栅极转变为高时，在一些实施方案中，启用(接通)一次侧开关M1，并且变压器磁化电感电流iMS开始升高并且流过一次侧开关M1和感测电阻器RSNS。同时，PCL计数器块110还在复位输入端(“复位”)处接收PWM控制信号，由此复位和开始测量持续时间，例如，通过开始计算时钟循环的数目的计数序列(例如，使用在PCL计数器块110内部的时钟或数字控制器107的时钟，所述时钟具有比产生PWM控制信号时的频率高得多的频率)。在电流iMS流过一次侧开关M1时，在感测电阻器RSNS处形成的电流感测信号ISNS可与固定的上限阈值电压iref PCL(例如，180mV或另一个适当值)相交。模拟比较块121将电流感测信号ISNS与固定的阈值电压iref PCL进行比较并且在确定电流感测信号ISNS超过固定的阈值电压iref PCL后发出被断言的比较信号”PCL”。在接收到被断言的比较信号PCL后，PCL计数器块110例如通过最后确定(即，确定最后的计数值)或停止在接收到PWM控制信号后开始的计数序列来最后确定持续时间的测量结果，并且将表示所测量的持续时间的定时信号tPCL(n)传输至V体LUT块114。
衰减的电压感测信号V体SNS(其指示电力转换器100的经滤波输入电压V体)被ADC104接收，所述ADC产生所述衰减的电压感测信号V体SNS的数字表示V体(n)。V体LUT块114接收数字表示V体(n)并且使用数字表示V体(n)来撷取峰值电流限制纯量α的值(即，时间纯量值)，所述峰值电流限制纯量值对应于电力转换器100的输入电压的电压范围(例如，如图4的表格400中所示)。在一些实施方案中，时间纯量值α的值与经滤波的输入电压V体的值成反比。时间纯量值α为离散值，即，时间纯量值α为逐步函数，其中每个不同的时间纯量值α对应于输入电压值的范围。在其他实施方案中，时间纯量值α为连续值，即，为输入电压的连续线性或非线性函数。
在V体LUT块114内或通过数字控制器107的另一个块将定时信号tPCL(n)值乘以(1+α)。通过数字比较块120将所述乘积(即，定标定时信号(1+α)×tPCL(n))与通过DPWM块116产生的DPWM计数器值cnt(n)进行比较。计数器值cnt(n)表示一次侧开关M1的接通时间。如果计数值cnt(n)增加到超过峰值电流时间极限(1+α)×tPCL(n)，那么通过数字比较块120产生被断言的PCL检测信号。在一些实施方案中，在“断开”输入端处接收到被断言的PCL检测信号后，DPWM块116将PWM控制信号转变为低，由此停用一次侧开关M1。另外，PCL检测信号被故障监视块118接收。为了支持瞬时峰值电流操作，故障监视块118在发出电力转换器100的过功率保护故障信号“故障”之前确定是否在最大数目个切换循环期间接收了阈值数目次的PCL检测信号。在接收到所述故障信号后，占空比定时优化块108致使DPWM块116停用一次侧开关M1。在其他实施方案中，直接在DPWM块116处接收故障信号，在接收到所述故障信号后，所述DPWM块停用一次侧开关M1。在一些实施方案中，故障监视块118在接收到被断言的PCL检测信号之后在约10ms的持续时间内在约500个切换循环内发出过功率保护故障信号。在一些实施方案中，故障监视块118被配置为从模拟比较块121接收比较信号PCL。在电流感测信号ISNS在停用一次侧开关M1之后保持为高(即，大于iref PCL)的情况中，一次侧控制器101即刻进入故障模式保护并且保持于故障模式，直到PCL转变为低为止。因此，一次侧控制器101有效地为电力转换器100提供可编程的数字补偿的基于时间的峰值电流限制。
根据一些实施方案，在图2中示出与电力转换器100的操作有关的关键的模拟和数字波形。标绘图200包括在时间t内通过一次侧开关M1的电流iMS的标绘图202、在时间t内的比较信号PCL的标绘图204、在时间t内的PCL检测信号的标绘图206以及在时间t内的PWM控制信号的标绘图208。还示出模拟比较块121使用的固定电流极限iref PCL的表示210和数字补偿的过电流阈值iref数字 PCL的表示212，所述模拟比较块将电流感测信号ISNS与固定的过电流阈值电压iref PCL进行比较。所述数字补偿的过电流阈值iref数字 PCL表示通过定标定时信号体现的数字补偿的基于时间的峰值电流。如标绘图200中所示，定时信号tPCL(n)(由PCL计数器块110产生)对应于PWM控制信号208转变为被断言状态(由此开始PCL计数器块110处的计数序列)时与PCL信号204转变为被断言状态(由此终止PCL计数器块110处的计数序列)时之间的时间。在标绘图200中所示的实例中，PCL检测信号206未通过数字比较块120断言，因为PWM控制信号208的计数值cnt(n)(表示一次侧开关M1的接通时间)不会超过等于定时信号tPcL(n)加上定时信号tPCL(n)乘以时间纯量值α的量(即，tPCL(n)×(1+α))的持续时间，因此通过一次侧开关M1的电流iMS 202不会超过经数字补偿的过电流阈值iref数字 PCL 212。
在另一个实例中，根据一些实施方案，在图3中示出与电力转换器100的操作有关的额外的关键模拟和数字波形。标绘图300包括在时间t内通过一次侧开关M1的电流iMS的标绘图302、在时间t内的比较信号PCL的标绘图304、在时间t内的PCL检测信号的标绘图306以及在时间t内的PWM控制信号的标绘图308。还示出由模拟比较块121提供的固定电流极限的表示310和经数字补偿的过电流阈值iref数字 PCL的表示312。如标绘图300中所示，定时信号tPCL(n)(由PCL计数器块110产生)对应于PWM控制信号308转变为被断言状态(由此开始PCL计数器块110处的计数序列)时与PCL信号304转变为被断言状态(由此终止PCL计数器块110处的计数序列)时之间的时间。在标绘图300中所示的实例中，PCL检测信号(标绘图306)由数字比较块120断言，因为PWM控制信号308的持续时间cnt(n)(表示一次侧开关M1的接通时间)超过等于定时信号tPCL(n)加上定时信号tPCL(n)乘以时间纯量值α(即，tPCL(n)×(1+α))的持续时间，因此通过一次侧开关M1的电流iMS302超过经数字补偿的过电流阈值iref数字 PCL312。
过功率保护
为了实施与经滤波的输入电压V体无关的平滑过功率保护，基于衰减的电压感测信号V体SNS的数字表示V体(n)来动态地调整(即，补偿)峰值电流限制纯量(α)(“时间纯量值”)。因此，如图4的表格400中所示并且如通过V体LUT块114所体现，时间纯量值α随着经滤波的输入电压V体而变。例如，如表格400中所示，如果由数字表示V体(n)表示的经滤波的输入电压V体的电压电平小于191V，那么时间纯量值α为0.75。如果由数字表示V体(n)表示的经滤波的输入电压V体的电压电平大于或等于191V并且小于340V，那么时间纯量值α为0.50。如果由数字表示V体(n)表示的经滤波的输入电压V体的电压电平大于或等于340V并且小于过电压锁定电压(OVLO)，那么时间纯量值α为0.375。因此，时间纯量值α的值与经滤波的输入电压V体的电压电平成反比，并且所述反比例由逐步线性函数描述。在一些实施方案中，存在时间纯量值α的三个以上值。在一些实施方案中，时间纯量值α的值可能不同于表格400中所示的那些值，和/或经滤波的输入电压V体的范围可能不同于表格400中所示的那些范围。基于存储于V体LUT块114内并且通过所述V体LUT块撷取的值，电力转换器100的峰值电流i峰值变成逐步线性函数，并且与不补偿变动的输入电压的电力转换器相比，过功率限制变成更平滑的。峰值电流i峰值的值由方程式(1)给出，为：
Figure BDA0003075720730000091
其中iref PCL为例如180mV，RSNS为感测电阻器的电阻值，P输出为电力转换器100的最大输出功率，tQR为电力转换器100的准谐振半周期，v输出为电力转换器100的输出电压(V输出)，
Figure BDA0003075720730000092
为电力处理效率，并且v输入为电力转换器100的输入电压(V输入)。
根据一些实施方案，图5提供与电力转换器100的操作有关的波形的示例标绘图500。标绘图500示出以amp为单位的峰值磁化电感电流(i峰值)和以瓦特为单位的最大输出功率(P输出)随经滤波的输入电压V体而变。根据一些实施方案，标绘图500包括表示数字峰值电流限制i峰值(“稳态峰值电流”)504的逐步版本的标绘图502(“数字极限”)、为无数字补偿的电流和电力限制的电力转换器100的功率极限的实例的标绘图506(“P极限固定”)以及为在由数字控制器107实施数字补偿的电流和电力限制时的电力转换器100的功率极限的实例的标绘图508(“P极限数字”)。如图5中所示，在V体升高时，标绘图508有利地为较平滑或具有比标绘图506小的范围。
跳脉电流限制
根据一些实施方案，图6示出电力转换器100的一部分600的简化电路图。为了简化描述而从图6中省去电力转换器100的一些元件，但应理解所述元件是存在的。大体上，电力转换器100的部分600包括具有一次侧绕组103和二次侧绕组105的变压器102、一次侧开关M1、感测电阻器RSNS和一次侧控制器101的跳脉电流限制电路601。在其他实施方案中，跳脉电流限制电路601在不包括数字控制器107的电力转换器中实施。即，在此类实施方案中，跳脉电流限制电路601被实施为电力转换器的独立电路，所述电力转换器可能会或可能不会包括数字控制器107。跳脉电流限制电路601大体上包括栅极驱动器电路106、DPWM块116，并且还包括可选的占空比定时优化块108、ADC 113和模拟比较块620、622，以上各者如图6中所示般联接。在一些实施方案中，模拟比较块620、622以与针对模拟比较块121描述的方式类似的方式来实施磁滞。当电流感测信号ISNS升高到参考电压阈值iref SPL以上时，由模拟比较电路620产生被断言的电流限制信号“SPL”。跳脉电流限制电路601有利地在跳脉操作期间达到恒定的最小峰值电流并且在电力转换器100的轻载操作期间实现平滑的跳脉模式至准谐振(QR)模式转变。
如图所示，在ADC 113和跳脉电流限制电路601的模拟比较电路622处接收基于电力转换器100的输出电压V输出的反馈电压Vfb。在反馈电压Vfb掉落到Vfb REF的下限阈值(例如，600mV或另一个适当值)以下时，模拟比较电路622将被断言的轻载信号(“轻载”)发送到ADC113，所述ADC使栅极驱动信号C栅极被停用(保持为低)以在一个或多个后续的切换循环内停用一次侧开关M1。在其他实施方案中，在块108、116中的一者或两者处接收所述轻载信号，所述块随后致使一次侧开关M1在一个或多个后续的切换循环内被停用。一旦Vfb升高到Vfb REF的上限阈值(例如，620mV或另一个适当值)以上，则启用栅极驱动信号C栅极信号并且使所述信号保持为高，直到i)电流感测信号ISNS升高到参考电压阈值iref SPL以上(由此使模拟比较电路620产生被断言的SPL信号)并且DPWM块116的计数值(例如，cnt(n))大于t接通(n)，或ii)SPL信号为低并且DPWM块116的计数值cnt(n)大于阈值计数值(例如，等于5.82us或另一个适当值的计数)，此时触发比较器故障。可在设计时编程或选择模拟比较电路622的磁滞(例如，下限阈值/上限阈值)。
根据一些实施方案，在图7的标绘图700中示出与实施跳脉电流限制电路601的电力转换器100的操作有关的关键的模拟和数字波形。标绘图700包括消隐周期的标绘图702、通过一次侧开关M1的电流iMS的标绘图704、过电流信号SPL的标绘图706、PWM控制信号的标绘图708、轻载信号的标绘图710、反馈电压Vfb的标绘图712和阈值电压Vfb REF的表示714。每当一次侧开关M1被启用(即，在PWM控制信号708的每个脉冲开始之后)，消隐周期702便会将过电流感测停用一段短的时间以滤除对过电流事件的瞬时/虚假侦测。如标绘图700中所示，在反馈电压Vfb掉落到阈值电压Vfb REF以下时启用轻载信号(标绘图710)，由此在后续的切换循环期间停用PWM控制信号708(与栅极驱动信号C栅极)。另外，还响应于被断言的过电流信号SPL706来停用PWM控制信号708(由此停用栅极驱动信号C栅极)。当反馈电压Vfb升高到阈值电压Vfb REF以上时，在后续的切换循环期间启用PWM控制信号(标绘图708)(由此停用栅极驱动信号C栅极)。
图8为根据一些实施方案的用于电力转换器(100)的数字补偿的电流感测保护的示例过程800的一部分。特定步骤、步骤次序和步骤组合仅为了说明和阐释而示出。其他实施方案可实施不同的特定步骤、步骤次序和步骤组合以实现类似的功能或结果。在一些实施方案中，由一次侧控制器101并且明确地说由数字控制器107来执行过程800的全部或一部分步骤。在步骤802时，(例如，由ADC 104)接收衰减的电压感测信号V体sns，所述衰减的电压感测信号指示电力转换器(100)的输入电压(V体)。在步骤804时，接收电流感测信号ISNS，所述电流感测信号表示通过电力转换器100的一次侧开关(M1)的电流iMS。在步骤806时，产生基于所述衰减的电压感测信号V体SNS的数字表示V体(n)的时间纯量值α。在步骤808时，使用一次侧开关的PWM控制信号和电流感测信号(例如，使用PCL，所述PCL是使用ISNS与iref PCL的比较而产生)来产生定时信号tPCL(n)。在步骤810时，使用时间纯量值来对所述定时信号定标度，随后，在步骤812时，基于所述定标定时信号来调整所述控制信号的定时(例如，在t接通(n)已流逝之前可切断一次侧开关M1)以限制通过一次侧开关(M1)的峰值电流。
已详细地参考所公开发明的实施方案，所述发明的一个或多个实例已在附图中示出。每个实例被提供用于阐释当前技术，而非作为对当前技术的限制。事实上，虽然已相对于本发明的特定实施方案详细地描述了本说明书，但将了解，本领域技术人员在理解了前文之后可容易地设想到这些实施方案的更改、变化和等效物。例如，被示出或描述为一个实施方案的部分的特征可与另一个实施方案一起使用而得到又一个实施方案。因此，希望当前主题涵盖在所附权利要求及其等效物的范畴内的所有此类修改和变化。在不脱离本发明的范畴的情况下，可由本领域技术人员来实践本发明的这些和其他修改和变化，在所附权利要求中更具体地陈述本发明。另外，本领域技术人员将了解前文的描述仅为举例，并且不意欲限制本发明。

Claims (19)

1.一种用于控制电力转换器的设备，所述设备包括：
模拟/数字转换器(ADC)，所述模拟/数字转换器用于接收电压感测信号并且产生所述电压感测信号的数字表示，所述电压感测信号指示所述电力转换器的输入电压；
第一比较电路，所述第一比较电路用于接收电流感测信号并且基于所述电流感测信号而产生第一比较信号，所述电流感测信号指示通过所述电力转换器的一次侧开关的电流；
栅极驱动器电路，所述栅极驱动器电路用于接收控制信号并且基于所述控制信号将栅极驱动信号提供至所述一次侧开关；以及
数字控制器，所述数字控制器被配置为：
使用所述电压感测信号的所述数字表示来产生时间纯量值；
使用所述控制信号和所述第一比较信号来产生定时信号；
使用所述时间纯量值对所述定时信号定标度；以及
基于所述定标定时信号来调整所述控制信号的定时以限制通过所述一次侧开关的峰值电流。
2.如权利要求1所述的设备，其中：
所述时间纯量值与所述电压感测信号的电压电平成反比。
3.如权利要求1所述的设备，其中：
所述时间纯量值为一组离散时间纯量值中的一个值，所述一组离散时间纯量值中的每个时间纯量值对应于所述电压感测信号的电压电平范围，所述一组离散时间纯量值是根据逐步线性函数。
4.如权利要求3所述的设备，其中：
所述数字控制器包括查找表(LUT)，所述LUT包括所述一组离散时间纯量值。
5.如权利要求1所述的设备，其中：
所述数字控制器包括查找表(LUT)，所述查找表包括多个离散时间纯量值和所述电压感测信号的多个范围，所述离散时间纯量值中的每一者对应于所述电压感测信号的所述范围中的一者；并且
所述数字控制器被配置为通过从所述LUT检索所述多个离散时间纯量值中的某离散时间纯量值而产生所述时间纯量值，所述离散时间纯量值对应于所述多个范围中的会出现所述电压感测信号的范围。
6.如权利要求5所述的设备，其中：
所述多个离散时间纯量值中的第一离散时间纯量值对应于所述电压感测信号的所述多个范围中的第一范围；
所述多个离散时间纯量值中的第二离散时间纯量值对应于所述电压感测信号的所述多个范围中的第二范围；并且
所述第一离散时间纯量值大于所述第二离散时间纯量值，并且所述第一范围的最大值小于所述第二范围的最大值。
7.如权利要求1所述的设备，所述设备还包括：
第二比较电路，所述第二比较电路用于接收反馈感测信号并且基于所述反馈感测信号而产生第二比较信号，所述反馈感测信号指示所述电力转换器的输出电压电平；
其中所述数字控制器还被配置为：
响应于所述第二比较信号的第一电平而在所述电力转换器的一个或多个后续的切换循环内停用所述一次侧开关；并且
随后响应于所述第二比较信号的第二电平而启用所述一次侧开关。
8.如权利要求7所述的设备，其中：
所述数字控制器还被配置为：
随后进一步响应于某准则而停用所述一次侧开关，所述准则包括确定所述电流感测信号大于电流感测阈值。
9.如权利要求8所述的设备，其中：
所述电流感测阈值是与所述第一比较电路所使用的阈值不同的值。
10.如权利要求1所述的设备，其中：
所述数字控制器还包括：
计数器块，所述计数器块被配置为接收所述控制信号和所述第一比较信号，所述计数器块在接收到所述控制信号后开始计数序列并且在接收到所述第一比较信号后终止所述计数序列，所述终止的计数序列用作所述定时信号。
11.如权利要求10所述的设备，其中：
所述数字控制器还被配置为响应于由所述数字控制器确定一次侧开关接通时间计数值大于所述定标定时信号而通过断开所述一次侧开关来调整所述控制信号，所述一次侧开关接通时间计数值对应于所述一次侧开关的接通时间。
12.如权利要求10所述的设备，其中：
所述数字控制器包括查找表(LUT)，所述查找表包括多个离散时间纯量值和所述电压感测信号的多个范围，所述离散时间纯量值中的每一者对应于所述电压感测信号的所述范围中的一者；并且
所述数字控制器被配置为通过从所述LUT检索所述多个离散时间纯量值中的某离散时间纯量值而产生所述时间纯量值，所述离散时间纯量值对应于所述多个范围中的会出现所述电压感测信号的范围。
13.如权利要求10所述的设备，其中：
所述数字控制器还包括：
数字脉宽调制(DPWM)块，所述数字脉宽调制块被配置为产生所述控制信号并且产生与所述一次侧开关的接通时间对应的一次侧开关接通时间计数值。
14.如权利要求13所述的设备，其中：
所述数字控制器还包括：
数字比较块，所述数字比较块被配置为将所述定标定时信号与所述一次侧开关接通时间计数值进行比较，所述数字比较块被配置为在确定所述一次侧开关接通时间计数值大于所述定标定时信号后产生过电流检测信号。
15.如权利要求14所述的设备，其中：
所述DPWM块被配置为在接收到所述过电流检测信号后使用所述控制信号来切断所述一次侧开关。
16.一种方法，所述方法包括：
接收电压感测信号，所述电压感测信号指示电力转换器的输入电压；
接收电流感测信号，所述电流感测信号指示通过所述电力转换器的一次侧开关的电流，所述一次侧开关由控制信号控制；
产生时间纯量值，所述时间纯量值与所述接收到的电压感测信号的电压电平成反比；
使用所述控制信号和所述接收到的电流感测信号来产生定时信号；
使用所述时间纯量值对所述定时信号定标度；以及
基于所述定标定时信号来调整所述控制信号的定时以限制通过所述一次侧开关的峰值电流。
17.如权利要求16所述的方法，所述方法还包括：
确定所述一次侧开关的接通时间；
将所述一次侧开关的所述所确定的接通时间与所述定标定时信号进行比较；以及
在确定所述一次侧开关的所述接通时间大于所述定标定时信号后通过停用所述一次侧开关来调整所述控制信号的所述定时。
18.如权利要求16所述的方法，所述方法还包括：
通过使用所述电压感测信号从查找表检索离散时间值来产生所述时间纯量值。
19.如权利要求16所述的方法，其中：
产生所述定时信号包括：
在接收到所述控制信号后开始计数序列；
将所述电流感测信号与阈值进行比较；
在确定所述电流感测信号超过所述阈值后终止所述计数序列；以及
使用所述终止的计数序列的值作为所述定时信号。
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