JP2010041910A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】瞬低補償による損失の増加を最低限にしつつ電源装置の高効率化を実現可能な電源装置を提供する。
【解決手段】交流を直流に変換するコンバータと、このコンバータが変換した直流を昇圧して出力するｎ個（ｎは、自然数）の従属接続された昇圧チョッパを有する昇圧チョッパ群と、この昇圧チョッパ群により昇圧された直流を交流に変換するインバータと前記コンバータと前記昇圧チョッパ群との接続点に設けられて、該コンバータが出力した直流に含まれるリプルを所定レベル以下に低減する平滑コンデンサと、前記ｎ個の各昇圧チョッパにそれぞれ入力される直流を該昇圧チョッパをバイパスして前記インバータの入力として与えるｎ個のバイパスダイオードを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に係り、特に高効率化、小形化するに好適な絶縁型交流‐直流変換電源装置に関する。

図１０は、従来の絶縁型交流‐直流変換電源装置（以下、単に電源装置と称する）の要部概略構成を示す回路図であり、図１１，１２は、その動作を示す波形図である。図１０に示す電源装置は、入力された交流電圧を整流して直流電圧に変換する第１のコンバータ（昇圧形チョッパ方式アクティブコンバータ：以下、昇圧コンバータと称する。）と、この昇圧コンバータが出力する直流電圧を受けて高周波の交流電圧を出力するインバータと、このインバータが出力する交流電圧を変圧する変圧器と、この変圧器により変圧された交流電圧を再び直流電圧に変換する第２のコンバータ（以下、整流コンバータと称する。）を備えて構成される。

詳しくは図１０においてＤ₁〜Ｄ₄は整流用ダイオードであって、整流用ダイオードＤ₁のアノードおよび整流用ダイオードＤ₂のカソードを接続した第１の接続点ａを有する直列回路と、整流用ダイオードＤ₃のアノードおよび整流用ダイオードＤ₄のカソードを接続した第２の接続点ｂを有する直列回路とを並列に接続した第１のブリッジ整流回路を構成している。この第１のブリッジ整流回路における第１の接続点ａと第２の接続点ｂとの間には交流電源１が接続される。

第１のブリッジ整流回路における直流出力端（整流用ダイオードＤ₁，Ｄ₃のカソードおよび整流用ダイオードＤ₂，Ｄ₄のアノード）には、第１の平滑リアクトルＬ₁の一端と半導体スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）のドレイン）とを直列に接続した直列回路が並列に接続される。そしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）のドレインとソースとの間には、逆流防止用ダイオードＤ₅と第１の平滑コンデンサＣ₁とを直列に接続した直列回路が並列に接続されて、昇圧コンバータを構成している。

昇圧コンバータの直流出力、すなわち平滑コンデンサＣ₁の両端に生じる直流電圧Ｅ_d1は、半導体スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂〜Ｑ₅））によって構成されるインバータに与えられる。このインバータは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃）のドレインとを第３の接続点ｃで接続した直列回路と、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₄）のソースとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₅）のドレインとを第４の接続点ｄで接続した直列回路とを並列に接続して構成される。このインバータの第３の接続点ｃと第４の接続点ｄとの間には、所定の変圧器（巻数比）を有する変圧器Ｔの一次巻線が接続される（この図においては、変圧比をｎ：１としている）。

変圧器Ｔの二次巻線には、インバータが出力する高周波交流を［ｎ：１］に変圧した交流が出力され、整流用ダイオード（Ｄ₆〜Ｄ₉）によって構成される第２のブリッジ整流回路に与えられる。この第２のブリッジ整流回路は、整流用ダイオードＤ₆のアノードおよび整流用ダイオードＤ₇のカソードを接続した第５の接続点ｅを有する直列回路と、整流用ダイオードＤ₈のアノードおよび整流用ダイオードＤ₉のカソードを接続した第６の接続点ｆを有する直列回路とが並列に接続されて構成される。そして、この第２のブリッジ整流回路の第５の接続点ｅと第６の接続点ｆとの間には、変圧器Ｔの二次巻線が接続されている。

第２のブリッジ整流回路における直流出力端には、第２の平滑リアクトルＬ₂と第２の平滑コンデンサＣ₂の直列回路からなる平滑回路が並列に接続されて整流コンバータを構成する。そして第２の平滑コンデンサＣ₂の両端には、負荷Ｒ_Lが接続される。
このように構成された電源装置の機能は、次のとおりである。
（１）交流入力を所望の電圧の直流出力に変換し、かつ入力電圧や負荷電流の変動にかかわらず一定の出力電圧を維持する。
（２）交流入力側と直流出力側とを絶縁する。
（３）交流入力電流をほぼ力率［１］の正弦波とする。

更に電源装置に接続される負荷が情報・通信機器などの高信頼性を要求されるものである場合には、次の機能も必要とされる。
（４）商用交流電源の数ｍｓ〜数サイクル程度の期間における電圧低下、いわゆる瞬時電圧低下（以下、瞬低と称する）においても所定の出力電圧を確保すること(以下、この機能を瞬低補償と称する)。

これらの機能を実現するための電源装置の作動について、図１１を参照して説明する。
電源装置に入力される商用交流の入力電圧Ｖ_inの波形は、正弦波状に変化する。この入力電圧Ｖ_inは、整流用ダイオードＤ₁〜Ｄ₄により構成された第１のダイオードブリッジによって整流され、その整流電圧Ｖ_r1の整流波形は、図示したような全波整流波形となる。
ここで、例えば入力電圧Ｖ_inが正極性の場合（第１の接続点ａが正）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）をオンすると、交流電源１→整流用ダイオードＤ₁→リアクトルＬ₁→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）→整流用ダイオードＤ₄→交流電源１の経路で電流が流れ、交流電源１の電圧がリアクトルＬ₁の両端に印加され、電流Ｉ_Lが増加する。次いでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）をオフすると交流電源１→整流用ダイオードＤ₁→リアクトルＬ₁→逆流防止用ダイオードＤ₅→平滑コンデンサＣ₁→整流用ダイオードＤ₄→交流電源１の経路で電流が流れる。このときリアクトルＬ₁には平滑コンデンサＣ₁両端の直流電圧Ｅ_d1と交流電源１両端の入力電圧Ｖ_inとの差電圧が加わるが、回路の動作により直流電圧Ｅ_d1は、入力電圧Ｖ_inのピーク値より高く保たれている。このためリアクトルＬ₁を流れる電流Ｉ_Lは、減少する。

入力電圧Ｖ_inが負極性（第２の接続点ｂが正）の場合でも同様に考えることができるが、その説明は省略する。
この電源装置は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）のオンとオフの時比率を制御することにより、電流Ｉ_Lの波形と大きさを任意に制御することが可能である。電流Ｉ_Lを図１１に示したような正弦波整流波形（簡単化のためリプル分は無視している）とすれば、入力電流Ｉ_inは正弦波状の波形となる。またこの電源装置は、負荷電力に応じて電流Ｉ_Lの振幅を制御することで直流電圧Ｅ_d1を一定に保つことができる。

一方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂〜Ｑ₅）からなるインバータは、直流電圧Ｅ_d1を高周波の交流電圧に変換する。つまりＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₅）をオンし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₄）をオフするとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₄）に正の電圧が、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₄）をオンし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂）およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₅）をオフするとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₄）に負の電圧がそれぞれ印加される。

このようにしてインバータは、正負の電圧を交互に生成し、高周波の交流電圧（一次電圧Ｖ_t）を得て変圧器Ｔに与えている。（図１２では見易さの都合上、入力電圧Ｖ_inと変圧器の一次電圧Ｖ_tの周期を同程度で表現しているが、一般的には入力電圧Ｖ_inが５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用周波数であるのに対し、変圧器の一次電圧Ｖ_tは変圧器を小形化するためインバータのスイッチング周波数を数ｋＨｚ以上とする）。

インバータから出力される高周波の交流電圧は、変圧器Ｔによって変圧、絶縁された後、整流コンバータを構成する整流用ダイオードＤ₆〜Ｄ₉によって整流され、第２のリアクトル（平滑リアクトル）Ｌ₂および第２の平滑コンデンサＣ₂の直列回路からなる平滑回路によって平滑される。そして、リプル成分を抑制した直流電圧が平滑コンデンサＣ₂の両端から得られ、この直流電圧は負荷Ｒ_Lに供給される。

負荷Ｒ_Lに印加される電圧は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂，Ｑ₅）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃，Ｑ₄）をオンする時比率（以下、インバータ時比率と称する）によって制御できる。
概略的には上述したように構成された電源装置において瞬低が発生した場合には入力電力の供給が断たれるので直流電圧Ｅ_d1が低下する。しかしこの電源装置は、ある範囲内であればＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂，Ｑ₅）またはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃，Ｑ₄）をオンする時比率を大きくすることによって変圧器の一次電圧Ｖ_tの平均値を一定に保ち、出力電圧を維持することができる。

ところで瞬低時であっても安定した直流出力電圧を得ることができる機能を電源装置にもたせると効率は低下する。次にこの理由を説明する。
直流電圧Ｅ_d1がある程度低下しても安定した直流出力電圧を維持するためには、変圧器Ｔの変圧比（ここではｎ：１のｎの値）を本来の最適値より小さくする必要がある。例えば通常時の直流電圧Ｅ_d1が上記動作により４００Ｖ一定に保たれており、直流出力電圧Ｖ_outが１０Ｖであるならば、インバータを最大時比率で運転するために必要な変圧器Ｔの変圧比は［４００：１０］、すなわち変圧比ｎは［４０］となる（ここでは簡単化のため回路内の電圧降下は無視する）。

一方、直流電圧Ｅ_d1が２００Ｖまで低下しても直流出力電圧Ｖ_outを一定に維持するために必要な変圧器Ｔの変圧比は［２００：１０］、すなわち変圧比ｎは［２０］となる。この条件で変圧比を設定すると、通常時、すなわち直流電圧Ｅ_d1が４００Ｖのときは、直流出力電圧Ｖ_outを１０Ｖに保つためにインバータ時比率をおよそ［０.５］にして運転することになる。この場合、次の理由から電源装置内で生ずる損失が大きくなる。
（１）変圧器Ｔの一次巻線に流れる電流の振幅は平滑リアクトルＬ₂に流れる電流の［１／ｎ］であるが、変圧比ｎが小さくなるにつれてこの電流値が大きくなる。このためインバータを構成するＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂〜Ｑ₅）および変圧器Ｔの一次巻線で発生する損失が増大する。
（２）整流コンバータから出力される整流電圧Ｖ_r2は、およそ［Ｅ_d1／ｎ］であるが、変圧比ｎが小さくなることで、通常時に整流コンバータを構成する整流用ダイオードＤ₆〜Ｄ₉に印加される電圧が高くなる。このため整流用ダイオードＤ₆〜Ｄ₉には、より耐圧の高い部品を用いる必要があるが一般に半導体素子における同一条件での損失は耐圧が高くなるほど大きくなる傾向がある。
（３）整流電圧Ｖ_r2の電圧が印加されない期間が長くなるので、これを平滑するために必要な平滑リアクトルＬ₂のインダクタンス値を大きくする必要がある。例えば図１２において瞬低補償なしの場合、整流電圧Ｖ_r2が［０Ｖ］まで低下する期間は、変圧器Ｔの一次電圧Ｖ_tの極性切換え時におけるわずかな時間であるものの、瞬低補償ありの場合、通常時では全体の約１／２の期間は電圧が印加されず、この期間は平滑リアクトルＬ₂に蓄えられたエネルギーを負荷Ｒ_Lに供給する必要がある。しかし平滑リアクトルＬ₂を大形化することは、電源装置が大きくなるだけでなく、平滑リアクトルＬ₂における損失も増加するという新たな問題が生ずる。

このようなインバータ以降における損失増加を回避する電圧形インバータが知られている（例えば、特許文献１を参照）。この電圧形インバータは、原理的には図１３に示すように構成されている。この図に示す電源装置が前述した図１０に示した電源装置と異なるところは、昇圧コンバータとインバータとの間に直流電圧を昇圧する昇圧チョッパを介装した点にある。即ち、昇圧コンバータの出力側に設けられた第１の平滑コンデンサＣ₁の両端には、リアクトルＬ₃の一端と半導体スイッチング素子（例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₆のドレイン）とが接続された直列回路が接続される。そしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₆）のドレインとソース間には、ダイオードＤ₁₀と第３の平滑コンデンサＣ₃とで構成した直列回路が接続されて、昇圧チョッパを構成している。この昇圧チョッパも前述した図１０に示す電源装置と同様の動作によりリアクトルＬ₃に流れる電流を制御することができ、結果として入力電圧よりも高い出力電圧を得ることができる。

このため瞬低時に直流電圧Ｅ_d1が低下(例えば４００Ｖから２００Ｖに低下)しても昇圧チョッパによって昇圧することで電圧Ｅ_d2を一定（例えば４００Ｖ）に保つことができる。したがって、上述した例では変圧器Ｔにおいて変圧比ｎを［４０］とする設計が可能となる。
あるいは図１４に示すように上述した図１０の電源装置における平滑コンデンサＣ₁と並列に充放電可能な二次電池ＢＡＴを接続し、交流電源１からの電力供給が断たれても電圧Ｅ_d2をほぼ一定に保ちつつ、二次電池ＢＡＴに蓄えた電力を負荷Ｒ_Lに供給する無停電電源装置もある。

特開平２‐２４１３７１号公報（図２）

しかしながら、上述した特許文献１に記載の電圧形インバータは、次のような問題点がある。
（１）昇圧チョッパにおける損失が生ずる。
これは図１３に示す回路においてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₆）がオン／オフ動作をしている場合はもちろん、第１の平滑コンデンサＣ₁両端の直流電圧Ｅ_d1が十分高く、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₆）が停止している場合においてもリアクトルＬ₃の巻線抵抗成分およびダイオードＤ₁₀の順電圧降下による損失が生ずる。このためインバータ以降の回路損失を抑制した分が相殺されてしまう。更にリアクトルＬ₃には常時電流が流れるため、昇圧動作する時間が極めて短いにも関わらず、電流容量の大きなものが必要となる。
（２）第３の平滑コンデンサＣ₃は、インバータが発生するリプル電流を吸収するため、大きな静電容量を有する必要がある。

元々第１の平滑コンデンサＣ₁は、瞬低時のエネルギー供給のため静電容量を十分大きくしてあるので図１０に示した回路では第１の平滑リアクトルＬ₁、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）およびダイオードＤ₅の回路において発生するリプル電流とインバータのリプル電流の両方を吸収する役割を担うことができる。しかしながら図１３の回路ではインバータと第１の平滑コンデンサＣ₁との間にリアクトルＬ₃が挿入されているため、高周波リプル電流が通過できない。このため昇圧チョッパの出力段には、別途第３の平滑コンデンサＣ₃が必要となる。これによって電源装置が大形化する。

この種の問題を解決するべくなされた電源装置が特開平８‐１８５９９３号公報に示されている。この電源装置は、瞬低時にあらかじめ充電しておいた別のコンデンサからエネルギーを供給するものである。しかしこの電源装置は、通常時にリプルを吸収するコンデンサと、瞬低時にエネルギーを供給するコンデンサとが分離されてしまうため、装置の大形化を避けられないという問題が依然として残っている。

あるいは図１４に示した無停電電源装置には、二次電池の充放電による電圧変動が生ずる。この電圧変動に対応するには、上述したように変圧器Ｔの変圧比を設定しなければならず効率低下が避けられない。
本発明は、このような問題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、瞬低補償あるいは停電中の電力供給（停電補償）機能を有することに起因した損失の増加を最低限にしつつ、高効率化および小形化が実現可能な電源装置を提供しようとするものである。

上述した課題を解決するため本発明の電源装置は、入力された交流電圧を直流電圧に変換して出力する第１のコンバータ（昇圧コンバータ）と、この第１のコンバータが出力した直流電圧を昇圧して出力するｎ個（ｎは、自然数）の縦続接続された昇圧チョッパを有する昇圧チョッパ群と、前記昇圧チョッパ群の初段の入力側に設けられて、前記第１のコンバータ（昇圧コンバータ）が出力した直流電圧に含まれるリプルを所定レベル以下に低減する平滑コンデンサと、前記ｎ個の各昇圧チョッパにそれぞれ入力される直流電圧を該昇圧チョッパをバイパスして昇圧チョッパ群の最終段の出力に与えるｎ個のバイパスダイオードを備えることを特徴としている（請求項１の発明）。

上述の電源装置は、昇圧チョッパ群が非稼動のとき、昇圧チョッパ群が有するスイッチング素子およびリアクトルを介すことなく前記バイパスダイオードによって各昇圧チョッパに入力される直流をバイパスして出力する。このため昇圧チョッパが有するスイッチング素子に電流が流れることによる損失が生じない。また昇圧チョッパのリアクトルは、交流入力電圧の瞬低期間中における昇圧チョッパの電流に耐えればよく、短時間定格対応の細い巻線を用いたリアクトルが適用でき、電源装置を小形化できる。

前記電源装置は、更に前記昇圧チョッパ群の出力側に接続されて、該昇圧チョッパ群により昇圧された直流電圧を交流電圧に変換するインバータを備えることを特徴としている（請求項２の発明）。
上述の電源装置は、昇圧チョッパ群が非稼動のとき、昇圧チョッパ群が有するスイッチング素子およびリアクトルを介すことなく前記バイパスダイオードによって各昇圧チョッパに入力される直流をバイパスして後段のインバータに与えることができる。このため通常時は、インバータのリプル電流もバイパスダイオードを介して担うことができる。また昇圧チョッパが有するリアクトルは、交流入力電圧の瞬低期間中における昇圧チョッパの電流に耐えればよいので、短時間定格対応の細い巻線を用いたリアクトルを用いることが可能となるほか、昇圧チョッパが有するスイッチング素子およびリアクトルには電流が流れないため損失を低減することができる。

また前記バイパスダイオードは、更に並列に接続された並列コンデンサを備えることを特徴としている（請求項３の発明）。
上述の電源装置において昇圧チョッパの入力側および出力側にそれぞれ備える平滑コンデンサは、前記バイパスダイオードによって並列に接続されるが、さらにリプル電流の影響等により前記バイパスダイオードが一瞬オフすることがあってもバイパスダイオードと並列に接続されたコンデンサによって交流的に短絡されて、二つの平滑コンデンサが並列に接続されるため大きな静電容量が得られ、それゆえ効果的にリプルを除去することができる。このため電源装置の体積を抑えることができ、電源装置の小形化が図れる。

また前記並列コンデンサは、前記インバータのスイッチング周波数成分に対して十分に低いインピーダンスを有することを特徴としている（請求項４の発明）。
上述の電源装置は、インバータのスイッチング動作によって発生するリプルを効果的に除去することができ、それゆえ電源装置から外部に放射されるノイズを低減することができる。

あるいは前記第１のコンバータ（昇圧コンバータ）は、ダイオードとオン・オフ制御可能なスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を２組並列に接続して構成することを特徴としている（請求項５の発明）。
また前記第１のコンバータは、２つのダイオードを直列に接続した直列回路およびオン・オフ制御可能な２つのスイッチング素子を直列に接続した直列回路とを並列に接続して構成されることを特徴としている（請求項６の発明）。

更に前記第１のコンバータは、リアクトルを介した交流を入力とすることを特徴としている（請求項７の発明）。
上述の電源装置は、スイッチング素子のオン／オフタイミングを制御することによって交流電源側に設けたリアクトルに電圧を生じさせ、瞬低期間における電圧低下を補償することができる。

また本発明の電源装置は、更に前記ダイオードと前記スイッチング素子が直列に接続された接続点と前記インバータの入力側との間に別のバイパスダイオードが接続されることを特徴としている（請求項８の発明）。
あるいは本発明の電源装置は、２つの前記ダイオードが直列に接続された接続点と前記インバータの入力側との間、および２つの前記スイッチング素子が直列に接続された接続点と前記インバータの入力側との間にそれぞれ別のバイパスダイオードが接続されることを特徴としている（請求項９の発明）。

上述の電源装置は、交流入力電圧を昇圧チョッパが有するスイッチング素子およびリアクトルを介すことなく直接、後段のインバータに与えることができるため損失を低減することができる。
また本発明の電源装置は、更に前記インバータの出力側には変圧器が接続されて、変圧した交流電圧を該変圧器から出力することを特徴としている（請求項１０の発明）。

上述の電源装置は、前記変圧器によって入力側と出力側とを絶縁することができる。
この電源装置は、更に前記変圧器の出力側には該変圧器から出力される交流電圧を直流電圧に変換して出力する第２のコンバータ（整流コンバータ）と、この第２のコンバータが出力した直流電圧を平滑する第２の平滑リアクトルとを備え、前記インバータは、その起動時にスイッチング周波数を通常運転時よりも高めて運転し、前記第２の平滑リアクトルに流れるリプル電流を抑制することを特徴としている（請求項１１の発明）。

上述の電源装置は、起動時に前記第２の平滑リアクトル（直流リアクトル）に流れるリプル電流、すなわち負荷と並列に接続された平滑コンデンサおよび負荷が有するコンデンサ成分に流れる高周波電流を効果的に抑制することができる。
あるいは本発明の電源装置は、二次電池とこの二次電池を充放電する充放電制御部とが直列に接続された直列回路を前記平滑コンデンサと並列に接続してなり、前記充放電制御部は、前記入力される交流電圧が所定の電圧値を超えたとき、前記二次電池を充電して電力を蓄える一方、前記交流電圧が所定の電圧値を下回ったとき、前記二次電池に蓄えた電力を放電して負荷に供給することを特徴としている（請求項１２の発明）。

上述した電源装置は、例えば入力される交流電圧が正常のとき（通常運転時）は二次電池を充電して電力を蓄える一方、停電時等のように交流の入力が遮断されて交流電圧が低下し、二次電池に蓄えられた電力を負荷に供給する電源装置（無停電電源装置）であっても通常時運転時は、前述したように損失増加を最低減に抑えることができる。

本発明の請求項１〜１０に記載の電源装置によれば、瞬低補償による損失の増加を最低限にすることができ、装置の高効率化および小形化が実現できる。
また本発明の請求項１１に係る発明によれば、直流平滑リアクトルを最小限の容量とすることができ、装置のさらなる高効率化および小形化を図ることができるという優れた効果を奏し得る。

あるいは請求項１２に係る発明によれば通常運転時における損失増加を最低限に抑えることができ、高効率化および小形化を実現した電源装置（無停電電源装置）が提供できる。

本発明の実施例１に係る電源装置の要部概略構成を示す回路図。 本発明の実施例２に係る電源装置の要部概略構成を示す回路図。 本発明の実施例３に係る電源装置の要部概略構成を示す回路図。 本発明の実施例４に係る電源装置の要部概略構成を示す回路図。 本発明の実施例５に係る電源装置の要部概略構成を示す回路図。 本発明の実施例６に係る電源装置の要部概略構成を示す回路図。 図６に示す双方向スイッチの一例を示す回路図。 本発明の実施例７に係る電源装置の要部概略構成を示す回路図。 図８に示す実施例７を変形した電源装置の要部概略構成を示す回路図。 従来の電源装置の要部概略構成を示す回路図。 図１０に示す電源装置の入力電圧・電流および昇圧コンバータの出力電圧とリアクトルに流れる電流の一例を示す図。 図１０に示す電源装置におけるコンバータの制御信号と出力電圧との関係を示すグラフ。 図１０とは別の従来の電源装置の要部概略構成を示す回路図。 従来の無停電電源装置の要部概略構成を示す図。

以下、本発明の一実施形態に係る電源装置について添付図面を参照しながら説明する。なお、図１〜図９は、本発明における実施形態の一例を示すものであって、これらの図面によって本発明が限定されるものではない。また図中、図１０，１３，１４と同一の符号を付した部分は同一物を表わし、基本的な構成はこれらの図に示す従来のものと同様であるのでその説明を略述する。

図１は、本発明の実施例１に係る電源装置の要部概略構成を示した回路図である。この実施例１に係る電源装置が、従来の電源装置と異なるところは、第１のコンバータ（昇圧コンバータ）の直流出力、すなわち昇圧チョッパ回路に与えられた直流をバイパスさせてインバータの入力に与えるバイパスダイオードＤ₂₀を設けた点にある。すなわち第１の平滑コンデンサＣ₁の正極側に第１のバイパスダイオードＤ₂₀のアノードを接続する一方、この第１のバイパスダイオードＤ₂₀のカソードをダイオードＤ₁₀と平滑コンデンサＣ₃との接続点に接続する。なお、第１の平滑コンデンサＣ₁は、Ｖ_inの２倍周波数成分に対して十分に低いインピーダンスを有するものを用いる。

このように構成した本発明の実施例１に係る電源装置において、通常時はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₆）をスイッチングしない。このため昇圧チョッパに与えられる直流は、第１のバイパスダイオードＤ₂₀によりバイパスされてインバータに与えられる。ここで第１および第３の平滑コンデンサＣ₁，Ｃ₃におけるそれぞれ両端の直流電圧Ｅ_d1，Ｅ_d2は、通常時、瞬低時とも平滑された直流電圧である。このため第１のバイパスダイオードＤ₂₀は高周波を整流する性能が不要であり、低速のダイオードで済む。低速のダイオードの順電圧は高速のものに比べて低く（１／２程度）、またリアクトルＬ₃に電流が流れないため、従来の電源回路に比べて損失を大幅に低減することができる。

更に第１のバイパスダイオードＤ₂₀に電流が流れる時間は、瞬低時の数１０ｍｓ以下である。したがって昇圧チョッパが稼動する時間も数１０ｍｓ以下の時間であるため、リアクトルＬ₃には巻線を細くした短時間定格のものを用いることができる。よって、従来の電源回路に比べリアクトルＬ₃を大幅に小形化できる。また通常時の電流は、第１のバイパスダイオードＤ₂₀によってバイパスされるので第１の平滑コンデンサＣ₁とインバータとの間にリアクトルＬ₃が介在しない。このため通常時、第１の平滑コンデンサＣ₁はインバータのリプル電流をも担うことができる。このため第３の平滑コンデンサＣ₃は、瞬低期間中の昇圧チョッパおよびインバータのリプルだけに耐えれば良く、短時間定格対応の細い巻線を用いたリアクトルが適用でき、電源装置を小形化できる。

より好ましくは昇圧コンバータが有する第１の平滑リアクトルＬ₁と逆流防止用ダイオードＤ₅との接続点に第２のバイパスダイオードＤ₂₁のアノードを接続する一方、この第２のバイパスダイオードＤ₂₁のカソードをダイオードＤ₁₀と平滑コンデンサＣ₃との接続点に接続するとよい。
この第２のバイパスダイオードＤ₂₁は、第１の平滑リアクトルＬ₁→逆流防止用ダイオードＤ₅→第１の平滑コンデンサＣ₁→第１のバイパスダイオードＤ₂₀の経路で流れていた電流の一部を、直接第３の平滑コンデンサＣ₃に導くためのものである。このように構成することで本発明の実施例１に係る電源装置は、逆流防止用ダイオードＤ₅および第１のバイパスダイオードＤ₂₀の２個のダイオードを通過していた電流が第２のバイパスダイオードＤ₂₁だけを通過することになるため更に損失を低減することができ好ましい。

なお、本発明の実施例１に係る電源装置において、負荷Ｒ_L側に設けた平滑リアクトルＬ₂には上述したように最小限のインダクタンス値のものを用いることができるが、電源装置の起動時においては第２のコンデンサ両端の直流出力電圧Ｖ_outを徐々に立ち上げる、いわゆるソフトスタートを行う必要がある。これは第２の平滑コンデンサＣ₂および負荷Ｒ_Lに含まれるコンデンサ成分への突入電流を抑制するためである。

したがって、このときに限ってはインバータ時比率を絞って運転する必要があるため第２の平滑リアクトルに流れるリプル電流が大きくなる懸念がある。これが問題となる場合には起動時に限ってインバータを通常の運転周波数より高い周波数で動作させるとよい。つまりリプル電流の振幅は、周波数に反比例するためこれによってリプルを抑制することができる。しかしながらこのときは、周波数に比例するスイッチング損失等の損失増加があるものの起動中のごく短い時間に限られるので効率、部品サイズの両方の面において問題にはならない。

なお、瞬低時においても交流入力電圧が残っている（０Ｖでない）場合には、継続して昇圧コンバータを動作させ、電力の一部を交流入力から取ることで、昇圧チョッパの運転時間を短縮するか、あるいは瞬低補償時間を延長することが可能である。

次に図２を参照しながら本発明の実施例２に係る電源装置について説明する。この実施例２の電源装置が、前述した実施例１の電源装置と異なるところは、第１のバイパスダイオードＤ₂₀と並列にコンデンサＣ₂₀を接続した点にある。
このように構成した本発明の実施例２に係る電源装置は、並列コンデンサＣ₂₀を介して第１の平滑コンデンサＣ₁と第３の平滑コンデンサＣ₃とが交流的に接続され、あたかも第１の平滑コンデンサＣ₁と第３の平滑コンデンサＣ₃とが並列に接続されたことと等価と見なすことができる。更にリプル電流の影響等により第１のバイパスダイオードＤ₂₀が一瞬オフすることがあっても、このバイパスダイオードＤ₂₀と並列に接続されたコンデンサＣ₂₀によって第１の平滑コンデンサＣ₁と第３の平滑コンデンサＣ₃とが交流的に短絡される。

したがって本発明の実施例２に係る電源装置は、２つの平滑コンデンサＣ₁，Ｃ₃の合成静電容量が、前述した実施例１の電源装置における平滑コンデンサＣ₃の静電容量を下回らなければ、リプル除去率を低下させることなく第１および第３の平滑コンデンサＣ₁，Ｃ₃の静電容量をそれぞれ小さくすることができ、全体として電源装置の小形化を図ることができる。

なお、本実施例２に係る電源装置も上述した実施例１と同様に瞬低時においても交流入力電圧が残っている場合には、継続して昇圧コンバータを動作させ、電力の一部を交流入力から取ることで、昇圧チョッパの運転時間を短縮するか、あるいは瞬低補償時間を延長することができる。

次に図３を参照しながら本発明の実施例３に係る電源装置について説明する。この実施例３の電源装置が、前述した実施例１，２の電源装置と異なるところは、昇圧コンバータを構成する回路を変形した点にある。即ち、この図３においてＬ₁₀は、交流電源側に介装したリアクトルである。またこの実施例３においては、図１，２に示した電源装置における整流用ダイオードＤ₂，Ｄ₄をそれぞれＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₇，Ｑ₈）に置き換えたものとしている。

また図１，２に示した第２のバイパスダイオードＤ₂₁に代えて、整流ダイオードＤ₁のアノードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₇）のドレインが接続された接続点ｇとインバータの入力側との間に第３のバイパスダイオードＤ₃₀を接続し、整流用ダイオードＤ₃のアノードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₈）のドレインが接続された接続点ｈとインバータの入力側との間に第４のバイパスダイオードＤ₃₁を接続する。

このように構成した本発明の実施例３に係る電源装置は、交流電源１の正および負の半サイクルにおいて整流用ダイオードＤ₁およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₇）の直列回路と、整流用ダイオードＤ₃およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₈）の直列回路とが交代で図１，２に示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁）と逆流防止用ダイオードＤ₅とで構成した直列回路と同等の動作を行う。このため各直列回路にバイパスダイオードＤ₃₀，Ｄ₃₁を設けた構成としている。その他、本実施例３の動作・作用効果等は、実施例１と同等であるのでその説明を省略する。

次に図４を参照しながら本発明の実施例４に係る電源装置について説明する。この実施例４の電源装置が、前述した実施例１〜３の電源装置と異なるところは、昇圧コンバータの構成を変えた点にある。具体的には２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₉，Ｑ₁₀）を直列に接続した直列回路と、２つの整流用ダイオードＤ₃，Ｄ₄とを直列に接続した直列回路とを並列に接続する。そして、２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₉，Ｑ₁₀）の接続点ｊ、および２つの整流用ダイオード（Ｄ₃，Ｄ₄）との接続点ｋからそれぞれインバータの入力に至るバイパスダイオード（Ｄ₃₀，Ｄ₃₁）を設けて構成される。

このように構成された本発明の実施例４に係る電源装置は、交流電源１の電圧極性が反転する半サイクルごとにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₉）をオンし、整流用ダイオードＤ₄を経由して交流電源１に戻る電流経路と、残る半サイクルごとにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₁₀）をオンし、整流用ダイオードＤ₃を経由して交流電源１に戻る電流経路となるように制御する。このように制御することで前述した実施例３の昇圧コンバータと同様の直流電圧を得ることができる。

更にこの実施例４に係る電源装置は、リアクトルＬ₁₀の両端に生ずる逆起電力が交流電源１の電圧と重畳されて瞬低を補償する。この補償された電圧は、バイパスダイオードＤ₃₀，Ｄ₃₁を経由して直接、インバータに与えられる。このため実施例４に係る電源装置は、昇圧コンバータを構成する半導体素子（整流用ダイオードＤ₃，Ｄ₄およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₉，Ｑ₁₀））を経由することなく直接、インバータに与えられるので、より効果的に損失を低減することができる。

なお本実施例４に係る電源装置は、上述した実施例１〜３と同様に瞬低時においても交流入力電圧が残っている場合には、継続して昇圧コンバータを動作させ、電力の一部を交流入力から取ることで、昇圧チョッパの運転時間を短縮するか、あるいは瞬低補償時間を延長することが可能である。

次に図５を参照しながら本発明の実施例５に係る電源装置について説明する。この実施例５の電源装置が、前述した実施例１〜４の電源装置と異なるところは、昇圧コンバータの構成を更に変えた点にある。つまり本実施例５に係る電源装置は、昇圧コンバータを構成する２つの整流用ダイオードＤ₁，Ｄ₂および整流用ダイオードＤ₃，Ｄ₄からなる２つの直列回路における各整流用ダイオードの接続点ｍ，ｎからソースが接地されたＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂₀）のドレインに至る経路にそれぞれダイオードＤ₄₀，Ｄ₄₁を設けて構成される。

このように構成された本発明の実施例５に係る電源装置であっても上述した実施例１〜４と同様の効果を得ることができる。

次に図６を参照しながら本発明の実施例５に係る電源装置について説明する。この実施例４の電源装置が、前述した実施例１〜５の電源装置と異なるところは、昇圧コンバータの交流入力側における電源ラインに、この電源ラインを短絡するスイッチＳＷを設けた点にある。
ここにスイッチＳＷは、例えば図７に示すような双方向スイッチを適用すればよい。図７（ａ）は、２つの半導体スイッチ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃₀，Ｑ₃₁））を互いの導通方向が逆方向になるように直列に接続したスイッチである。このスイッチは、端子ａの電位が端子ｂの電位より高いとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃₀）をオンにする。すると電流は、端子ａ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃₀）→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃₁）の寄生ダイオード（Ｄ₄₁）→端子ｂと流れる。逆に端子ｂの電位が端子ａの電位より高いとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃₁）をオンにすると電流は、端子ａ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃₁）→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃₀）の寄生ダイオード（Ｄ₄₀）→端子ａと流れる。

ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₃₀，Ｑ₃₁）に代えてＩＧＢＴを用いる場合、図７（ｂ）に示すように二つのＩＧＢＴ（Ｑ₃₂，Ｑ₃₃）を互いの導通方向が逆方向になるように直列に接続するとともに、各ＩＧＢＴに逆並列にダイオード（Ｄ₄₂，Ｄ₄₃）を接続すればよい。
また、図７（ｃ）のように４つの整流用ダイオード（Ｄ₅₀〜Ｄ₅₃）でブリッジ回路を構成し、整流用ダイオードＤ₅₀，Ｄ₅₂の（カソード）接続点とＩＧＢＴ（Ｑ₄₀）のコレクタと、整流用ダイオードＤ₅₁，Ｄ₅₃の（アノード）接続点とＩＧＢＴ（Ｑ₄₀）のエミッタとをそれぞれ接続してスイッチを構成し、ＩＧＢＴ（Ｑ₄₀）のオン／オフを制御する。

つまりこのスイッチは、ＩＧＢＴ（Ｑ₃₀）をオンにすると端子ａの電位が端子ｂの電位より高いときは、整流用ダイオードＤ₅₀→ＩＧＢＴ（Ｑ₄₀）→整流用ダイオードＤ₅₃→端子ｂと流れる。逆に端子ｂの電位が端子ａの電位より高いとき、ＩＧＢＴ（Ｑ₃₀）をオンにすると電流は、端子ｂ→整流用ダイオードＤ₅₂→ＩＧＢＴ（Ｑ₄₀）→整流用ダイオードＤ₅₁→端子ａと流れる。

あるいは図７（ｄ）のように逆阻止型のスイッチング素子（例えば、ＩＧＢＴ）を逆並列に接続してスイッチを構成してもよい。このスイッチにおいて端子ａの電位が端子ｂの電位より高いとき、ＩＧＢＴ（Ｑ₅₀）をオンにすると電流は、端子ａ→ＩＧＢＴ（Ｑ₅₀）→端子ｂと流れる。逆に端子ｂの電位が端子ａの電位より高いとき、ＩＧＢＴ（Ｑ₅₁）をオンにすると電流は、端子ｂ→ＩＧＢＴ（Ｑ₅₁）→端子ａと流れる。

このように構成した本発明の実施例６に係る電源装置であっても上述した実施例１〜５と同様の効果を得ることができる。即ち、瞬低時においても交流入力電圧が残っている場合には、継続して昇圧コンバータを動作させ、電力の一部を交流入力から取ることで、昇圧チョッパの運転時間を短縮するか、あるいは瞬低補償時間を延長することが可能である。

次に図８を参照しながら本発明の実施例７に係る電源装置について説明する。この実施例７の電源装置が前述した実施例１〜６の電源装置を異なるところは、直流中間回路に設けられている平滑コンデンサＣ₁と並列に、二次電池ＢＡＴと充電回路部１０との直列回路を接続して無停電電源装置を構成した点にある。
本実施例における充電回路部１０には、二次電池ＢＡＴに蓄えられた電力を負荷に供給するバイパスダイオードＤ_dが並列に接続されて充放電制御部を構成している。この二次電池ＢＡＴは、例えば鉛蓄電池、アルカリ蓄電池またはリチウムイオン二次電池あるいは電気二重層コンデンサ等、充放電可能なデバイスが適用される。

このように構成された実施例７に係る電源装置は、交流電源１から電力が供給されているとき（通常時）、充電回路部１０は、二次電池ＢＡＴを充電して電力を蓄える。この充電回路部１０は、具体的にはチョッパ等の回路が適用される。通常時における二次電池ＢＡＴの充電電流が小さいため、充電回路部１０は小規模の回路で構成してよい。
そして交流電源１からの電力供給が断たれとき、バッテリＢＡＴに蓄えられた電力は、バイパスダイオードＤ_dを介して平滑コンデンサＣ₁に、すなわち直流中間回路に供給される。そして直流中間回路に供給された直流は、上述した昇圧チョッパ回路によって昇圧されて、直流電圧Ｅ_d2の値を維持する。

なお、実施例７における二次電池ＢＡＴの電圧は、平滑コンデンサＣ₁両端の電圧Ｅ_d1より低くてもかまわない。例えば直流電圧Ｅ_d1より二次電池ＢＡＴの電圧が低いときは、それぞれ充電回路部１０によって直流電圧Ｅ_d1を降圧して二次電池ＢＡＴを充電する。そして二次電池ＢＡＴの放電時には、上述した昇圧チョッパによって二次電池ＢＡＴの出力電圧を昇圧して出力電圧Ｅ_d2が所望の値になるように制御すればよい。

上述した実施例７における電源装置は、通常時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₆）をスイッチングしない。このため昇圧チョッパに与えられる直流は、第１のバイパスダイオードＤ₂₀によりバイパスされてインバータに与えられる。ここで二次電池ＢＡＴおよび第３の平滑コンデンサＣ₃におけるそれぞれ両端の直流電圧Ｅ_d1，Ｅ_d2は、通常時、停電時とも平滑された直流電圧である。このため第１のバイパスダイオードＤ₂₀は高周波を整流する性能が不要であり、低速ダイオードで済む。低速ダイオードの順電圧は高速ダイオードに比べて低く（１／２程度）、またリアクトルＬ₃に電流が流れないため、従来の電源回路に比べて損失を大幅に低減することができる。その他、実施例７は、停電補償時であっても上述した実施例１と同様の効果を得ることができるが、その説明は実施例１に記載したとおりであるので省略する。

あるいは図８に示した実施例７は、本発明の実施例１に係る電源装置を示す図１の平滑コンデンサＣ₁と並列に、二次電池ＢＡＴと充電回路部１０との直列回路を接続したものであるが、この直列回路を実施例２〜６を示す図２〜図６に記載の平滑コンデンサＣ₁と並列に接続した構成としてもかまわない。
この実施例７に係る電源装置は、図９に示すように負荷として例えば複数の電力変換部（ＤＣ／ＤＣコンバータ）２０を並列に接続してもかまわない。この電力変換部２０は、上述したように四つのＭＯＳＦＥＴ（Ｑ₂〜Ｑ₅）で構成されるインバータ、このインバータの出力に接続されて電圧を変圧する変圧器Ｔ、この変圧器Ｔの出力側に接続された四つの整流用ダイオード（Ｄ₆〜Ｄ₉）で構成されるブリッジ整流回路（コンバータ）、このコンバータの出力を平滑するリアクトルＬ₂および平滑コンデンサＣ₂からなる平滑回路を備えている。そして平滑コンデンサＣ₂と並列に負荷Ｒ_Lが接続されるようになっている。なお、電力変換部２０は、インバータだけ、あるいはインバータと変圧器Ｔを組み合わせて交流を出力するように構成してもよい。

このように構成され、多数の電力変換部２０が並列に接続された負荷に電力を供給する電源装置は、二次電池ＢＡＴを複数の電力変換部２０で共有しているので、電力変換部のそれぞれに二次電池を有する従来の方式に比べ、二次電池ＢＡＴの保守・管理が容易になる。また複数の電力変換部として、例えばＤＣ／ＤＣコンバータがそれぞれ入力側に交流電圧を直流電圧に変換するコンバータを有する従来の構成において、二次電池を共有する場合は、各コンバータの出力にアンバランス（横流）が生ずることがあった。しかし本発明の実施例７に係る電源装置は、第１のコンバータだけが二次電池ＢＡＴを充電するように構成しているのでコンバータ間に横流が生ずることがない等、本発明の電源装置は実用上極めて効果的である。

かくして本発明の電源装置は、瞬低補償機能あるいは停電中の電力供給機能（停電補償機能）を有することに起因した通常運転時における損失の増加を最低限にすることができ、装置の高効率化および小形化が実現できる等の実用上多大なる効果を奏する。
なお、本発明の電源装置は、上記した実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えてもかまわない。

１ 交流電源
Ｃ₁ 平滑コンデンサ
Ｃ₁，Ｃ₂，Ｃ₃ 平滑コンデンサ
Ｃ₂₀ 並列コンデンサ
Ｄ₁-Ｄ₄，Ｄ₆-Ｄ₉，Ｄ₄₀-Ｄ₄₃ 整流用ダイオード
Ｄ₅，Ｄ₁₀ 逆流防止用ダイオード
Ｄ₂₀Ｄ₂₁，Ｄ₃₀，Ｄ₃₁ バイパスダイオード
Ｄ₄₀，Ｄ₄₁ ダイオード
Ｌ₁，Ｌ₂ 平滑リアクトル
Ｌ₃，Ｌ₁₀ リアクトル
Ｒ_L 負荷
ＳＷ スイッチ
Ｔ 変圧器

Claims (12)

1. 入力された交流電圧を直流電圧に変換して出力する第１のコンバータと、
   この第１のコンバータが出力した直流電圧を昇圧して出力するｎ個（ｎは、自然数）の縦続接続された昇圧チョッパを有する昇圧チョッパ群と、
   前記昇圧チョッパ群の初段の入力側に設けられて、前記第１のコンバータが出力した直流電圧に含まれるリプルを所定レベル以下に低減する平滑コンデンサと、
   前記ｎ個の各昇圧チョッパにそれぞれ入力される直流電圧を該昇圧チョッパをバイパスして昇圧チョッパ群の最終段の出力に与えるｎ個のバイパスダイオードと
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 請求項１に記載の電源装置であって、
   更に前記昇圧チョッパ群の最終段の出力側に接続されて、該昇圧チョッパ群により昇圧された直流電圧を交流電圧に変換する一つ以上のインバータを備えることを特徴とする電源装置。
3. 前記バイパスダイオードは、更に並列に接続された並列コンデンサを備えることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 前記並列コンデンサは、前記インバータのスイッチング周波数成分に対して十分に低いインピーダンスを有することを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載の電源装置。
5. 前記第１のコンバータは、ダイオードとオン・オフ制御可能なスイッチング素子とを直列に接続した直列回路を２組並列に接続して構成されることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
6. 前記第１のコンバータは、２つのダイオードを直列に接続した直列回路およびオン・オフ制御可能な２つのスイッチング素子を直列に接続した直列回路とを並列に接続して構成されることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の電源装置。
7. 前記第１のコンバータは、リアクトルを介した交流を入力とすることを特徴とする請求項１〜６のいずれかに記載の電源装置。
8. 請求項５に記載の電源装置であって、更に前記ダイオードと前記スイッチング素子が直列に接続された接続点と前記インバータの入力側との間に別のバイパスダイオードが接続されることを特徴とする電源装置。
9. 請求項６に記載の電源装置であって、更に２つの前記ダイオードが直列に接続された接続点と前記インバータの入力側との間、および２つの前記スイッチング素子が直列に接続された接続点と前記インバータの入力側との間にそれぞれ別のバイパスダイオードが接続されることを特徴とする電源装置。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の電源装置であって、
    更に前記インバータの出力側には変圧器が接続されて、変圧した交流電圧を該変圧器から出力することを特徴とする電源装置。
11. 請求項１０に記載の電源装置であって、
    更に前記変圧器の出力側には該変圧器から出力される交流電圧を直流電圧に変換して出力する第２のコンバータと、
    この第２のコンバータが出力した直流電圧を平滑する第２の平滑リアクトルと
    を備え、
    前記インバータは、その起動時にスイッチング周波数を通常運転時よりも高めて運転し、前記第２の平滑リアクトルに流れるリプル電流を抑制することを特徴とする電源装置。
12. 請求項１〜１１のいずれかに記載の電源装置であって、
    二次電池とこの二次電池を充放電する充放電制御部とが直列に接続された直列回路を前記平滑コンデンサと並列に接続してなり、
    前記充放電制御部は、前記入力される交流電圧が所定の電圧値を超えたとき、前記二次電池を充電して電力を蓄える一方、
    前記交流電圧が所定の電圧値を下回ったとき、前記二次電池に蓄えた電力を放電して負荷に供給すること
    を特徴とする電源装置。
    
    

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