JPS5989575A - 高周波並列共振型直流−直流変換装置 - Google Patents
高周波並列共振型直流−直流変換装置Info
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- JPS5989575A JPS5989575A JP58180873A JP18087383A JPS5989575A JP S5989575 A JPS5989575 A JP S5989575A JP 58180873 A JP58180873 A JP 58180873A JP 18087383 A JP18087383 A JP 18087383A JP S5989575 A JPS5989575 A JP S5989575A
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
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- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/305—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M3/315—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M3/3155—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の背■〕
本発明は、直流−直流変換装置（ＤＣ−ＤＣ−１ンバー
タ）、特に、電流給電型並列共振回路を使用した直流−
直流変換装置に関する。
タ）、特に、電流給電型並列共振回路を使用した直流−
直流変換装置に関する。
（磁性部品の大ぎざおよびコンデンサの大きさを小さく
するために）高い周波数で作動させながら、効率良く入
力電圧を昇圧し得る直流−直流変換装置が要求されてい
る。変換効率が増大するにつれて電源から負荷に供給す
るのに必要な電力はより小さなものとなる。
するために）高い周波数で作動させながら、効率良く入
力電圧を昇圧し得る直流−直流変換装置が要求されてい
る。変換効率が増大するにつれて電源から負荷に供給す
るのに必要な電力はより小さなものとなる。
米国特許第４．１４３．４１４号には、３相シリコン制
御整流器交流−直流変換装置用に用いられる直列共振型
変換装置が記載されている。この回路内では整流素子と
負荷とは、共振回路と直列に接続されている。電圧の昇
圧を都合よく得ることができず、またシリコン制御整流
素子を使用して高周波動作を得ることも困難である。さ
らに、共振負荷を進み力率で作動させて、シリコン制御
整流素子を転流しなければならないので、ターンオン・
スイッチング損失が高くなる。
御整流器交流−直流変換装置用に用いられる直列共振型
変換装置が記載されている。この回路内では整流素子と
負荷とは、共振回路と直列に接続されている。電圧の昇
圧を都合よく得ることができず、またシリコン制御整流
素子を使用して高周波動作を得ることも困難である。さ
らに、共振負荷を進み力率で作動させて、シリコン制御
整流素子を転流しなければならないので、ターンオン・
スイッチング損失が高くなる。
本発明の目的は、リアクタンス部品の大きざを小さくす
るように、高周波で動作覆る直流−直流変換装置を提供
するにある。
るように、高周波で動作覆る直流−直流変換装置を提供
するにある。
４一
本発明の別の目的は、スイッチング損失を減らすことに
よって、高い効率で動作しつる直流−直流変換装置を提
供するにある。
よって、高い効率で動作しつる直流−直流変換装置を提
供するにある。
本発明のさらに別の目的は、電圧背圧モードで動作する
直流−直流変換装置を提供するにある１゜〔発明の概要
〕 本発明の好適実施例においては、共振型直流−直流変換
装置は、逆電圧阻止能ノコを備えたゲート・ターンオフ
・スイッチを持つ電流入力インバータを具備している。
直流−直流変換装置を提供するにある１゜〔発明の概要
〕 本発明の好適実施例においては、共振型直流−直流変換
装置は、逆電圧阻止能ノコを備えたゲート・ターンオフ
・スイッチを持つ電流入力インバータを具備している。
インバータは、外部直流電源によって給電され、インダ
クタとコンデンサとを持つ並列共振回路に矩形波の直流
電流を供給する。
クタとコンデンサとを持つ並列共振回路に矩形波の直流
電流を供給する。
整流器が並列共振回路の出力に結合されて、共振回路両
端間の正弦波電圧を整流し、直流出力電圧を発生する。
端間の正弦波電圧を整流し、直流出力電圧を発生する。
制御回路は、インバータのスイッチがオン、オフする周
波数を変えることによって直流出力電圧を制御する。こ
の制御回路は、指令出力電圧と実際の出力電圧とを比較
して、誤差信号を発生ずる加算器を有している。制限回
路はインバータに誘導性負荷が与えられるようにする。
波数を変えることによって直流出力電圧を制御する。こ
の制御回路は、指令出力電圧と実際の出力電圧とを比較
して、誤差信号を発生ずる加算器を有している。制限回
路はインバータに誘導性負荷が与えられるようにする。
この制限回路は、スイッチのスイッチング周波数を共振
回路の減衰共振周波数またはそれより低い周波数にして
スイッチング損失を小さくするように、前記誤差信号に
応答して、電圧制御発振器に供給される電圧を制限する
。
回路の減衰共振周波数またはそれより低い周波数にして
スイッチング損失を小さくするように、前記誤差信号に
応答して、電圧制御発振器に供給される電圧を制限する
。
本発明は特許請求の範囲に具体的かつ明確に特定しであ
るが、本発明の目的および利点は、添附図面を参照した
次に示す好適実施例の説明からより容易に確認すること
がでよう。
るが、本発明の目的および利点は、添附図面を参照した
次に示す好適実施例の説明からより容易に確認すること
がでよう。
第１図には電流入力全ブリッジ共振型直流−直流変換装
置が示されている。チョッパまたは位相制御整流器（図
示せず）から得られた直流入力電流が、インバータ５を
介して全ブリッジ・インバータ６に供給される。このイ
ンバータは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）と直列の
、バイポーラ接合トランジスタと直列のダイオード、ま
たは、ゲート・ターンオフ・シリコン制御整流素子（Ｇ
Ｔｏ）のＪ：うな逆電圧阻止能力を備えた４個のスイッ
チング損失を持つ。図には、４つのＧ Ｔ ０７．９．
１１．１３が示されている。全ブリッジ・インバータ６
は、ブリッジの第１の枝路内に直列に接続されたＧＴＯ
７および９を有し、ブリッジ・の第２の枝路内に直列に
接続されたＧＴＯｌｌおよび１３を有している。コンデ
ンサ１５．１７．１９および２１が、それぞれＧＴＯ７
，９，１１および１３に並列に接続されて、損失の少な
いスナツバ（ｓｎｕｂｂｅｒ＞として作用する。インバ
ータ６０枝路は、インダクタ５に接続された正の線路と
電流供給源の負の端子に接続された負の線路との間に接
続されている。インバータの出力は、直列に接続された
ＧＴＯ７おにび９の間と直列に接続されたＧＴＯ１１お
よび１３の間から取り出され、並列に接続されたコンデ
ンサ２３およびインダクタ２５を右する共振回路に接続
されている。全ブリッジ・ダイオード整流器２７が、共
振回路の両端間に接続されている。
置が示されている。チョッパまたは位相制御整流器（図
示せず）から得られた直流入力電流が、インバータ５を
介して全ブリッジ・インバータ６に供給される。このイ
ンバータは、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）と直列の
、バイポーラ接合トランジスタと直列のダイオード、ま
たは、ゲート・ターンオフ・シリコン制御整流素子（Ｇ
Ｔｏ）のＪ：うな逆電圧阻止能力を備えた４個のスイッ
チング損失を持つ。図には、４つのＧ Ｔ ０７．９．
１１．１３が示されている。全ブリッジ・インバータ６
は、ブリッジの第１の枝路内に直列に接続されたＧＴＯ
７および９を有し、ブリッジ・の第２の枝路内に直列に
接続されたＧＴＯｌｌおよび１３を有している。コンデ
ンサ１５．１７．１９および２１が、それぞれＧＴＯ７
，９，１１および１３に並列に接続されて、損失の少な
いスナツバ（ｓｎｕｂｂｅｒ＞として作用する。インバ
ータ６０枝路は、インダクタ５に接続された正の線路と
電流供給源の負の端子に接続された負の線路との間に接
続されている。インバータの出力は、直列に接続された
ＧＴＯ７おにび９の間と直列に接続されたＧＴＯ１１お
よび１３の間から取り出され、並列に接続されたコンデ
ンサ２３およびインダクタ２５を右する共振回路に接続
されている。全ブリッジ・ダイオード整流器２７が、共
振回路の両端間に接続されている。
インダクタ２９とフィルタ・コンデンサ３１とが整流器
２７の出力間に直列に接続されている。直７− 流負荷が］ンデンサ３１の両端間に接続され得る。
２７の出力間に直列に接続されている。直７− 流負荷が］ンデンサ３１の両端間に接続され得る。
インダクタ５の代りに高周波変圧器の一次巻線を用いる
ことによって電源と負荷との間を変圧器で隔離すること
ができる。この場合、インダクタ２５の代りに用いる変
圧器の二次巻線は、ダイオード整流器２７に接続される
。共振回路用のインダクタンスは、変圧器の一次インダ
クタンスから得られる。
ことによって電源と負荷との間を変圧器で隔離すること
ができる。この場合、インダクタ２５の代りに用いる変
圧器の二次巻線は、ダイオード整流器２７に接続される
。共振回路用のインダクタンスは、変圧器の一次インダ
クタンスから得られる。
制御回路３２は直流−直流変換装置に対する指令直流電
圧ＥＯ＊を入力として受ける。この指令電圧は加算器３
３において、実際の出力電圧ＥＯと比較され、誤差信号
を発生する。この誤差信号は、比例・積分調整器３５を
通って制限回路３７に供給されている。この制限回路は
、インバータ６を並列共振回路の共振周波数またはそれ
以下の周波数で動作させることによって誘導性負荷がイ
ンバータに対し現れるようにする。制限回路の出力は電
圧制御発振器３９に接続され、この発振器は、インバー
タの対角線上にある素子を交互にスイッチングするゲー
ト駆動回路４１に人力信号を一８＝ 供給する。
圧ＥＯ＊を入力として受ける。この指令電圧は加算器３
３において、実際の出力電圧ＥＯと比較され、誤差信号
を発生する。この誤差信号は、比例・積分調整器３５を
通って制限回路３７に供給されている。この制限回路は
、インバータ６を並列共振回路の共振周波数またはそれ
以下の周波数で動作させることによって誘導性負荷がイ
ンバータに対し現れるようにする。制限回路の出力は電
圧制御発振器３９に接続され、この発振器は、インバー
タの対角線上にある素子を交互にスイッチングするゲー
ト駆動回路４１に人力信号を一８＝ 供給する。
第１図の動作を第２図波形を参照して説明する。
指令直流出力室ＥＯ＊は、実際の出力電圧Ｆｏど比較さ
れて、誤差信号を発生する。比例・積分調整回路３５を
通過した誤差信号は、制限回路３７に対する入力信号と
なる。制限回路は、最大誤差信号に応じて最大値を供給
する。この最大値は、制限回路によって電圧制御発振器
に供給されたどき、ＧＴＯが負荷からの最大減衰に対応
した減衰共振周波数で共振回路を駆動するように、グー
１〜駆動回路を介してＧＴＯに供給される周波数を定め
る。加算器３３からの誤差信号が減少するにつれて（こ
れは出力電圧の減少が要求されていることを意味する）
、制限回路は電圧制御発振器に供給される電圧を減少し
、これによって共振回路に供給される周波数を減衰共振
周波数よりも低くりる。周波数が共振周波数よりも低く
なると、定電流源から変換装置に給電されている揚台、
Ｓｌ？列共振回路両喘間の電圧は減少する。共振回路両
端間の電圧が減少１゛ると、ダイオード整流器によって
整流される電圧は減少し、これによって出力電圧はにり
小さくなる。所定の周波数に対づる電圧昇圧の昂は、整
流器のフィルターと負荷によって与えられる減衰♀に依
存する。閉ループ制御によって、所望の出力電圧を達成
するに必要な電圧昇圧を得るためにＧＴＯをスイッチン
グする周波数が調節される。
れて、誤差信号を発生する。比例・積分調整回路３５を
通過した誤差信号は、制限回路３７に対する入力信号と
なる。制限回路は、最大誤差信号に応じて最大値を供給
する。この最大値は、制限回路によって電圧制御発振器
に供給されたどき、ＧＴＯが負荷からの最大減衰に対応
した減衰共振周波数で共振回路を駆動するように、グー
１〜駆動回路を介してＧＴＯに供給される周波数を定め
る。加算器３３からの誤差信号が減少するにつれて（こ
れは出力電圧の減少が要求されていることを意味する）
、制限回路は電圧制御発振器に供給される電圧を減少し
、これによって共振回路に供給される周波数を減衰共振
周波数よりも低くりる。周波数が共振周波数よりも低く
なると、定電流源から変換装置に給電されている揚台、
Ｓｌ？列共振回路両喘間の電圧は減少する。共振回路両
端間の電圧が減少１゛ると、ダイオード整流器によって
整流される電圧は減少し、これによって出力電圧はにり
小さくなる。所定の周波数に対づる電圧昇圧の昂は、整
流器のフィルターと負荷によって与えられる減衰♀に依
存する。閉ループ制御によって、所望の出力電圧を達成
するに必要な電圧昇圧を得るためにＧＴＯをスイッチン
グする周波数が調節される。
グー１〜駆動回路は、インバータの対角線上のＧＴＯを
スイッチングして第２図Ａに示すような矩形波の電流
ｉｌを発生させ、この電流は共振回路に供給される。１
つのＧＴＯを通る電流波形は、第２図Ｂに示されている
。矩形波電流は、第２図Ｃに示すにうに、共振回路の両
端間においてほぼ正弦波７′ｔｆＩ′Ｔ：を生じさゼ、
これは電磁干渉防止のための一波をより容易にしている
。誘導性負荷がインバータ６の点ａおよび１間に現われ
るような周波数Ｃ共振回路が駆動される。すなわち電流
ｉＬは電圧Ｖａｂよりも遅れ、ＧＴＯはアノード電流
の転流よりもむしろゲート制御によってターンオフされ
る。誘導性負荷は、インバータを共振回路の減衰共振周
波数またはそれより低い周波数で動作させることによっ
て得られる。共振回路のインダクタと」ンデン１ノの値
は、数千１−１７の共振周波数を有するように選択され
る。変換装置によって処理しにうとする電力により、ス
イッチング素子の定格が決定される。スイッチング素子
のスイッチング時間は、達成可能なスイッチング周波数
を決定する。高い周波数（２０−３０に＋−１２） で
は、より小さなリアクタンス部品を使用することが可能
となる。制限回路３７は、減衰」１振周波数よりも高い
周波数が指令されないようにする。誘導性負荷でインバ
ータを動作させることにより、ザイリスタ・インバータ
において通常遭遇する・ｂのとは反対のスイッチング波
形が生じる。本発明においては、第２図りに示すように
、ＧＴＯが導通する直前にＧＴＯの両端に負の電圧が存
在し、またＧＴＯはゲート制御ににってターンオフされ
たどき直ちに電圧を阻止する。このようにして、ＧＴＯ
がオンにゲート駆動されるとぎ、ＧＴＯにはターンオン
・スイッチング損失は存在しない。また、−１１− ザイリスタ回路におけるようにスイッチング素子をター
ンオフするためにスイッチング素子に逆電圧を急に加え
ることがないので、逆回復特性の早い素子が必要とされ
ない。インバータを転流するために、２個の入側のＧＴ
Ｏ７および１１（あるいは９おにび１３）は、出側のＧ
ＴＯがターンオフするわずか前にオンにゲート駆動され
る。このオーバーラツプは、適当なＧＴＯを同時にそれ
ぞれオンおよびオフにゲート駆動することにより達成さ
れる。ＧＴＯは蓄積時間を有しているので、ターンオフ
信号を受けた時、ターンオフするまでに遅延時間が存在
づる。ＧＴＯのターンオーンの遅延は、ターンオフ遅延
に比べて無視しうるちのである。オーバーラツプ時間の
間、入側のＧＴＯは第２図りかられかるように負のアノ
ード・ゲート間電圧が供給されているので、導通しない
。出側のＧＴＯがターンオフした後にのみ、この負の電
圧は逆極性になり始め、そこで入側のＧＴＯは導通する
。ターンオンにおいてスイッチング損失がないので、簡
単な損失のないスナツパを使用する１２− ことができる。小さなコンデンサ１５．１７．１９およ
び２１が、ターンオフ損失を低減づるために、各ＧＴＯ
７，９，１１および１３の両端にそれぞれ配設されてい
る。抵抗をスナツパ用］ンデンザと直列に接続する必要
がないので、スリッパの損失がなくなる。すなわち損失
の少ないスリッパの作用により比較的大きなスナツパを
使用′！することができ、このためＧ Ｔ Ｏの電力損
失を低くし、素子のターンオフにおける電圧のオーバー
シュートを低くすることができる。共振周波数？ｌ−最
小の電圧昇圧が得られ、より低い周波数で電圧昇圧は増
加する。インバータの周波数を減少することにより、共
振回路の正弦波電圧の大きざが増大する。共振回路両端
間の電圧は整流されて、第２図Ｅに示すように直流電圧
Ｖｏが得られる。この出力電圧はフィルタのインダクタ
ンスとコンデンサとによって平滑化されて、出力電圧「
Ｏが得られる。共振回路に供給される周波数が低くなる
につれて、所定の負荷および定電流の場合の電圧昇圧の
量は増大する。
スイッチングして第２図Ａに示すような矩形波の電流
ｉｌを発生させ、この電流は共振回路に供給される。１
つのＧＴＯを通る電流波形は、第２図Ｂに示されている
。矩形波電流は、第２図Ｃに示すにうに、共振回路の両
端間においてほぼ正弦波７′ｔｆＩ′Ｔ：を生じさゼ、
これは電磁干渉防止のための一波をより容易にしている
。誘導性負荷がインバータ６の点ａおよび１間に現われ
るような周波数Ｃ共振回路が駆動される。すなわち電流
ｉＬは電圧Ｖａｂよりも遅れ、ＧＴＯはアノード電流
の転流よりもむしろゲート制御によってターンオフされ
る。誘導性負荷は、インバータを共振回路の減衰共振周
波数またはそれより低い周波数で動作させることによっ
て得られる。共振回路のインダクタと」ンデン１ノの値
は、数千１−１７の共振周波数を有するように選択され
る。変換装置によって処理しにうとする電力により、ス
イッチング素子の定格が決定される。スイッチング素子
のスイッチング時間は、達成可能なスイッチング周波数
を決定する。高い周波数（２０−３０に＋−１２） で
は、より小さなリアクタンス部品を使用することが可能
となる。制限回路３７は、減衰」１振周波数よりも高い
周波数が指令されないようにする。誘導性負荷でインバ
ータを動作させることにより、ザイリスタ・インバータ
において通常遭遇する・ｂのとは反対のスイッチング波
形が生じる。本発明においては、第２図りに示すように
、ＧＴＯが導通する直前にＧＴＯの両端に負の電圧が存
在し、またＧＴＯはゲート制御ににってターンオフされ
たどき直ちに電圧を阻止する。このようにして、ＧＴＯ
がオンにゲート駆動されるとぎ、ＧＴＯにはターンオン
・スイッチング損失は存在しない。また、−１１− ザイリスタ回路におけるようにスイッチング素子をター
ンオフするためにスイッチング素子に逆電圧を急に加え
ることがないので、逆回復特性の早い素子が必要とされ
ない。インバータを転流するために、２個の入側のＧＴ
Ｏ７および１１（あるいは９おにび１３）は、出側のＧ
ＴＯがターンオフするわずか前にオンにゲート駆動され
る。このオーバーラツプは、適当なＧＴＯを同時にそれ
ぞれオンおよびオフにゲート駆動することにより達成さ
れる。ＧＴＯは蓄積時間を有しているので、ターンオフ
信号を受けた時、ターンオフするまでに遅延時間が存在
づる。ＧＴＯのターンオーンの遅延は、ターンオフ遅延
に比べて無視しうるちのである。オーバーラツプ時間の
間、入側のＧＴＯは第２図りかられかるように負のアノ
ード・ゲート間電圧が供給されているので、導通しない
。出側のＧＴＯがターンオフした後にのみ、この負の電
圧は逆極性になり始め、そこで入側のＧＴＯは導通する
。ターンオンにおいてスイッチング損失がないので、簡
単な損失のないスナツパを使用する１２− ことができる。小さなコンデンサ１５．１７．１９およ
び２１が、ターンオフ損失を低減づるために、各ＧＴＯ
７，９，１１および１３の両端にそれぞれ配設されてい
る。抵抗をスナツパ用］ンデンザと直列に接続する必要
がないので、スリッパの損失がなくなる。すなわち損失
の少ないスリッパの作用により比較的大きなスナツパを
使用′！することができ、このためＧ Ｔ Ｏの電力損
失を低くし、素子のターンオフにおける電圧のオーバー
シュートを低くすることができる。共振周波数？ｌ−最
小の電圧昇圧が得られ、より低い周波数で電圧昇圧は増
加する。インバータの周波数を減少することにより、共
振回路の正弦波電圧の大きざが増大する。共振回路両端
間の電圧は整流されて、第２図Ｅに示すように直流電圧
Ｖｏが得られる。この出力電圧はフィルタのインダクタ
ンスとコンデンサとによって平滑化されて、出力電圧「
Ｏが得られる。共振回路に供給される周波数が低くなる
につれて、所定の負荷および定電流の場合の電圧昇圧の
量は増大する。
平均出力電圧［０は、変換装置に対づる平均直流入力電
圧Ｆｉｎよりも常に高く、電圧４圧は、周波数が共振周
波数より高くなるかまたは低くなるにつれて増大する。
圧Ｆｉｎよりも常に高く、電圧４圧は、周波数が共振周
波数より高くなるかまたは低くなるにつれて増大する。
インバータ６に接続された負荷の力率は減衰共振周波数
よりも高い周波数および低い周波数において１より低い
値に減少し、式（１）で゛示すように、力率が減少する
につれて電圧性圧は上昇する。
よりも高い周波数および低い周波数において１より低い
値に減少し、式（１）で゛示すように、力率が減少する
につれて電圧性圧は上昇する。
Ｅｉ ｎ ＝０．９Ｆ’ａｂ Ｉｄ ＣＯ９α
（１）ここにおいで、１ｄは直流電流源からの直流電流
であり、ＣＯＳαは負荷が端子ａｂに接続された後の力
率であり、Ｆ’ａｂはインバータの基本出力電圧のｒｍ
ｓ値である。
（１）ここにおいで、１ｄは直流電流源からの直流電流
であり、ＣＯＳαは負荷が端子ａｂに接続された後の力
率であり、Ｆ’ａｂはインバータの基本出力電圧のｒｍ
ｓ値である。
インバータ回路６は（進み負荷で作動する不利な点もな
く）線路転流式インバータと同様に動作する。ベッドフ
ォードおよびホット著の［インバータ回路原理Ｊ （
Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆＩｎｖｅｒｔｅｒ Ｃ
１ｒｃｕｉｔ）第６２−６７ページを参照されたい。
く）線路転流式インバータと同様に動作する。ベッドフ
ォードおよびホット著の［インバータ回路原理Ｊ （
Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆＩｎｖｅｒｔｅｒ Ｃ
１ｒｃｕｉｔ）第６２−６７ページを参照されたい。
第１図の回路をプツシコブル型に変形した回路が第３図
に示されている。チョッパまたは位相制御整流器（図示
しでいない）から得られた直流入力電流が、インダクタ
５１を介して、センタータップ付きの密結合された変圧
器５３のセンタータップに供給されている。変圧器の密
結合はパイファイラー（ｂｉｆｉｌａｒ ）巻ぎによっ
て得ることができる。変圧器５３の一端と電流源の（図
示せず）の負の端子との間にスイッチング素子が接続さ
れ、変圧器の他端と電流源（図示せず）の負の端子との
間に他のスイッチング素子が接続されている。
に示されている。チョッパまたは位相制御整流器（図示
しでいない）から得られた直流入力電流が、インダクタ
５１を介して、センタータップ付きの密結合された変圧
器５３のセンタータップに供給されている。変圧器の密
結合はパイファイラー（ｂｉｆｉｌａｒ ）巻ぎによっ
て得ることができる。変圧器５３の一端と電流源の（図
示せず）の負の端子との間にスイッチング素子が接続さ
れ、変圧器の他端と電流源（図示せず）の負の端子との
間に他のスイッチング素子が接続されている。
画素子は逆電圧１１止能力を有し、各々の素子はトＥＴ
と直列のダイオード、バイポーラ接合トランジスタと直
列のダイオード、またはＧＴＯであってよく、半ブリツ
ジインバータ５４を形成している。この実施例では、Ｇ
ＴＯ５５および５７が示されている、スナツパ用コンデ
ンサ５６がＧＴｏ ５５の両端間に接続され、スナツ
パ用＝１ンデンザ５８がＧＴＯ５７の両端間に接続され
ている。共振回路が変圧器５３の両端間に接続され、コ
ンデンサ６１と並列に接続されたインダクタ５１５− ９を有している。全ブリッジ・ダイオード整流器２７、
フィルタ・コンデンサ３１およびフィルタ・インダクタ
２つが第１図におけるように、共振回路の両端間に接続
されている。第３図の制御回路３２は、ゲート駆動回路
が４つのＧＴＯのかわりに２つのＧＴＯに接続されてい
る以外は、第１図の制御回路３２と同じである。
と直列のダイオード、バイポーラ接合トランジスタと直
列のダイオード、またはＧＴＯであってよく、半ブリツ
ジインバータ５４を形成している。この実施例では、Ｇ
ＴＯ５５および５７が示されている、スナツパ用コンデ
ンサ５６がＧＴｏ ５５の両端間に接続され、スナツ
パ用＝１ンデンザ５８がＧＴＯ５７の両端間に接続され
ている。共振回路が変圧器５３の両端間に接続され、コ
ンデンサ６１と並列に接続されたインダクタ５１５− ９を有している。全ブリッジ・ダイオード整流器２７、
フィルタ・コンデンサ３１およびフィルタ・インダクタ
２つが第１図におけるように、共振回路の両端間に接続
されている。第３図の制御回路３２は、ゲート駆動回路
が４つのＧＴＯのかわりに２つのＧＴＯに接続されてい
る以外は、第１図の制御回路３２と同じである。
第３図の動作は、第１図の動作と同様である。
しかしながら、センタータップ付きの変圧器５３によっ
て、入力電圧が同じとすると、変換装置への入力電圧の
２倍の電圧がＧＴＯの両端間にあられれる。第１図の場
合と同様に誘導性負荷が、第３図において２つのＧＴＯ
５５および５７で構成されるインバータ５４に対してあ
られれている。
て、入力電圧が同じとすると、変換装置への入力電圧の
２倍の電圧がＧＴＯの両端間にあられれる。第１図の場
合と同様に誘導性負荷が、第３図において２つのＧＴＯ
５５および５７で構成されるインバータ５４に対してあ
られれている。
２つのＧ Ｔ Ｏは交互にスイッチングされる。インバ
ータを転流するために、入側のＧＴＯは、出側のＧ Ｔ
Ｏがターンオフする少し前にオンにゲート駆動される
。制御回路３１は、第１図におけるものと同じように動
作する。
ータを転流するために、入側のＧＴＯは、出側のＧ Ｔ
Ｏがターンオフする少し前にオンにゲート駆動される
。制御回路３１は、第１図におけるものと同じように動
作する。
第４図は第１図の回路を半ブリツジ型の構成に１６−
した変形例を示す。チョッパまたは位相制御整流器（図
示せず）から得られた直流入力電流は、変圧器５９の一
次巻線５９ａを介して、逆電圧Ｎ１１１能力を有し、互
いに直列に接続された２つのスイッチング素子から成る
半ブリッジ・インバータ６０の正の線路に接続されてい
る。スイッチング素子は、それぞれＧＴＯ６１および６
３として示されている。スナツパ用コンデンサ６５がＧ
ＴＯ６１の両端間に接続され、スナツパ用コンデンサ６
７がＧＴＯ６３の両端間に接続されでいる。
示せず）から得られた直流入力電流は、変圧器５９の一
次巻線５９ａを介して、逆電圧Ｎ１１１能力を有し、互
いに直列に接続された２つのスイッチング素子から成る
半ブリッジ・インバータ６０の正の線路に接続されてい
る。スイッチング素子は、それぞれＧＴＯ６１および６
３として示されている。スナツパ用コンデンサ６５がＧ
ＴＯ６１の両端間に接続され、スナツパ用コンデンサ６
７がＧＴＯ６３の両端間に接続されでいる。
ＧＴＯ６１は一次巻線に接続されている。Ｇ １−０６
３は、負側のラインに接続され、変圧器の二次巻線５９
を介して電流源（図示せず）の負の端子に接続されてい
る。変圧器巻線の相対的極性は、同じ相対極性を有する
変圧器巻線の端部にドツトをつけることによって示され
ている。−次巻線５９ａのドツトをつけた端部は、ＧＴ
Ｏ６１に接続され、二次巻線のドツトをつけた端部は負
の入力端子に接続されている。正の入力端子および負の
入力端子の間には、２つの直列に接続されたコンデンサ
６９および７１が接続されている。
３は、負側のラインに接続され、変圧器の二次巻線５９
を介して電流源（図示せず）の負の端子に接続されてい
る。変圧器巻線の相対的極性は、同じ相対極性を有する
変圧器巻線の端部にドツトをつけることによって示され
ている。−次巻線５９ａのドツトをつけた端部は、ＧＴ
Ｏ６１に接続され、二次巻線のドツトをつけた端部は負
の入力端子に接続されている。正の入力端子および負の
入力端子の間には、２つの直列に接続されたコンデンサ
６９および７１が接続されている。
半ブリッジ・インバータ６０の出力は、直列に接続され
たＧＴＯ６１および６３の間と２つの直列に接続された
コンデンサ６９および７１との間から取り出される。第
１図および第３図の場合と同様に、コンデンサ２３およ
びインダクタ２５から成る並列共振回路、全ブリッジ・
ダイオード整流器２７およびフィルタ・インダクタ２９
およびコンデンサ３１がインバータの出力に接続されて
いる。
たＧＴＯ６１および６３の間と２つの直列に接続された
コンデンサ６９および７１との間から取り出される。第
１図および第３図の場合と同様に、コンデンサ２３およ
びインダクタ２５から成る並列共振回路、全ブリッジ・
ダイオード整流器２７およびフィルタ・インダクタ２９
およびコンデンサ３１がインバータの出力に接続されて
いる。
第４図の動作は、第１図の回路のものと同様である。変
圧器は、変圧器５９を通る電流をこのＧＴｏに転換させ
ることによってＧＴＯがターンオフされる時にＧＴＯに
流れていた電流に対する通路を提供する。
圧器は、変圧器５９を通る電流をこのＧＴｏに転換させ
ることによってＧＴＯがターンオフされる時にＧＴＯに
流れていた電流に対する通路を提供する。
以上、スイッチング損失をひじょうに低減して、昇圧動
作を達成することのできる高周波直流−直流変換装置に
ついて説明した。
作を達成することのできる高周波直流−直流変換装置に
ついて説明した。
本発明のいくつかの好適実施例について具体的に説明し
たが、形式および詳細における種々の変更を本発明の精
神および範囲から逸脱することなく行うことができるこ
とは当業者に理解されることであろう。
たが、形式および詳細における種々の変更を本発明の精
神および範囲から逸脱することなく行うことができるこ
とは当業者に理解されることであろう。
第１図は本発明に従った共振型直流−直流変換装置の、
一部をブロックで示した回路図である。 第２図は、第１図の動作を説明するための波形図であり
、第２図中のｒＡＪは共振回路に供給される電流の波形
を示し、ｒＢＪはインバータの１つのスイッチング素子
に流れる電流の波形を示し、「Ｃ」はインバータの１つ
のスイッチング素子の両端の電圧の波形を示し、ｒＤＪ
は共振回路の入ノ〕の電圧波形を示し、ｒＥＪは整流後
の共振回路の出力電圧波形を示す。 第３図は、プッシュプル型インバータを有する別の実施
例の共振型直流−直流変換装置を示−ｔ １ｉｊｌ路図
である。 第４図は、半ブリッジ・インバータを右Ｊる本発明のさ
らに別の実施例を示す回路図である。 １９− 主な符号の説明 ６・・・全ブリッジ・インバータ； ７．９．１１．１３・・・ゲート・ターンオフ・シリコ
ン制御整流素子； １５．１７．１９．２１・・・スナツバ用コンデンサ：
２３・・・］ンデンザ； ２５・・・インダクタ； ２７・・・整流器； ３２・・・制御回路； ３３・・・加算器； ３５・・・比例・積分調整器； ３７・・・制限回路： ３９・・・電圧制御発振器； ４１・・・ゲート駆動回路： ５３・・・変圧器； ５５．５７・・・シリコン制御整流素子；５９・・・イ
ンダクタ； ６１・・・コンデンサ。 ２０− ［＝−ｒ−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
−−−］１！６
“１ し
１ １ １ １ １ ＩＬ １３
＋１ １ ！＋ ぴダｌ Ｏ ９ １ １ １ １ １ １３１ １ １ １ １ １ １ゲート！ン潜カ区市叱計 １
１ １ １ ３９１ 暑 １ １ １ ＶＣＯ １
一部をブロックで示した回路図である。 第２図は、第１図の動作を説明するための波形図であり
、第２図中のｒＡＪは共振回路に供給される電流の波形
を示し、ｒＢＪはインバータの１つのスイッチング素子
に流れる電流の波形を示し、「Ｃ」はインバータの１つ
のスイッチング素子の両端の電圧の波形を示し、ｒＤＪ
は共振回路の入ノ〕の電圧波形を示し、ｒＥＪは整流後
の共振回路の出力電圧波形を示す。 第３図は、プッシュプル型インバータを有する別の実施
例の共振型直流−直流変換装置を示−ｔ １ｉｊｌ路図
である。 第４図は、半ブリッジ・インバータを右Ｊる本発明のさ
らに別の実施例を示す回路図である。 １９− 主な符号の説明 ６・・・全ブリッジ・インバータ； ７．９．１１．１３・・・ゲート・ターンオフ・シリコ
ン制御整流素子； １５．１７．１９．２１・・・スナツバ用コンデンサ：
２３・・・］ンデンザ； ２５・・・インダクタ； ２７・・・整流器； ３２・・・制御回路； ３３・・・加算器； ３５・・・比例・積分調整器； ３７・・・制限回路： ３９・・・電圧制御発振器； ４１・・・ゲート駆動回路： ５３・・・変圧器； ５５．５７・・・シリコン制御整流素子；５９・・・イ
ンダクタ； ６１・・・コンデンサ。 ２０− ［＝−ｒ−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−−
−−−］１！６
“１ し
１ １ １ １ １ ＩＬ １３
＋１ １ ！＋ ぴダｌ Ｏ ９ １ １ １ １ １ １３１ １ １ １ １ １ １ゲート！ン潜カ区市叱計 １
１ １ １ ３９１ 暑 １ １ １ ＶＣＯ １
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、 逆電流を阻止し得るゲー１−・ターンオフ・スイ
ッチ手段を持ち、外部直流電源から給゛市されて、矩形
波電流を供給する電流入力インバータと、 コンデンサと並列に接続されたインダクタを１−１１ち
、前記インダクタとコンデンサとの並列接続回路に前記
インバータの出力が結合される共振回路と、 前記共振回路に結合され、前記共振回路の両端間の正弦
波電圧を整流して、直流出力電圧を発生する整流手段と
、 前記ゲー１〜・ターンオフ・スイッチ手段を作動する周
波数を変えることによって前記直流出力電圧を制御する
制御手段であって、前記出力電圧と指令電圧とを比較し
て誤差信号を発生する比較手段、前記スイッチ手段に結
合された電圧制御発振器、およびスイッチング損失を減
少させるｌこめに前記スイッチ手段のスイッチング周波
数が前記共振回路の減衰共振周波数またはそれより低い
周波数になるように、前記電圧制御発振器に供給される
誤差電圧を制限して、インバータに対し誘導性負荷を与
えるようにするだめの制限手段を有する制御手段とを有
する共振型直流−直流変換装置。 ２、 前記各スイッチ手段の両端間にはスナツパ用コン
デンサが結合されている特Ｈ’ｌ請求の範囲第１項記載
の変換装置。 ３、 前記電流入力インバータが、４個のゲート・ター
ンオフ・スイッチ手段からなる全ブリッジ・インバータ
で構成されている特許請求の範囲第１項記載の変換装置
。 ４、 前記電流入力インバータが、インバータに入力端
子間に直列に接続された２個のコンデンサと、逆電圧阻
止能力を有する２個の直列に接続されたゲート・ターン
オフ・スイッチ手段と、変圧器とを含む半ブリッジ・イ
ンバータで構成され前記共振回路が前記直列に接続され
たコンデンサと前記直列に接続されたスイッチ手段との
間に接続されてａ３す、前記変圧器の一次巻線が前記直
列接続のコンデンサの一方と前記スイッチ手段の一方と
の間に接続され、二次巻線が他方のコンデンサと他方の
スイッチ手段との間に接続されており、前記変圧器の巻
線の極性が、前記各スイッチ手段が交互にターンオフす
る時の電流に対する通路を提供するような極性である特
許請求の範囲第１項記載の変換装置。 ５、 前記インバータが、センタータップを有し、この
センタータップに外部電源から入力電流を受ける変圧器
と、この変圧器の一端と他方の入力端子との間に接続さ
れた第１のゲート・ターンオフ・スイッチ手段と、前記
変圧器の細端と前記他方の入力端子との間に接続された
第２のゲート・ターンオフ・スイッチ手段とを有するプ
ッシュプル型インバータで構成されており、前記共振回
路が、前記変圧器の両端間に接続されている特許請求の
範囲第１項記載の変換装置。 ３− ６、 逆電圧阻止能力を有する前記グー１〜・ターンオ
フ・スイッチ手段が、グー１〜・ターンオフ・シリコン
制御整流素子で構成され−でいる特許請求の範囲第２項
記載の変換装置。 ７、 逆電圧阻止能力を有する前記グー１〜・ターンオ
フ・スイッチ手段が、ゲート・ターンオフ・シリコン制
御整流素子で構成されＣいる特許請求の範囲第３項記載
の変換装置。 ８、 逆電圧阻止能力を有する前記ゲート・ターンオフ
・スイッチ手段が、ゲート・ターンオフ・シリコン制御
整流素子で構成されている特許請求の範囲第４項記載の
変換装置。 ９、 逆電圧阻止能力を有する前記ゲート・ターンオフ
・スイッチ手段が、ゲート・ターンオフ・シリコン制御
整流素子で構成されている特許請求の範囲第５項記載の
変換装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US429761 | 1982-09-30 | ||
| US06/429,761 US4460949A (en) | 1982-09-30 | 1982-09-30 | High frequency parallel resonant dc-dc converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5989575A true JPS5989575A (ja) | 1984-05-23 |
| JPH0239189B2 JPH0239189B2 (ja) | 1990-09-04 |
Family
ID=23704643
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58180873A Granted JPS5989575A (ja) | 1982-09-30 | 1983-09-30 | 高周波並列共振型直流−直流変換装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4460949A (ja) |
| EP (1) | EP0107003B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5989575A (ja) |
| DE (1) | DE3365678D1 (ja) |
Families Citing this family (22)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4631652A (en) * | 1984-11-30 | 1986-12-23 | Rca Corporation | Frequency controlled resonant regulator |
| US4644459A (en) * | 1985-02-04 | 1987-02-17 | Nilssen Ole K | Electronic inverter having magnitude-controllable output |
| US4680694A (en) * | 1985-04-22 | 1987-07-14 | National Distillers And Chemical Corporation | Ozonator power supply |
| US4639849A (en) * | 1985-05-08 | 1987-01-27 | International Exide Electronics/Corporation | Snubber circuit for H.F. bridge converter |
| US4688165A (en) * | 1986-04-11 | 1987-08-18 | Rca Corporation | Current fed inverter bridge with conduction overlap and load tuning |
| US4709323A (en) * | 1986-09-29 | 1987-11-24 | Venus Scientific Inc. | Buck-boost parallel resonant converter with inductive energy recovery circuit |
| US4729085A (en) * | 1986-12-29 | 1988-03-01 | Rca Corporation | Frequency limited resonant regulator useful in, for example, a half-bridge inverter |
| US4769754A (en) * | 1987-07-27 | 1988-09-06 | Miller Electric Mfg., Co. | Stabilized welding power source including a series-resonant current-regulated converter using a transformer having an air-gapped core |
| US4864479A (en) * | 1988-03-07 | 1989-09-05 | General Electric Company | Full-bridge lossless switching converter |
| US4853832A (en) * | 1988-08-01 | 1989-08-01 | University Of Toledo | Cascaded resonant bridge converters |
| US4912620A (en) * | 1989-05-19 | 1990-03-27 | Boschert, Inc. | Lossless clipper with peak regulation feature |
| DE3927888A1 (de) * | 1989-08-24 | 1991-02-28 | Philips Patentverwaltung | Wechselrichteranordnung |
| US5084666A (en) * | 1990-10-23 | 1992-01-28 | International Business Machines Corporation | Switchable output voltage converter |
| US5680301A (en) * | 1992-09-02 | 1997-10-21 | Exide Electronics Corporation | Series/parallel resonant converter |
| US5400385A (en) * | 1993-09-02 | 1995-03-21 | General Electric Company | High voltage power supply for an X-ray tube |
| US5420781A (en) * | 1993-09-02 | 1995-05-30 | General Electric Company | High voltage sensing circuit for an X-ray tube power supply |
| US5768112A (en) * | 1997-05-30 | 1998-06-16 | Delco Electronics Corp. | Sub-resonant series resonant converter having improved form factor and reduced EMI |
| US7072196B1 (en) * | 2005-01-28 | 2006-07-04 | Applied Pulsed Power, Inc. | Multi-stage high voltage solid state switch |
| US7924580B2 (en) * | 2009-08-28 | 2011-04-12 | General Electric Company | Switching inverters and converters for power conversion |
| US10022813B2 (en) | 2010-05-28 | 2018-07-17 | Esab Ab | Short arc welding system |
| US10189107B2 (en) * | 2010-05-28 | 2019-01-29 | Esab Ab | Short arc welding system |
| US8785820B2 (en) * | 2010-11-04 | 2014-07-22 | Leco Corporation | Resonant power supply for use with high inductive loads and method of providing same |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3566148A (en) * | 1968-02-14 | 1971-02-23 | Westinghouse Electric Corp | Selective phase angle pulse generating circuit |
| US3609511A (en) * | 1969-10-20 | 1971-09-28 | Cutler Hammer Inc | Electronic inverter having precharging control affording high frequency switching at low output |
| FR2129834B1 (ja) * | 1971-03-16 | 1974-04-26 | Jeumont Schneider | |
| GB1391902A (en) * | 1971-03-26 | 1975-04-23 | Coutant Electronics Ltd | Ac-dc-ac-dc converter circuit |
| JPS523114A (en) * | 1975-06-27 | 1977-01-11 | Japan Storage Battery Co Ltd | Inverter apparatus |
| US4024453A (en) * | 1976-08-26 | 1977-05-17 | General Motors Corporation | Inverter for supplying a regulated voltage |
| US4143414A (en) * | 1978-04-10 | 1979-03-06 | General Motors Corporation | Three phase ac to dc voltage converter with power line harmonic current reduction |
| US4323959A (en) * | 1978-05-10 | 1982-04-06 | Hewlett-Packard Company | Power supply with resonant inverter circuit using variable frequency control for regulation |
-
1982
- 1982-09-30 US US06/429,761 patent/US4460949A/en not_active Expired - Lifetime
-
1983
- 1983-09-12 EP EP83108986A patent/EP0107003B1/en not_active Expired
- 1983-09-12 DE DE8383108986T patent/DE3365678D1/de not_active Expired
- 1983-09-30 JP JP58180873A patent/JPS5989575A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0107003A1 (en) | 1984-05-02 |
| DE3365678D1 (en) | 1986-10-02 |
| JPH0239189B2 (ja) | 1990-09-04 |
| US4460949A (en) | 1984-07-17 |
| EP0107003B1 (en) | 1986-08-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |