WO2020129143A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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voltage
converter
conversion device
drive
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Inventor
村上　哲
Original Assignee
三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present application relates to a power conversion device.
  • an X-ray CT apparatus and an X-ray imaging apparatus as apparatuses that require a high voltage, and these irradiate the subject with X-rays generated from an X-ray tube and detect the X-ray dose that has passed through the subject. It is to be imaged.
  • a DC high voltage is applied between the anode and the cathode of the X-ray tube to accelerate the thermoelectrons generated by raising the temperature of the cathode with the high voltage, and the thermoelectrons are made to collide with the cathode to emit X-rays. Is occurring.
  • the output of the inverter is connected to a transformer connected in parallel, the transformer output is connected in series after rectification, and a high voltage is obtained at the electrode of the load.
  • the configuration is taken.
  • an LC resonance circuit is provided to magnetically couple with one core in order to reduce the size of a transformer while absorbing variations in input voltage input from a plurality of power supply lines. A switching power supply with multiple transformers is shown.
  • the power supply device shown in Patent Document 1 has a configuration in which the output of an inverter is connected to a transformer connected in parallel, the transformer output is connected in series after rectification, and a high voltage is obtained at a load electrode.
  • the idea of downsizing the transformer has not been shown.
  • Patent Document 2 discloses a circuit in which a plurality of transformers are magnetically integrated into one core to obtain a high voltage on the secondary side, and the idea of magnetically integrating the transformers to reduce the size of the transformer. The idea of further miniaturizing the magnetically integrated transformer has not been shown. Further, neither Patent Document 1 nor Patent Document 2 describes a surge suppression method which causes a problem when the power conversion device has a low loss, a large power, or a high output voltage.
  • An object of the present invention is to provide a power conversion device that can be downsized.
  • the power conversion device disclosed in the present application is N (N is an integer of 2 or more) DC/AC converters for converting a direct current power source into an alternating current; N primary windings connected to each of the N DC/AC converters and M secondary windings (M is an integer of 2 or more) that are magnetically coupled to the N primary windings.
  • N is an integer of 2 or more
  • M is an integer of 2 or more
  • the control circuit is characterized in that the N DC/AC converters are interleaved with the phases shifted.
  • a transformer configured by winding N (N is an integer of 2 or more) primary windings and M (M is an integer of 2 or more) secondary windings around one core, N DC/AC converters connected to N primary windings and converting a DC power source into an alternating current, The input side is connected to M secondary windings, and the M rectifier circuits that rectify the output from the transformer into direct current and output it.
  • a control circuit for controlling the DC/AC converter, Equipped with The control circuit is characterized in that the N DC/AC converters are switched between interleaved drive and in-phase drive in which the phases are shifted from each other according to the voltage of the DC power supply.
  • the transformer can be driven at a frequency higher than the switching frequency of the DC/AC converter, and the transformer core can be operated without increasing the switching frequency of the DC/AC converter. Can be miniaturized. Further, the iron loss can be reduced by switching between the interleave drive and the in-phase drive according to the input voltage.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment. It is a figure which shows an example of the hardware constitutions of a control circuit.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating operation waveforms of the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a current path during operation according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating an output waveform of the filter circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating another current path during operation according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit configuration diagram of a power conversion device according to a second embodiment.
  • FIG. 11 is a diagram showing a duty relationship of a DC/AC converter in the power converter according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing operation waveforms of a switching operation of the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a power conversion device according to a first embodiment.
  • the DC voltage source 1 is input to the DC/AC converter 3 via the link capacitor 2.
  • the DC/AC converter 3 includes a plurality of bridge-type inverters, which are DC/AC converters, and n inverters INV1 to INVn are connected in parallel.
  • the inverter INV1 is composed of switching elements SW11 to SW14, and the inverter INVn is composed of switching elements SWn1 to SWn4.
  • the AC outputs of the inverters INV1 to INVn forming the DC/AC converter 3 are formed by winding a plurality of (n in this example) primary windings and a plurality of secondary windings (m in this example) on one core. And magnetically coupled to the primary windings 411 to 41n of the transformer 4, respectively.
  • the plurality of secondary windings of the transformer 4 are composed of center taps.
  • the first winding is the secondary windings 421a and 421b
  • the m-th winding is the secondary windings 42ma and 42mb. To do.
  • a rectifier circuit 5 having a common anode is connected to the secondary windings 421a, 421b to 42ma, 42mb, and a filter circuit 6 is connected to the output of the center tap.
  • the details of the connection will be described by taking the first secondary windings 421a and 421b as an example.
  • the cathodes of the rectifying elements 51a and 51b forming the rectifying circuit 5 are connected, and the center tap is formed.
  • the smoothing reactor 61a of the filter circuit 6 is connected to the output, and the smoothing capacitor 61b is connected to the output of the smoothing reactor 61a.
  • the output of the smoothing capacitor 61b is connected to the anodes of the rectifying elements 51a and 51b, the connection point of the smoothing reactor connected to the second secondary winding and the smoothing capacitor.
  • the load 7 is connected to the connection point between the first smoothing reactor 61a and the smoothing capacitor 61b and the connection point between the m-th smoothing reactor 6ma and the smoothing capacitor 6mb.
  • the control circuit 10 sets the voltage of the load 7 to a predetermined voltage based on the outputs of the input voltage sensor 8 and the output voltage sensor 9, the phase of the inverter group forming the DC/AC converter 3 is n phase. Then, the duty control of each inverter is performed (interleave drive control).
  • the storage device 101 includes a volatile storage device such as a random access memory and a non-volatile auxiliary storage device such as a flash memory, which are configured by the processor 100 and the storage device 101. Further, an auxiliary storage device such as a hard disk may be provided instead of the flash memory.
  • the processor 100 executes the program input from the storage device 101, and performs a part or all of interleave drive control or switching between interleave drive and in-phase drive described later. In this case, the program is input to the processor 100 from the auxiliary storage device via the volatile storage device.
  • the processor 100 may output data such as a calculation result to the volatile storage device of the storage device 101, or may store the data in the auxiliary storage device via the volatile storage device. Further, in addition to the processor 100 and the storage device 101, a logic circuit or an analog circuit may be used together.
  • FIG. 3A shows the voltage of the DC voltage source 1 and the voltage of the load 7, which is an output, and the voltage of the DC voltage source 1 is 400V, and the voltage of the load 7 is about 420V in a step-up relationship.
  • FIG. 3B shows the drive timing of the inverter INV1 of the DC/AC converter 3, and shows the operation timing of the switching elements SW11, SW13 of the upper arm on the bridge side.
  • FIG. 3C shows the drive timing of the inverter INV2 of the DC/AC converter 3, and shows the operation timing of the switching elements SW21, SW23 of the upper arm on the bridge side.
  • the inverter INV1 and the inverter INV2 are divided into two in one cycle and are operated with a phase shift of 180 degrees.
  • the number of inverters is N phases
  • one cycle is divided into n, and 360 degrees/n phases are shifted to drive each interleaved.
  • FIG. 3D shows the voltage of the primary winding 411 of the transformer 4
  • FIG. 3E shows the voltage of the primary winding 412 of the transformer 4.
  • the inverter INV1 is turned on/off only in a half cycle within one cycle to generate a voltage in the primary winding 411 of the transformer 4, and the inverter INV1 is not turned on/off in the 2/2 cycle.
  • the primary winding 411 and the primary winding 412 of the transformer 4 are coupled, a voltage is generated in the primary winding 411 of the transformer 4 even in the 2/2 cycle in which the inverter INV2 operates.
  • the inverter INV2 is turned on/off only in the 2/2 cycle within one cycle to generate a voltage in the primary winding 412 of the transformer 4, and the 1/2 cycle of the inverter INV2 is turned on/off.
  • the primary winding 411 and the primary winding 412 of the transformer 4 are coupled, a voltage is generated in the primary winding 412 of the transformer 4 even in the 1/2 cycle in which the inverter INV1 operates.
  • a voltage is generated in the primary windings 411 and 412 of the transformer 4 even when the switching is not performed.
  • the inverter INV2 does not perform the rectifying operation to draw the load current into the DC voltage source 1, and the power from the DC voltage source 1 passes through the secondary windings 421a, 421b, 422a, 422b of the transformer 4 and is applied to the load 7. Transmitted.
  • the drive frequency of the transformer 4 can be doubled the drive frequency of the inverters INV1 and INV2. That is, since one cycle is time-divided by the inverter two phases and the voltage is alternately applied to the transformer 4, the VT product (V is the applied voltage, T is the time during which the voltage is applied to the primary winding) is half. Therefore, the core of the transformer 4 can be made smaller. Therefore, it is not necessary to increase the drive frequency of the inverters INV1 and INV2 in order to reduce the core of the transformer 4, and the switching loss can be reduced. Similarly, when the n-phase inverters are alternately operated, the VT product becomes 1/n, and the core of the transformer 4 can be further downsized.
  • FIG. 3F shows the current in the primary winding 411 of the transformer 4
  • FIG. 3G shows the current in the primary winding 412 of the transformer 4.
  • the current flows only in the 1/2 cycle in which the inverter INV1 is operating (the timing shown in FIG. 3B), and in FIG. 3G, only in the 2/2 cycle in which the inverter INV2 is operating (the timing shown in FIG. 3C).
  • the inverter is composed of n-phases, the current application time becomes 1/n, and by making the phases multi-phase, the average current and effective current value per inverter can be reduced and the copper loss of the inverter can be reduced. Therefore, the loss of the DC/AC converter 3 can be reduced.
  • FIG. 3H shows the current flowing through the smoothing reactor 61a, and the ripple frequency of the current is 2n times the switching frequency of the inverter forming the DC/AC converter 3 (4 times when the inverter has two phases), and the current ripple is small.
  • the current ripple frequency can be increased, the capacities of the smoothing reactors 61a to 6ma and the smoothing capacitors 61b to 6mb of the filter circuit 6 can be reduced.
  • FIG. 4 shows a current path when the switching element SW11 and the switching element SW14 of the inverter INV1 are on.
  • the current on the primary side of the transformer 4 serves as a path for obtaining the switching element SW11, the primary winding 411, and the switching element SW14 from the DC voltage source 1 and returning to the DC voltage source 1.
  • a voltage is generated in the other primary windings of the transformer 4, but since the number of turns of the primary windings is the same, a voltage that does not constantly exceed the DC voltage source 1 does not occur, and the remaining inverters INV2 to INVn have load currents. Does not flow.
  • a voltage corresponding to the turn ratio between the primary winding and the secondary winding of the transformer 4 is generated, and the rectifying elements 51b to 5mb in the rectifying circuit 5 are turned on.
  • the filter circuits 6 connected to the respective secondary windings are connected in series, and a voltage that is m times the voltage per filtered stage is applied to the load 7.
  • the impedance of the smoothing reactors 61a to 6ma of the filter circuit 6 is set to a value sufficiently lower than that of the load 7, the current including the current ripple is, for example, the secondary winding of the transformer 4 as shown by the dotted line in FIG.
  • the current circulates through the line 421b, the smoothing reactor 61a, and the smoothing capacitor 61b, and only the DC component including the extremely small current ripple flows through the load 7.
  • FIG. 5 shows current waveforms of the smoothing reactor 61a, the smoothing capacitor 61b, and the load 7 when two-phase parallel driving is performed using the inverters INV1 and INV2.
  • 5A shows the input/output voltage of the power conversion device as in FIG. 3A
  • FIG. 5B is the drive timing of the inverter INV1 as in FIG. 3B
  • FIG. 5C is the drive timing of the inverter INV2 as in FIG. 3C
  • FIG. 5E shows the current of the smoothing capacitor 61b.
  • the frequency of the current ripple flowing in the smoothing reactor 61a is a current including a ripple component having a frequency four times as high as the switching frequency for driving the inverter INV1 and the inverter INV2, but the impedance of the smoothing capacitor 61b is made sufficiently small with respect to the load 7. If so, the current ripple component almost flows into the smoothing capacitor 61b, circulates in the secondary winding 421b of the transformer 4 and the smoothing reactor 61a, and does not appear in the load 7.
  • FIG. 6 shows a current path when the switching element SW13 and the switching element SW12 of the inverter INV1 are on.
  • the current on the primary side of the transformer 4 serves as a path for obtaining the switching element SW13, the primary winding 411, and the switching element SW12 from the DC voltage source 1 and returning to the DC voltage source 1.
  • a voltage is generated in the other primary windings of the transformer 4, but since the number of turns of the primary windings is the same, a voltage that does not constantly exceed the DC voltage source 1 does not occur, and the remaining inverters INV2 to INVn have load currents. Does not flow.
  • a voltage corresponding to the turn ratio between the primary winding and the secondary winding of the transformer 4 is generated, and the rectifying elements 51a to 5ma in the rectifier circuit 5 are turned on.
  • the surge voltage can also be reduced.
  • the current including the current ripple is, for example, the secondary winding 421b of the transformer 4 as shown by the dotted line in the figure.
  • the description of the current is omitted because it is the same as that described in FIG. 5 except that the secondary winding of the transformer flows.
  • the power conversion device has the following effects, and can realize a high output, high voltage power supply with low loss and a small size.
  • the driving frequency of the transformer can be set to N times the driving frequency of the DC/AC converter, so that the VT product of the transformer is reduced and the core can be downsized.
  • the current application time of the DC/AC converter can be dispersed to 1/N, copper loss is small.
  • the rectified voltage is connected in series to obtain the output voltage, so the rectified voltage per stage is small, so the surge voltage is small, the loss is reduced without the surge circuit, and the rectifier circuit is inexpensive and has a low withstand voltage.
  • a high voltage output circuit can be configured with the elements. (5) Since the phase of the DC/AC converter is shifted and the interleave operation is performed, the output current ripple becomes high frequency and small, and the filter circuit can be downsized.
  • Embodiment 2 In the first embodiment, the configuration of the secondary side of the transformer 4 is connected in series with the outputs of the individual filters in the filter circuit 6 to output a high voltage to the load 7, but in the second embodiment, the rectification is performed. The output of the circuit 5 is connected in series to generate a high voltage to the load 7.
  • the configuration of the second embodiment will be described with reference to FIG.
  • the configuration of the primary windings 411 to 41n of the transformer 4 is the same as that of the first embodiment, and therefore will be omitted.
  • the anodes of the rectifying elements 51a and 51b forming the rectifying circuit 5 are connected, and this is connected to the center tap point of the secondary winding of the transformer 4 of the next stage.
  • the same connection is repeated a total of m-1 times to connect m-stage rectifier circuits in series. Note that, in FIG. 7, the rectifier circuit between the first stage rectifier circuit including the rectifier elements 51a and 51b and the mth stage rectifier circuit including the rectifier elements 5ma and 5mb is omitted.
  • the smoothing reactor 61a is connected to the connection point between the center tap point of the secondary windings 421a and 421b of the first stage and the anode of the rectifying elements 5ma and 5mb of the m stage, which are the output ends of the rectifying circuit 5 connected in series. And the smoothing capacitor 61b are connected to the filter circuit 6, and the output of the filter circuit 6 is connected to the load 7.
  • the voltage across the smoothing reactor 61a that constitutes the filter circuit 6 becomes high, so that the current ripple flowing through the smoothing reactor 61a and the smoothing capacitor 61b becomes large. Since the number of smoothing reactors and smoothing capacitors can be reduced compared to the above, the power converter can be further downsized. That is, although the current ripple increases as compared with the first embodiment, the filter circuit 6 becomes smaller and the other effects are the same as those of the first embodiment.
  • Embodiment 3 The power conversion device according to the third embodiment has the same configuration as that of the first or second embodiment, and the interleave drive that operates by shifting the phases of the inverters INV1 to INVn forming the DC/AC converter 3 and the inverter INV1.
  • the so-called in-phase drive in which the to INVn are operated in the same phase is switched and operated according to the voltage of the DC voltage source 1.
  • the load 7 is a rechargeable battery or the like, and the relationship between the load voltage when charging proceeds and the duty of the inverters INV1 to INVn forming the DC/AC converter 3 is shown in FIG.
  • the voltage Vin of the DC voltage source 1 is constant, the voltage of the load 7 is low at the initial stage of charging, and therefore the DC/AC converter 3 reduces the duty based on the instruction of the control circuit 10 and the average voltage of the secondary side of the transformer 4. Adjust and charge.
  • the control circuit 10 raises the average voltage on the secondary side of the transformer 4, so that the DC/AC converter 3 widens the duty to perform the charging operation (graph P). ..
  • the duty of the DC/AC converter 3 is maximized so that the transformer 4 has a high operation ratio, that is, the so-called effective current value is low. It is desired to perform maximum duty control such that charging is performed while changing the voltage Vin (graph Q).
  • the maximum duty control in the initial charging state, the voltage of the DC voltage source 1 is low and the VT product has a margin (for example, the period R), the DC/AC converter 3 is interleaved, and the drive frequency of the transformer 4 is increased. If this is left high, iron loss will be wasted.
  • the operation of the DC/AC converter 3 is reduced to the in-phase drive or the interleave drive of the interleave drive. By switching, the iron loss can be suppressed and the power conversion device can be operated with high efficiency.
  • FIG. 9 illustrates the switching timing between the drive timings, the duty, the interleave and the in-phase drive of the inverters INV1 and INV2 when the DC/AC converter 3 is driven in two phases in parallel using the inverters INV1 and INV2.
  • FIG. 9A schematically shows the drive timing and duty of each of the interleaved inverters INV1 and INV2 during the initial charging when the voltage Vin of the DC voltage source 1 is fixed.
  • the charge voltage of the load 7 is low, so the duty is reduced so that the secondary side average voltage of the transformer 4 is reduced, and power is transmitted to the secondary side of the transformer 4 during this short operation period. Therefore, the effective current value is high and the loss is large.
  • FIG. 9B schematically shows the driving timing and duty of each of the interleaved inverters INV1 and INV2 when charging is completed. Since the charging voltage of the load 7 is high, in order to increase the secondary side average voltage of the transformer 4, the duty is wide and the effective current value is suppressed to be low, so that the operation is highly efficient.
  • the constant duty control is control in which the input voltage Vin of the DC voltage source 1 is variable so that the duty becomes large. Since the input voltage Vin is variable, the number of interleave drives is variable.
  • FIG. 9C shows a case where the DC/AC converter 3 is driven in phase when the voltage of the DC voltage source 1 at the initial stage of charging is low and the duty is maximized so that the core of the transformer 4 has a VT product that does not saturate.
  • the drive frequency of the transformer 4 is the same as the switching frequency of the inverters INV1 and INV2, and the frequency is lower than that during interleave drive, so that iron loss can be reduced.
  • the operation frequency of the DC/AC converter 3 can be changed according to the voltage of the DC voltage source 1 by changing the number of interleave drives or switching between interleave drive and in-phase drive. By doing so, it is possible to obtain a power converter that is compatible with high power and high output voltage and that can reduce the size of the transformer and reduce the loss.

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Abstract

電力変換装置の高電圧高出力化とトランスの小型低損失化を目的とし、一つのコアで構成された複数の巻線をもつトランス（４）を用い、複数のインバータ（ＩＮＶ１～ＩＮＶｎ）の出力を一次側巻線（４１１～４１ｎ）に並列接続し、二次側巻線（４２１ａ、４２１ｂ～４２ｍａ、４２ｍｂ）を整流後に直列に接続し、入力電圧に応じてインバータ（ＩＮＶ１～ＩＮＶｎ）のインターリーブ駆動数を変えるか、もしくはインターリーブと同相駆動とを切り替えて動作させる。

Description

電力変換装置
　本願は、電力変換装置に関するものである。
　例えば、高電圧を要する装置として、Ｘ線ＣＴ装置およびＸ線撮影装置があり、これらは、Ｘ線管から発生したＸ線を被検体に照射し、被検体を透過したＸ線量を検出して画像化するものである。このような装置では、Ｘ線管のアノード・カソード間に直流高電圧を印加し、カソードを高温にすることにより発生する熱電子を高電圧で加速し、これをカソードに衝突させてＸ線を発生させている。
　この高電圧を得るため、例えば特許文献１に示されるように、インバータの出力を並列接続されたトランスに接続し、トランス出力を整流後に直列に接続し、負荷の電極に高電圧を得るような構成が取られている。
　また、特許文献２に示されるように、複数の電源線から入力される入力電圧のバラツキを吸収しつつトランスを小型化するために、ＬＣ共振回路を設け、１つのコアで磁気的に結合した複数のトランスを有するスイッチング電源装置が示されている。
特開２０１３－３０３２５号公報 特開２０１７－７７０７８号公報
　特許文献１に示す電源装置は、並列接続されたトランスにインバータの出力を接続し、トランス出力を整流後に直列に接続し、負荷の電極に高電圧を得るような構成が示されている。しかしながら、トランスを小型化する考えが示されていない。
　特許文献２の構成では、複数のトランスをひとつのコアに磁気統合し、二次側に高電圧を得る回路と、磁気統合をすることでトランスを小型化する考えが示されているが、その磁気統合したトランスを、さらに小型化する考えが示されていない。
　また、特許文献１、特許文献２とも、電力変換装置の低損失化、大電力化、または出力電圧の高電圧化時に問題となるサージ抑制方法について記載がない。
　本願は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、電力変換装置の低損失化により大電力化を可能とし、サージを抑制して高電圧出力を可能とし、トランスを小型化できる電力変換装置の提供を目的とする。
　本願に開示される電力変換装置は、
　直流電源を交流変換するためのＮ個（Ｎは２以上の整数）のＤＣ／ＡＣ変換部、
　Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部のそれぞれに接続されるＮ個の一次巻線とＮ個の一次巻線と磁気的に結合するＭ個（Ｍは２以上の整数）の二次巻線とを有するトランス、
　トランスに接続され、トランスからの出力を直流に整流して出力するＭ個の整流回路、
　ＤＣ／ＡＣ変換部を制御する制御回路、
を備え、
　Ｍ個の整流回路の直流側端子は互いに接続されており、
　制御回路は、Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部を、位相をずらしたインターリーブ駆動させること、を特徴とする。
　また、本願に開示される電力変換装置は、
　一つのコアにＮ個（Ｎは２以上の整数）の一次巻線とＭ個（Ｍは２以上の整数）の二次巻線を巻回して構成されるトランス、
　Ｎ個の一次巻線に接続され、直流電源を交流変換するＮ個のＤＣ／ＡＣ変換部、
　入力側はＭ個の二次巻線に接続され、トランスからの出力を直流に整流して出力するＭ個の整流回路、
　ＤＣ／ＡＣ変換部を制御する制御回路、
を備え、
　制御回路は、Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部を、互いに位相をずらしたインターリーブ駆動と同相駆動とを直流電源の電圧に応じて切替えることを特徴とする。
　ＤＣ／ＡＣ変換部の位相をずらして動作させるため、トランスをＤＣ／ＡＣ変換部のスイッチング周波数以上の周波数で駆動できることになり、ＤＣ／ＡＣ変換部器のスイッチング周波数を上げることなくトランスのコアを小型化できる。
　また、入力電圧に応じてインターリーブ駆動と同相駆動を切替えることにより、鉄損を低下させることができる。
実施の形態１による電力変換装置の回路構成図である。 制御回路のハードウエア構成の一例を示す図である。 実施の形態１による電力変換装置の動作波形を説明する図である。 実施の形態１による動作時の電流経路を説明する図である。 実施の形態１によるフィルタ回路の出力波形を説明する図である。 実施の形態１による動作時の別の電流経路を説明する図である。 実施の形態２による電力変換装置の回路構成図である。 実施の形態３による電力変換装置におけるＤＣ／ＡＣ変換部のデューティの関係を示す図である 実施の形態３による電力変換装置の切り替え動作の動作波形を示す図である。
　以下、本願に係る電力変換装置の好適な実施の形態について、図面を参照して説明する。なお、同一内容および相当部については同一符号を配し、その詳しい説明は省略する。以降の実施形態も同様に、同一符号を付した構成について重複した説明は省略する。
　実施の形態１．
　図１は、実施の形態１による電力変換装置の回路構成を示した図である。図１に示すように、直流電圧源１はリンクコンデンサ２を経て、ＤＣ／ＡＣ変換器３に入力される。ＤＣ／ＡＣ変換器３は、ＤＣ／ＡＣ変換部であるブリッジ型インバータが複数で構成され、インバータＩＮＶ１～ＩＮＶｎまでのｎ個を並列接続した構成である。インバータＩＮＶ１は、スイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４で構成され、インバータＩＮＶｎは、スイッチング素子ＳＷｎ１～ＳＷｎ４で構成される。
　ＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータＩＮＶ１～ＩＮＶｎのＡＣ出力は、複数（この例ではｎ個）の一次巻線と複数の二次巻線（この例ではｍ個）を一つのコアに巻いて磁気結合したトランス４の一次巻線４１１～４１ｎにそれぞれ接続される。トランス４の複数の二次巻線はセンタータップで構成されており、一つ目の巻線を、二次巻線４２１ａ、４２１ｂ、ｍ個目の巻線を、二次巻線４２ｍａ、４２ｍｂとする。
　この二次巻線４２１ａ、４２１ｂ～４２ｍａ、４２ｍｂにはアノードを共通とした整流回路５が接続され、センタータップの出力にフィルタ回路６が接続される。
　一つ目の二次巻線４２１ａ、４２１ｂを例に接続の詳細を説明すると、二次巻線４２１ａ、４２１ｂには、整流回路５を構成する整流素子５１ａと５１ｂのカソードが接続され、センタータップ出力にフィルタ回路６の平滑リアクトル６１ａが接続され、平滑リアクトル６１ａの出力には平滑コンデンサ６１ｂが接続される。
　平滑コンデンサ６１ｂの出力は、整流素子５１ａ、５１ｂのアノードと、２個目の二次巻線に接続される平滑リアクトルと平滑コンデンサの接続点に接続される。これらの接続をトランス４に設けたｍ個の二次巻線とｍ個の整流回路を繰り返して接続することにより、ｍ個の直流側端子は互いに接続される。一つ目の平滑リアクトル６１ａと平滑コンデンサ６１ｂの接続点と、ｍ個目の平滑リアクトル６ｍａと平滑コンデンサ６ｍｂの接続点に負荷７が接続される。
　制御回路１０は、入力電圧センサ８と、出力電圧センサ９の出力をもとに、負荷７の電圧を所定の電圧とするため、ＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータ群の位相をｎ相にずらして、それぞれのインバータのデューティ制御を行う（インターリーブ駆動制御）。
　制御回路１０のハードウエアの一例を図２に示す。プロセッサ１００と記憶装置１０１から構成され、図示していないが、記憶装置１０１はランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを具備する。また、フラッシュメモリの代わりにハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ１００は、記憶装置１０１から入力されたプログラムを実行し、インターリーブ駆動制御または後述するインターリーブ駆動と同相駆動との切替えの一部又は全部を遂行する。この場合、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプロセッサ１００にプログラムが入力される。また、プロセッサ１００は、演算結果等のデータを記憶装置１０１の揮発性記憶装置に出力してもよいし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置にデータを保存してもよい。また、プロセッサ１００及び記憶装置１０１に加え、ロジック回路、アナログ回路を併用してもよい。
　図１で説明した、ＤＣ／ＡＣ変換器３のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２（ｎ＝２）、トランス４の一次巻線４１１、４１２（ｎ＝２）、トランス４の二次巻線４２１ａ、４２１ｂ、４２２ａ、４２２ｂ（ｍ＝２）とした場合の各部の動作波形について図３を用いて説明する。
　図３Ａは直流電圧源１の電圧と、出力である負荷７の電圧を示しており、直流電圧源１の電圧が４００Ｖ、負荷７の電圧が４２０Ｖ程度の昇圧関係となっている。
　図３ＢはＤＣ／ＡＣ変換器３のインバータＩＮＶ１の駆動タイミングを示しており、ブリッジ側の上アームのスイッチング素子ＳＷ１１、ＳＷ１３の動作タイミングを示す。
　図３ＣはＤＣ／ＡＣ変換器３のインバータＩＮＶ２の駆動タイミングを示しており、ブリッジ側の上アームのスイッチング素子ＳＷ２１、ＳＷ２３の動作タイミングを示す。
　図３Ｂ、図３Ｃからわかるように、インバータＩＮＶ１とインバータＩＮＶ２は一周期内を２分割し、１８０度位相をずらして動作させている。インバータの数がＮ相ある場合は、一周期をｎ分割し、３６０度／ｎ位相をずらしてそれぞれをインターリーブ駆動させる。
　図３Ｄはトランス４の一次巻線４１１の電圧、図３Ｅはトランス４の一次巻線４１２の電圧を示す。図３Ｄの場合、インバータＩＮＶ１は１周期内の１／２周期にのみオン・オフ動作をしてトランス４の一次巻線４１１に電圧が生じ、インバータＩＮＶ１の２／２周期はオン・オフ動作しないが、トランス４の一次巻線４１１と一次巻線４１２が結合しているため、インバータＩＮＶ２が動作する２／２周期においてもトランス４の一次巻線４１１に電圧が生じることになる。
　図３Ｅの場合も同様、インバータＩＮＶ２は１周期内の２／２周期にのみオン・オフ動作をしてトランス４の一次巻線４１２に電圧が生じ、インバータＩＮＶ２の１／２周期はオン・オフ動作をしないが、トランス４の一次巻線４１１と一次巻線４１２が結合しているため、インバータＩＮＶ１が動作する１／２周期においてもトランス４の一次巻線４１２に電圧が生じることになる。
　このように、トランス４の一次巻線４１１、４１２には、スイッチングしない時にも電圧が生じるが、一次巻線４１１、４１２の巻数を同じにしておけば、例えばインバータＩＮＶ１が動作している時に、インバータＩＮＶ２が整流動作をして直流電圧源１に負荷電流を引き込むことはなく、直流電圧源１からの電力は、トランス４の二次巻線４２１ａ、４２１ｂ、４２２ａ、４２２ｂを通って負荷７に伝送される。
　以上のように、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２で１８０度位相を交互にずらしたインターリーブ駆動のスイッチングを行うと、トランス４の駆動周波数をインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の駆動周波数の２倍にできる。すなわち、１周期をインバータ２相で時分割してトランス４に対して交互に電圧を印加するのでＶＴ積（Ｖは印加電圧、Ｔは１次巻線に電圧を印加している時間）が半分となり、トランス４のコアを小さくできる。従って、トランス４のコアを小さくするために、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の駆動周波数を高くする必要がなく、スイッチング損失を小さくすることができる。
　同様に、ｎ相のインバータで交互に動作をさせるとＶＴ積が１／ｎとなりトランス４のコアのさらなる小型化が可能になる。
図３Ｆはトランス４の一次巻線４１１の電流、図３Ｇはトランス４の一次巻線４１２の電流を示す。図３ＦはインバータＩＮＶ１が動作している１／２周期にのみ（図３Ｂで示すタイミング）電流が流れ、図３ＧはインバータＩＮＶ２が動作している２／２周期にのみ（図３Ｃで示すタイミング）で電流が流れることを示す。すなわち、インバータを２相で動かすと、電流の印加時間が半分になっていることがわかる。
従って、インバータをｎ相で構成すると電流印加時間は１／ｎとなり、多相化することにより、インバータあたりの平均電流および電流実効値を減らすことができ、インバータの銅損を低減できることになる。従って、ＤＣ／ＡＣ変換器３の低損失化が実現できる。
　図３Ｈは平滑リアクトル６１ａを流れる電流であり、電流のリプル周波数がＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータのスイッチング周波数の２ｎ倍（インバータが２相の場合では４倍）となり、電流リプルが小さいことと、電流リプル周波数を高くできるため、フィルタ回路６の平滑リアクトル６１ａ～６ｍａと平滑コンデンサ６１ｂ～６ｍｂの容量を小さくすることができる。
　次に電力変換装置の動作について説明する。図４はインバータＩＮＶ１のスイッチング素子ＳＷ１１とスイッチング素子ＳＷ１４がオンしている時の電流経路を示している。トランス４の一次側の電流は、直流電圧源１から、スイッチング素子ＳＷ１１、一次巻線４１１、スイッチング素子ＳＷ１４を得て、直流電圧源１に戻る経路となる。トランス４のその他の１次巻線には電圧が生じるが、一次巻線の巻数を同数としているため、定常的に直流電圧源１を上回る電圧が生じず、残りのインバータＩＮＶ２～ＩＮＶｎに負荷電流が流れることはない。
　トランス４の二次巻線４２１ａ、４２１ｂ～４２ｍａ、４２ｍｂにはトランス４の一次巻線と二次巻線の巻数比に応じた電圧が生じ、整流回路５内の整流素子５１ｂ～５ｍｂが導通し、センタータップ点から平滑リアクトル６１ａ～６ｍａに向かって電流が流れる。２次巻線のそれぞれに接続されたフィルタ回路６は直列接続されており、負荷７には、フィルタ後の１段あたりの電圧のｍ倍の電圧が印加される。
　フィルタ回路６の平滑リアクトル６１ａ～６ｍａのインピーダンスを負荷７に比べて十分低い値に設定すると、電流リプルを含んだ電流は、図４中点線で示したように、例えば、トランス４の二次巻線４２１ｂ、平滑リアクトル６１ａ、平滑コンデンサ６１ｂを循環する電流となり、負荷７にはきわめて小さな電流リプル含んだ直流成分のみが流れる。
　図５にインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を用いて２相並列駆動をした場合の、平滑リアクトル６１ａ、平滑コンデンサ６１ｂ、負荷７の電流波形を示す。
　図５Ａは、図３Ａ同様、電力変換装置の入出力電圧を示し、図５Ｂは、図３Ｂ同様、インバータＩＮＶ１の駆動タイミング、図５Ｃは、図３Ｃ同様、インバータＩＮＶ２の駆動タイミング、図５Ｄは、図３Ｈ同様、平滑リアクトル６１ａと、負荷７の電流を示し、図５Ｅは平滑コンデンサ６１ｂの電流を示す。
　平滑リアクトル６１ａに流れる電流リプルの周波数はインバータＩＮＶ１およびインバータＩＮＶ２を駆動するスイッチング周波数の４倍の周波数のリプル成分を含んだ電流が流れるが、平滑コンデンサ６１ｂのインピーダンスを負荷７に対して十分小さくしておけば、この電流リプル成分は、平滑コンデンサ６１ｂにほぼ流れこんでトランス４の二次巻線４２１ｂ、平滑リアクトル６１ａを循環し、負荷７には現れない。
　次に、図６にインバータＩＮＶ１のスイッチング素子ＳＷ１３とスイッチング素子ＳＷ１２がオンしている時の電流経路を示す。トランス４の一次側の電流は、直流電圧源１から、スイッチング素子ＳＷ１３、一次巻線４１１、スイッチング素子ＳＷ１２を得て、直流電圧源１に戻る経路となる。トランス４のその他の１次巻線には電圧が生じるが、一次巻線の巻数を同数としているため、定常的に直流電圧源１を上回る電圧が生じず、残りのインバータＩＮＶ２～ＩＮＶｎに負荷電流が流れることはない。
　トランス４の二次巻線４２１ａ、４２１ｂ～４２ｍａ、４２ｍｂにはトランス４の一次巻線と二次巻線の巻数比に応じた電圧が生じ、整流回路５内の整流素子５１ａ～５ｍａが導通し、センタータップ点から平滑リアクトル６１ａ～６ｍａに向かって電流が流れ、直列接続されたフィルタ回路６により、負荷７には、フィルタ後の１段あたりの電圧のｍ倍の電圧が印加される。また、整流回路５内のそれぞれの整流素子５１ａ～５ｍａにかかる電圧を小さくできるため、サージ電圧も小さくすることができる。
　フィルタ回路の平滑リアクトル６１ａ～６ｍａのインピーダンスを負荷７に比べて十分低い値に設定すると、電流リプルを含んだ電流は、図中点線で示したように、例えば、トランス４の二次巻線４２１ｂ、平滑リアクトル６１ａ、平滑コンデンサ６１ｂを循環する電流となり、負荷７にはきわめて小さな電流リプル含んだ直流成分のみが流れる。
電流の説明については、トランスの二次巻線の流れる箇所が異なるだけで図５にて説明した通りであるため割愛する。
　ＤＣ／ＡＣ変換器３内の並列接続された他のインバータＩＮＶ２～ＩＮＶｎの位相をずらして動作した時も上述と同様の電流経路と動作になる。
　以上説明のように、本実施の形態の電力変換装置は、以下のような効果を奏し、高出力、高電圧電源が低損失かつ小型に実現することができる。
（１）位相をずらした場合はトランスの駆動周波数をＤＣ／ＡＣ変換部の駆動周波数のＮ倍にできるため、トランスのＶＴ積が小さくなり、コアを小型化できる。
（２）ＤＣ／ＡＣ変換部の電流印加時間を１／Ｎに分散できるため、銅損が小さい。
（３）トランスのコアを小さくするために、ＤＣ／ＡＣ変換部の駆動周波数を高くする必要がなくスイッチング損失が小さい。
（４）整流後の電圧を直列接続して出力電圧を得るため、１段あたりの整流電圧が小さいため、サージ電圧が小さくなり、サージ回路レスによる低損失化、および整流回路が安価な低耐圧素子で高電圧出力の回路が構成できる。
（５）ＤＣ／ＡＣ変換部の位相をずらしてインターリーブ動作させるため、出力電流リプルが高周波化されて小さくなり、フィルタ回路が小型化できる。
実施の形態２．
　実施の形態１は、トランス４の二次側の構成をフィルタ回路６内の個々のフィルタの出力を直列に接続して、負荷７へ高電圧を出力させていたが、実施の形態２は整流回路５の出力を直列接続して負荷７へ高電圧を発生させる構成としたものである。
　実施の形態２の構成について図７を用いて説明する。トランス４の一次巻線４１１～４１ｎの構成については実施の形態１と同じであるため割愛する。整流回路５を構成する整流素子５１ａと５１ｂのアノードを接続し、これを次段のトランス４の二次巻線のセンタータップ点に接続する。同様の接続を合計ｍ－１回繰り返して接続して、ｍ段の整流回路の直列接続を行う。なお、図７では、整流素子５１ａ、５１ｂからなる１段目の整流回路と、整流素子５ｍａ、５ｍｂからなるｍ段目の整流回路との間にある整流回路は省略している。
　この直列に接続された整流回路５の出力端である、１段目の二次巻線４２１ａ、４２１ｂのセンタータップ点と、ｍ段目の整流素子５ｍａ、５ｍｂのアノードの接続点に平滑リアクトル６１ａと平滑コンデンサ６１ｂからなるフィルタ回路６を接続し、フィルタ回路６の出力に負荷７を接続している。
　このような構成により、フィルタ回路６を構成する、平滑リアクトル６１ａの両端電圧が高くなるため、平滑リアクトル６１ａ、および平滑コンデンサ６１ｂに流れる電流リプルが大きくなるが、これを許容できれば、実施の形態１に比較して、平滑リアクトルと平滑コンデンサの数を減らすことができるので、電力変換装置のさらなる小型化が可能となる。すなわち、電流リプルが実施の形態１に比べて増加はするが、フィルタ回路６は小さくなり、その他の効果については実施の形態１と同じ効果が得られる。
実施の形態３．
　実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１または実施の形態２と同構成で、ＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータＩＮＶ１～ＩＮＶｎの位相をずらして動作させるインターリーブ駆動と、インバータＩＮＶ１～ＩＮＶｎを同じ位相で動作させるいわゆる同相駆動とを、直流電圧源１の電圧に応じて、切り替えて動作するものである。
　負荷７が充電池等であり、充電が進む時の負荷電圧と、ＤＣ／ＡＣ変換器３を構成するインバータＩＮＶ１～ＩＮＶｎのデューティの関係を図８に示す。
　直流電圧源１の電圧Ｖｉｎが一定の場合、充電初期は負荷７の電圧が低いため、ＤＣ／ＡＣ変換器３は制御回路１０の指令に基づきデューティを絞ってトランス４の二次側の平均電圧を調整して充電する。充電が進み、負荷７の充電電圧が高くなると、制御回路１０はトランス４の二次側の平均電圧を高くするため、ＤＣ／ＡＣ変換器３はデューティを広げて充電動作をさせる（グラフＰ）。
　一般にトランス４の動作比率が高い、いわゆる電流実効値が低くなるように、ＤＣ／ＡＣ変換器３のデューティを最大として、動作させたほうが電力変換装置の効率は良くなるため、直流電圧源１の電圧Ｖｉｎを可変しながら充電するようなデューティ最大制御をさせることが望まれる（グラフＱ）。このデューティ最大制御は、充電初期状態は直流電圧源１の電圧が低く、ＶＴ積に余裕がある状態（例えば期間Ｒ）で、ＤＣ／ＡＣ変換器３をインターリーブ動作させて、トランス４の駆動周波数が高いままにしておくと、鉄損を無駄に発生させることになる。このため、直流電圧源１の電圧を低い状態（期間Ｒ）では、ＤＣ／ＡＣ変換器３のインターリーブ駆動するインバータの数（インターリーブ駆動数）を減らし、究極は同相駆動にするとトランス４を駆動する周波数を下げることができる。
　トランスが飽和しないＶＴ積の条件、かつトランスの駆動周波数を下げると鉄損が下がる条件を満たす時刻ｔ１で、ＤＣ／ＡＣ変換器３の動作を、インターリーブ駆動のインターリーブ数を下げる、もしくは同相駆動に切り替えると、鉄損を抑え電力変換装置を高効率に動作させることができる。
　図９にＤＣ／ＡＣ変換器３をインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を用いて２相並列駆動をした場合のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の駆動タイミング、デューティ、インターリーブと同相駆動との切替え動作について説明する。
　図９Ａは直流電圧源１の電圧Ｖｉｎを固定した時の、充電初期時のインターリーブ駆動のインバータＩＮＶ１、２それぞれの駆動タイミングとデューティを模式的に記したものである。充電初期時は、負荷７の充電電圧が低いため、トランス４の二次側平均電圧を下げるようにデューティを絞った動作となっており、この短い動作期間においてトランス４の二次側に電力伝送を行うため、電流実効値が高く損失が大きい。
　図９Ｂは、充電完了時のインターリーブ駆動のインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２それぞれの駆動タイミングとデューティを模式的に記したものである。負荷７の充電電圧が高いため、トランス４の二次側平均電圧を上げるために、デューティが広く、電流実効値が低く抑えられ高効率動作とする。デューティ一定制御とは、このデューティが大きい状態となるよう、直流電圧源１の入力電圧Ｖｉｎを可変とする制御である。入力電圧Ｖｉｎを可変とするため、インターリーブ駆動数を可変とする。
　図９Ｃは、充電初期の直流電圧源１の電圧が低く、デューティを最大となるように開き、トランス４のコアが飽和しないＶＴ積となる場合に、ＤＣ／ＡＣ変換器３を同相駆動した時の図である。この場合はトランス４の駆動周波数がインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２のスイッチング周波数と同じとなり、インターリーブ駆動時より周波数が下がるため、鉄損を小さくすることができる。
　以上のように、直流電圧源１の電圧に応じて、ＤＣ／ＡＣ変換器３の動作を、インターリーブの駆動数の切り替え、またはインターリーブ駆動と同相駆動との切替えにより、トランス４の駆動周波数を可変とすることで、大電力、高出力電圧に対応した、トランスの小型化と低損失化が可能な電力変換器を得ることが出来る。
　本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。
従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１：直流電圧源、２：リンクコンデンサ、３：ＤＣ／ＡＣ変換器、ＩＮＶ１～ＩＮＶｎ：インバータ、ＳＷ１１～ＳＷｎ４：半導体スイッチ、４：トランス、４１１～４１ｎ：一次巻線、４２１ａ、４２１ｂ～４２ｍａ、４２ｍｂ：二次巻線、５：整流回路、５１ａ、５１ｂ～５ｍａ、５ｍｂ：整流素子、６：フィルタ回路、６１ａ～６ｍａ：平滑リアクトル、６１ｂ～６ｍｂ：平滑コンデンサ、７：負荷、８：入力電圧センサ、９：出力電圧センサ、１０：制御回路

Claims (10)

  1. 　直流電源を交流変換するためのＮ個（Ｎは２以上の整数）のＤＣ／ＡＣ変換部、
    　前記Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部のそれぞれに接続されるＮ個の一次巻線と前記Ｎ個の一次巻線と磁気的に結合するＭ個（Ｍは２以上の整数）の二次巻線とを有するトランス、
    　前記トランスに接続され、前記トランスからの出力を直流に整流して出力するＭ個の整流回路、
    　前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御する制御回路、
    を備え、
    　前記Ｍ個の整流回路の直流側端子は互いに接続されており、
    　前記制御回路は、前記Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部を、位相をずらしたインターリーブ駆動させること、を特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記Ｍ個の整流回路は、Ｍ個のフィルタ回路を介して接続されており、前記Ｍ個のフィルタ回路は互いに直列に接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記Ｍ個の整流回路は、互いに直列に接続されており、前記直列に接続されたＭ個の整流回路の両端はフィルタ回路を介して負荷に接続されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記インターリーブ駆動は、前記直流電源の電圧に応じて、前記ＤＣ／ＡＣ変換部のインターリーブ駆動数を可変とすることを特徴とする請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  5. 　前記トランスが飽和せず、かつ前記トランスの駆動周波数を下げると鉄損が下がる前記直流電源の電圧が低い場合に前記インターリーブ駆動数を小さくすることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　一つのコアにＮ個（Ｎは２以上の整数）の一次巻線とＭ個（Ｍは２以上の整数）の二次巻線を巻回して構成されるトランス、
    　Ｎ個の一次巻線に接続され、直流電源を交流変換するＮ個のＤＣ／ＡＣ変換部、
    　入力側は前記Ｍ個の二次巻線に接続され、前記トランスからの出力を直流に整流して出力するＭ個の整流回路、
    　前記ＤＣ／ＡＣ変換部を制御する制御回路、
    を備え、
    　前記制御回路は、前記Ｎ個のＤＣ／ＡＣ変換部を、互いに位相をずらしたインターリーブ駆動と同相駆動とを前記直流電源の電圧に応じて切替えることを特徴とする電力変換装置。
  7. 　前記Ｍ個の整流回路は、Ｍ個のフィルタ回路を介して互いに接続されており、前記Ｍ個のフィルタ回路は互いに直列に接続されていること、を特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記Ｍ個の整流回路は、互いに直列に接続されており、前記直列に接続されたＭ個の整流回路の両端はフィルタ回路を介して負荷に接続されることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
  9. 　前記トランスが飽和せず、かつ前記トランスの駆動周波数を下げると鉄損が下がる前記直流電源の電圧が低い場合に前記同相駆動に切替えることを特徴とする請求項６から８のいずれか一項に記載の電力変換装置。
  10. 　前記Ｎ個の一次巻線のそれぞれの巻線の巻数を同じとしたことを特徴とする請求項１から９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
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