WO2014141353A1 - Ｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Ｄｃ／ｄｃコンバータ Download PDF

Info

Publication number
WO2014141353A1
WO2014141353A1 PCT/JP2013/056561 JP2013056561W WO2014141353A1 WO 2014141353 A1 WO2014141353 A1 WO 2014141353A1 JP 2013056561 W JP2013056561 W JP 2013056561W WO 2014141353 A1 WO2014141353 A1 WO 2014141353A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
circuit
connection point
converter
potential
switching elements
Prior art date
Application number
PCT/JP2013/056561
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
市村　智
直哉 宮本
小山　拓
加藤　修治
恩田　謙一
井上　重徳
徹 吉原
Original Assignee
株式会社 日立製作所
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 株式会社 日立製作所 filed Critical 株式会社 日立製作所
Priority to JP2015505096A priority Critical patent/JP5899374B2/ja
Priority to PCT/JP2013/056561 priority patent/WO2014141353A1/ja
Priority to TW103102945A priority patent/TW201503566A/zh
Publication of WO2014141353A1 publication Critical patent/WO2014141353A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
    • H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33561—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control

Definitions

  • the present invention relates to a DC / DC converter, and more particularly to power loss reduction in a DC / DC converter in which a plurality of orthogonal transformation circuits are connected in series.
  • Patent Document 1 describes a DC / DC converter circuit in which a plurality of DC / DC converter circuits each composed of an AC / DC converter, a transformer, and an orthogonal converter are connected.
  • the input side of each orthogonal transform circuit is connected in series and connected to a DC power supply, and the output side is also connected in series and connected to a voltage smoothing circuit so that the output of the voltage smoothing circuit is applied to the load. Is connected.
  • the switching operations of the respective DC / DC converter circuits are controlled with an appropriate phase difference.
  • an object of the present invention is to provide a DC / DC converter that can reduce power loss.
  • a DC / DC converter is formed by a full bridge circuit having four switching elements and a plurality of orthogonal transforms that convert direct current into alternating current while being applied with direct current voltage.
  • the transformer is connected to the secondary winding side of the transformer and includes a plurality of AC / DC conversion circuits for converting AC to DC, the plurality of orthogonal conversion circuits are connected in series, and the plurality of AC / DC conversion circuits are
  • the ratios of the primary side windings and secondary side windings of each of the transformers that are connected in series are substantially the same, and when the switching element is switched on and off in one of the orthogonal transformation circuits, 4 Said switch Of grayed elements, characterized in that three
  • FIG. 6 is a table showing the operation of each switching element for each operation phase according to the first embodiment. 6 is a table showing a potential relational expression for each operation phase according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a switching element operation-time diagram according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a voltage-time diagram according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a main circuit configuration diagram according to the second embodiment. Switching element operation-time diagram according to Example 2 and Example 3.
  • FIG. FIG. 6 is a voltage-time diagram according to the second embodiment.
  • FIG. 6 is a main circuit configuration diagram according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a voltage-time diagram according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a main circuit configuration diagram according to a modification of the third embodiment.
  • FIG. 1 is a main circuit configuration diagram of the DC / DC converter according to the present embodiment
  • FIG. 2 shows switching elements SW11, SW12, SW13, SW14, SW21, SW22, SW23, and SW24 for each operation phase of the DC / DC converter.
  • FIG. 3 is a table showing the potential relational expression for each operation phase
  • FIG. 4 is an operation of the switching element-time diagram
  • FIG. 5 is a voltage between connection points shown by white circles in FIG. It is a time diagram.
  • the DC / DC converter of the present embodiment includes a DC / DC converter circuit 15 comprising an orthogonal transformation circuit 11, a transformer 12 and an AC / DC conversion circuit 13, and a DC / DC comprising an orthogonal transformation circuit 21, a transformer 22 and an AC / DC conversion circuit 23.
  • a DC converter circuit 25 the low voltage side of the orthogonal transformation circuit 11 and the high voltage side of the orthogonal transformation circuit 21 are the connection point c, and the high voltage side of the orthogonal transformation circuit 11 and the high voltage side of the DC power supply 50 are the connection point a.
  • the low voltage side of the orthogonal transform circuit 21 and the low voltage side of the DC power supply 50 are connected at the connection point b.
  • the low voltage side of the AC / DC conversion circuit 13 and the high voltage side of the AC / DC conversion circuit 23 are the connection points r
  • the high voltage side of the AC / DC conversion circuit 13 and the high voltage side of the load 60 are the connection points s
  • the low voltage of the AC / DC conversion circuit 23 is low.
  • the voltage side and the low voltage side of the load 60 are connected at a connection point u.
  • the orthogonal transform circuit 11 is a full bridge circuit composed of four switching elements SW11, SW12, SW13, and SW14, and is connected to the primary winding of the transformer 12 at connection points d and e.
  • the AC / DC converter circuit 13 is a full bridge circuit including four diodes D11, D12, D13, and D14, and is connected to the secondary winding of the transformer 12 at a connection point m and a connection point n.
  • the orthogonal transformation circuit 21 is a full bridge circuit composed of four switching elements SW21, SW22, SW23, and SW24, and is connected to the primary winding of the transformer 22 at the connection point f and the connection point g.
  • the AC / DC converter circuit 23 is a full bridge circuit including four diodes D21, D22, D23, and D24, and is connected to the secondary winding of the transformer 12 at the connection point p and the connection point q.
  • Vde means a voltage between the connection point d and the connection point e, and the case where the potential at the connection point d is higher than the potential at the connection point e is positive, and the case where it is reverse is negative.
  • E is an output voltage of the DC voltage 50 applied between the connection point a and the connection point b.
  • SW11 and SW14 are ON, SW12 and SW13 are OFF for the orthogonal transformation circuit 11, and SW22 and SW23 are ON and SW21 and SW24 are OFF for the orthogonal transformation circuit 21.
  • the current path is SW11 ⁇ connection point d ⁇ transformer 12 ⁇ connection point e ⁇ SW14 ⁇ connection point c ⁇ SW23 ⁇ connection point g ⁇ transformer 22 ⁇ connection point f ⁇ SW22 ⁇ connection point.
  • Ph2 is a transition phase from Ph1 to Ph3, but all four switching elements SW21 to SW24 of the orthogonal transform circuit 21 that switches ON and OFF of the switching elements are turned ON.
  • Ph4 is a transition phase from Ph3 to Ph5, but all four switching elements SW11 to SW14 of the orthogonal transform circuit 11 that switches ON and OFF of the switching elements are turned ON.
  • Ph6 is a transition phase from Ph5 to Ph7, but all four switching elements SW21 to SW24 of the orthogonal transform circuit 21 that switches ON and OFF of the switching elements are turned ON.
  • SW12 and SW13 are ON, SW11 and SW14 are OFF for the orthogonal transformation circuit 11, and SW22 and SW23 are ON and SW21 and SW24 are OFF for the orthogonal transformation circuit 21.
  • the current path is SW13 ⁇ connection point e ⁇ transformer 12 ⁇ connection point d ⁇ SW12 ⁇ connection point c ⁇ SW23 ⁇ connection point g ⁇ transformer 22 ⁇ connection point f ⁇ SW22 ⁇ connection point.
  • the direction of the current flowing through the transformer 22 is opposite to Ph5.
  • Ph8 is a transition phase from Ph7 to Ph1, but all four switching elements SW11 to SW14 of the orthogonal transformation circuit 11 that switches ON and OFF of the switching elements are turned ON.
  • the potential at the connection point c can take an arbitrary value between the potential at the connection point b and the potential at the connection point a (since no element for determining the potential is provided).
  • Vfg Vcb.
  • Vfg ⁇ Vcb.
  • Vde is a voltage across the primary side winding of the transformer 12
  • Vfg is a voltage across the primary side winding of the transformer 22.
  • FIG. 4 is a time chart showing the operation timing of each switching element in the present embodiment with the horizontal axis as time.
  • T is one cycle of the AC output of each orthogonal transform circuit, and each has the same value.
  • the phases Ph1, Ph3, Ph5, and Ph7 are short, and the phases Ph2, Ph4, Ph6, and Ph8 are mostly used.
  • a switching command is output from the control means 2 so that switching is performed in such a time chart.
  • FIG. 5 shows voltage waveforms when the switching elements are operated in the time chart shown in FIG.
  • FIG. 5A shows a time chart of Vac and Vcb.
  • Vac and Vcb are either E in phases Ph2, Ph4, Ph6, Ph8, and the other is 0, and
  • Vac and Vcb are (phases Ph1, Ph3, Ph5 for phases Ph2, Ph4, Ph6, Ph8). , Ph7 (depending on the length of time Ph7).
  • FIG. 5 (b) shows a time chart of Vde and Vfg.
  • Vde and Vfg are either 0 in the phases Ph2, Ph4, Ph6, and Ph8, and the other is E or -E, and Vac and Vcb are (phases Ph1, Ph2, Ph6, Ph8 with respect to the phases Ph2, Ph4, Ph6, and Ph8). It also has a rectangular wave shape (depending on the length of time Ph3, Ph5, Ph7).
  • FIG. 5 (c) shows a time chart of Vmn and Vpq.
  • Vmn is the voltage across the secondary winding of the transformer 12
  • Vpq is the voltage across the secondary winding of the transformer 22.
  • Vde and Vfg are either 0, and the other is a voltage obtained by transforming E or -E according to the winding ratio of each transformer.
  • Vmn is similar to Vde
  • Vpq is similar to Vfg.
  • the winding ratio of each transformer is substantially the same, and the maximum value or the minimum value of Vmn and Vpq are approximately equal.
  • FIG. 5 (d) shows a time chart of Vsr and Vru.
  • Vsr is the voltage across the AC / DC converter circuit 13
  • Vru is the voltage across the AC / DC converter circuit 23.
  • the winding ratio of each transformer is substantially the same, and the maximum or minimum value of Vmn and Vpq. Are approximately equal to each other, Vsr and Vru have similar waveforms with different periods.
  • FIG. 5 (e) shows a Vsu time chart.
  • the DC / DC converter According to the DC / DC converter according to the present embodiment, soft switching can be realized even when the orthogonal transformation circuit is configured by only the main switching element without providing an additional switching element. Therefore, switching loss does not occur and loss can be reduced.
  • each transformer 12 and transformer 22 is made substantially the same, and fluctuations in the load side DC voltage can be eliminated.
  • the transition phase state between the main phases is included in one of the orthogonal transformation circuits.
  • Three of the four switching elements may be in an ON state.
  • SW11, S14, SW22, and SW23 may be on, and either SW21 or SW22 may be on.
  • the voltage across the output side of the orthogonal transformation circuit is 0, and the voltage across the output side of the other orthogonal transformation circuits is E or -E.
  • Example 2 will be described with reference to FIGS. In addition, about the location which overlaps with Example 1, the description is abbreviate
  • 6 is a main circuit configuration diagram of the DC / DC converter according to the second embodiment
  • FIG. 7 is an operation-time diagram of the switching element
  • FIG. 8 is a voltage-time between each connection point illustrated by white circles in FIG. FIG.
  • the DC / DC converter of the present embodiment is obtained by adding the potential oscillation means 3 connected to the connection point a, the connection point b, and the connection point c of the DC / DC converter shown in FIG.
  • the potential oscillating means 3 is an active circuit that fluctuates the potential at the connection point c using the power of the DC power supply 50 connected to the connection point a and the connection point b.
  • Triangular waves are generated. Thereby, compared with Example 1, a waveform with a small time change rate can be output as an alternating current output voltage waveform from an orthogonal transformation circuit.
  • An arbitrary value between the potential of the point b and the potential of the connection point a can be taken. Therefore, in this embodiment, the potential at the connection point c is actively controlled.
  • the potential oscillation means 3 vibrates the potential at the connection point c in an arbitrary time waveform shape, the potential passes through the connection point c. Since no current flows between the potential oscillating means 3 and the main circuit (referred to as the connection point a or the connection point b), the potential oscillating means 3 can be constituted by a circuit element having a small power capacity.
  • and Vru
  • the orthogonal transform circuit described in the first embodiment is configured by only the main switching element, soft switching can be realized and there is essentially no change in the load side DC voltage.
  • the time change rate of the AC output voltage from the orthogonal transformation circuit can be reduced. Therefore, the harmonic component can be reduced, the leakage current flowing through the parasitic capacitance C can be reduced, and the loss can be reduced.
  • the potential oscillation means is provided in the orthogonal transformation circuit, but it can also be provided in the AC / DC transformation circuit.
  • FIG. 9 is a main circuit configuration diagram of the DC / DC converter according to the third embodiment
  • FIG. 10 is a voltage-time diagram between connection points illustrated by white circles in FIG. The operation timing of each switching element is the same as that shown in FIG.
  • the potential oscillating means 3 includes capacitors C1 and C2 connected as shown in the figure, a capacitor C3 constituting an LC parallel resonance circuit, and a reactor L3.
  • the capacitance and inductance values of the capacitor C3 and the reactor L3 are selected so that the resonance period of the LC parallel resonance circuit is T / 2.
  • the LC resonance circuit is not a series resonance circuit but a parallel resonance circuit. Can do.
  • , Vru
  • the time change rate of the AC output voltage from the orthogonal transformation circuit can be reduced. Therefore, the harmonic component can be reduced, the leakage current flowing through the parasitic capacitance C can be reduced, and the loss can be reduced.
  • the potential oscillating means is provided in the orthogonal transformation circuit. However, as shown in FIG. 11, it can also be provided in the AC / DC transformation circuit. That is, a potential oscillation means may be connected to the connection point s, connection point u, and connection point r of the DC / DC converter to vibrate the potential at the connection point r.
  • the AC / DC conversion circuit, the transformer, and the orthogonal conversion circuit are all described in the case of two, but the number is not necessarily limited to two and may be more.
  • each switching element in the circuit in order to clarify the essence of the present invention, a voltage drop in the diode, a resistance of the wiring, an inductance, a parasitic capacitance, an excitation inductance of the transformer, and the like are ideal.
  • the states have been described, all of them exist in the actual circuit.
  • Various types of additional circuits that compensate for these resistance components, capacitance components, and inductance components have been known in the past, and these additional circuits can be added to the configuration of the present invention or within the scope of the same circuit topology. It goes without saying that modifications to the main circuit and the like are within the scope of the present invention.
  • 2 ... switching element control means, 3 ... potential oscillation means, C3 ... resonance capacitor, L3 ... resonance reactor, 11,21 ... orthogonal transformation circuit, SW11, SW12, SW13, SW14 ... main switching element, SW21, SW22, SW23, SW24 ... main switching element, 12, 22 ... transformer, 13, 23 ... AC / DC converter circuit, 15, 25 ... DC / DC converter circuit, 100 ... power converter, 101 ... DC / DC converter.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

　本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータは、４つのスイッチング素子を有するフルブリッジ回路で形成されて直流を交流に変換する複数の直交変換回路（１１、２１）と、複数の直交変換回路（１１、２１）毎に設けられて、直交変換回路（１１、２１）の交流側と一次側巻線側が接続される複数の変圧器（１２、２２）と、複数の変圧器（１２、２２）毎に設けられて、複数の変圧器（１２、２２）の二次側巻線側に接続されると共に、交流を直流に変換する複数の交直変換回路（１３、２３）を備え、複数の直交変換回路（１３、２３）は各々直列に接続され、複数の交直変換回路（１３、２３）は各々直列に接続され、複数の変圧器（１２、２２）の一次側巻線と二次側巻線の比は略同じである。一の直交変換回路（１１、２１）における前記スイッチング素子のＯＮとＯＦＦの切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、３つ以上がＯＮとなるフェーズが形成される。

Description

ＤＣ／ＤＣコンバータ
　本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに係り、特に複数の直交変換回路が直列接続されたＤＣ／ＤＣコンバータにおける電力損失低減に関するものである。 
　本技術分野の背景技術として、例えば特許文献１に記載されたものがある。該特許文献１には、交直変換回路と変圧器と直交変換回路とからなるＤＣ／ＤＣコンバータ回路を、複数接続したＤＣ／ＤＣコンバータ回路について記載されている。該文献では、各直交変換回路の入力側を直列に接続して直流電源に接続すると共に、出力側も直列に接続して電圧平滑回路に接続し、当該電圧平滑回路の出力が負荷に加わる様に接続させている。また、スイッチング動作については、各ＤＣ／ＤＣコンバータ回路のスイッチング動作を相互に適当な位相差を持たせて制御させている。
特開平１－１１４３６８号公報
　しかし、特許文献１に記載の従来技術は各々のＤＣ／ＤＣコンバータ回路を構成するスイッチング素子や変圧器における電力損失の低減については何ら考慮されていない。そこで本発明では、電力損失を低減出来るＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。
　上記の課題を解決するために、本発明にかかるＤＣ／ＤＣコンバータは、直流電圧が印加されると共に、４つのスイッチング素子を有するフルブリッジ回路で形成されて直流を交流に変換する複数の直交変換回路と、複数の該直交変換回路毎に設けられて、該直交変換回路の交流側と一次側巻線側が接続される複数の変圧器と、複数の該変圧器毎に設けられて、複数の該変圧器の二次側巻線側に接続されると共に、交流を直流に変換する複数の交直変換回路を備え、複数の前記直交変換回路は各々直列に接続され、複数の前記交直変換回路は各々直列に接続され、複数の前記変圧器の一次側巻線と二次側巻線の比は、略同じであり、一の前記直交変換回路における前記スイッチング素子のＯＮとＯＦＦの切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、３つ以上がＯＮとなる様なフェーズが形成されることを特徴とする。
　本発明によれば、電力損失を低減出来るＤＣ／ＤＣコンバータを提供することが可能になる。
実施例１に係る主回路構成図。 実施例１に係る動作フェーズ毎の各スイッチング素子の動作を示す表。 実施例１に係る動作フェーズ毎の電位関係式を示す表。 実施例１に係るスイッチング素子動作－時間線図。 実施例１に係る電圧－時間線図。 実施例２に係る主回路構成図。 実施例２及び実施例３に係るスイッチング素子動作－時間線図。 実施例２に係る電圧－時間線図。 実施例３に係る主回路構成図。 実施例３に係る電圧－時間線図。 実施例３の変形例に係る主回路構成図。
　以下、本発明を実施する上で好適な実施例について図面を用いて説明する。なお、本発明の本質を明らかにするため、以下の実施例では回路における各スイッチング素子、ダイオードにおける電圧低下や配線の抵抗、インダクタンス、寄生容量、変圧器の励磁インダクタンス等が無視できる理想的な状態であるものとして説明する。また、下記はあくまでも実施の例に過ぎず、発明の実施態様を下記実施例に限定することを意図するものではない。
　実施例１について図１ないし図５を用いて説明する。図１は、本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図、図２はそのＤＣ／ＤＣコンバータの動作フェーズ毎の各スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４の動作を示す表、図３は動作フェーズ毎の電位関係式を示す表、図４はスイッチング素子の動作－時間線図、図５は図１に白ヌキ丸で図示した各接続点間の電圧－時間線図である。
　本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータは、直交変換回路１１、変圧器１２、交直変換回路１３からなるＤＣ／ＤＣコンバータ回路１５と、直交変換回路２１、変圧器２２、交直変換回路２３からなるＤＣ／ＤＣコンバータ回路２５とを有し、直交変換回路１１の低電圧側と直交変換回路２１の高電圧側が接続点ｃで、直交変換回路１１の高電圧側と直流電源５０の高電圧側が接続点ａで、直交変換回路２１の低電圧側と直流電源５０の低電圧側が接続点ｂで各々接続されている。
　また、交直変換回路１３の低電圧側と交直変換回路２３の高電圧側が接続点ｒで、交直変換回路１３の高電圧側と負荷６０の高電圧側が接続点ｓで、交直変換回路２３の低電圧側と負荷６０の低電圧側が接続点ｕで各々接続されている。
　前記直交変換回路１１は４つのスイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４からなるフルブリッジ回路であり、接続点ｄ及び接続点eで変圧器１２の１次側巻線に接続されている。また、交直変換回路１３は４つのダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４からなるフルブリッジ回路であり、接続点ｍ及び接続点ｎで変圧器１２の２次側巻線に接続されている。同様に、直交変換回路２１は４つのスイッチング素子ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４からなるフルブリッジ回路であり、接続点ｆ及び接続点ｇで変圧器２２の１次側巻線に接続されている。また、交直変換回路２３は４つのダイオードＤ２１，Ｄ２２，Ｄ２３，Ｄ２４からなるフルブリッジ回路であり、接続点ｐ及び接続点ｑで変圧器１２の２次側巻線に接続されている。
　そして、前記スイッチング素子ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４，ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４の各々のＯＮ／ＯＦＦ動作を制御手段２によって制御する構成としている。
　次に本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明する。一連のスイッチング動作における主要動作フェーズは図２のＰｈ１～８に示したものである。また、これら主要動作フェーズにおいて、図１に白ヌキ丸で図示した各接続点間の電圧間の関係式は図３に示したものとなる。図中、例えばＶｄｅについては接続点ｄと接続点ｅとの間の電圧を意味し、接続点ｄの電位が接続点ｅの電位よりも高い場合を正、逆の場合を負としている。Ｅは、接続点ａと接続点ｂの間に印加される直流電圧５０の出力電圧である。各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作について図２を用いて説明する。
　Ｐｈ１では、直交変換回路１１についてＳＷ１１、ＳＷ１４がＯＮ，ＳＷ１２、ＳＷ１３がＯＦＦとなっており、直交変換回路２１についてＳＷ２２、ＳＷ２３がＯＮ，ＳＷ２１、ＳＷ２４がＯＦＦとなっている。これにより、電流の経路は接続点ａ以降、ＳＷ１１→接続点ｄ→変圧器１２→接続点ｅ→ＳＷ１４→接続点ｃ→ＳＷ２３→接続点ｇ→変圧器２２→接続点ｆ→ＳＷ２２→接続点ｂとなる。
　Ｐｈ１からＰｈ３に移行するに当たっては、変圧器２２に流れ込む電流の方向を逆にするべく、直交変換回路２１におけるスイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える。Ｐｈ２は、Ｐｈ１からＰｈ３への移行フェーズとなるが、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える直交変換回路２１のスイッチング素子ＳＷ２１～ＳＷ２４の４つ全てがＯＮとなる様にする。
　Ｐｈ３では、直交変換回路１１についてＳＷ１１、ＳＷ１４がＯＮ，ＳＷ１２、ＳＷ１３がＯＦＦとなっており、直交変換回路２１についてＳＷ２１、ＳＷ２４がＯＮ，ＳＷ２２、ＳＷ２３がＯＦＦとなっている。これにより、電流の経路は接続点ａ以降、ＳＷ１１→接続点ｄ→変圧器１２→接続点ｅ→ＳＷ１４→接続点ｃ→ＳＷ２１→接続点ｆ→変圧器２２→接続点ｇ→ＳＷ２４→接続点ｂとなり、変圧器２２を流れる電流の向きが、Ｐｈ１と逆になる。
　Ｐｈ３からＰｈ５に移行するに当たっては、変圧器１２に流れ込む電流の方向を逆にするべく、直交変換回路１１におけるスイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える。Ｐｈ４は、Ｐｈ３からＰｈ５への移行フェーズとなるが、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える直交変換回路１１のスイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４の４つ全てがＯＮとなる様にする。
　Ｐｈ５では、直交変換回路１１についてＳＷ１２、ＳＷ１３がＯＮ，ＳＷ１１、ＳＷ１４がＯＦＦとなっており、直交変換回路２１についてＳＷ２１、ＳＷ２４がＯＮ，ＳＷ２２、ＳＷ２３がＯＦＦとなっている。これにより、電流の経路は接続点ａ以降、ＳＷ１３→接続点ｅ→変圧器１２→接続点ｄ→ＳＷ１２→接続点ｃ→ＳＷ２１→接続点ｆ→変圧器２２→接続点ｇ→ＳＷ２４→接続点ｂとなり、変圧器１２を流れる電流の向きが、Ｐｈ３と逆になる。
　Ｐｈ５からＰｈ７に移行するに当たっては、再び変圧器２２に流れ込む電流の方向を逆にするべく、直交変換回路２１におけるスイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える。Ｐｈ６は、Ｐｈ５からＰｈ７への移行フェーズとなるが、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える直交変換回路２１のスイッチング素子ＳＷ２１～ＳＷ２４の４つ全てがＯＮとなる様にする。
　Ｐｈ７では、直交変換回路１１についてＳＷ１２、ＳＷ１３がＯＮ，ＳＷ１１、ＳＷ１４がＯＦＦとなっており、直交変換回路２１についてＳＷ２２、ＳＷ２３がＯＮ，ＳＷ２１、ＳＷ２４がＯＦＦとなっている。これにより、電流の経路は接続点ａ以降、ＳＷ１３→接続点ｅ→変圧器１２→接続点ｄ→ＳＷ１２→接続点ｃ→ＳＷ２３→接続点ｇ→変圧器２２→接続点ｆ→ＳＷ２２→接続点ｂとなり、変圧器２２を流れる電流の向きが、Ｐｈ５と逆になる。
　Ｐｈ７から再びＰｈ１に移行するに当たっては、変圧器１２に流れ込む電流の方向を逆にするべく、直交変換回路１１におけるスイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える。Ｐｈ８は、Ｐｈ７からＰｈ１への移行フェーズとなるが、スイッチング素子のＯＮとＯＦＦを切替える直交変換回路１１のスイッチング素子ＳＷ１１～ＳＷ１４の４つ全てがＯＮとなる様にする。
　次に、図３を用いて各接続点間の電圧を、フェーズ毎に説明する。先ず、両直交変換回路１１、２１の各スイッチング素子が、対角線状にＯＮまたはＯＦＦとなって、各変圧器１２、２２に一方向の電流を流す動作フェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７について説明すると、これら動作フェーズにおいては、直交変換回路１１の入力側両端電圧Ｖａｃと、直交変換回路２１の入力側両端電圧Ｖｃｂの値について、Ｖａｃ＋Ｖｃｂ＝Ｅの関係式が成り立つ一方で、Ｖａｃ、Ｖｃｂ各々の電圧の値は特定値に定まらない。これは言い方を変えると、（電位を定める要素が設けられていないので）接続点ｃの電位は接続点ｂの電位と接続点ａの電位の間の任意の値を取ることも可能になっている。ＶｄｅとＶａｃ、更にはＶｆｇとＶｃｂについては、それぞれ大きさは同じで、電流の向きによって、正負が入れ替わるのみである。即ち、接続点ｄの後に接続点ｅに電流が流れる場合、Ｖｄｅ＝Ｖａｃとなり、接続点ｅの後に接続点ｄに電流が流れる場合、Ｖｄｅ＝－Ｖａｃとなる。また、接続点ｆの後に接続点ｇに電流が流れる場合、Ｖｆｇ＝Ｖｃｂとなり、接続点ｇの後に接続点ｆに電流が流れる場合、Ｖｆｇ＝－Ｖｃｂとなる。尚、Ｖｄｅとは変圧器１２の一次側巻線両端の電圧であり、Ｖｆｇとは変圧器２２の一次側巻線両端の電圧である。
　そして本実施例では、上記動作フェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７の切替に際して、動作フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８を経るようにしている。該動作フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、直交変換回路１１と直交変換回路２１の何れかの直交変換回路を構成する４つのスイッチング素子が全てＯＮ動作している一方で、他の直交変換回路については負荷に電流通路を形成する２つのスイッチング素子がＯＮ動作している。これにより、直交変換回路１１の出力側両端電圧Ｖｄｅと、直交変換器２１の出力側両端電圧Ｖｆｇについては、４つのスイッチング素子が全てＯＮ動作している直交変換回路の出力側両端電圧が０、他の一方がＥまたは－Ｅとなる。また、動作フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、Ｖａｃ＝Ｖｄｅ及びＶｃｂ＝Ｖｆｇの関係が成立する。
　そして、Ｐｈ２からＰｈ３、Ｐｈ４からＰｈ５、Ｐｈ６からＰｈ７、Ｐｈ８からＰｈ１に移行する際に、出力側両端電圧が０の直交変換回路について、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替えるが、上記のようにＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる際、切替直前の状態において、Ｖａｃ＝Ｖｄｅ及びＶｃｂ＝Ｖｆｇの関係が成立しているため、スイッチング素子両端にかかる電圧は０になり、ソフトスイッチングの一種である零電圧スイッチングを実現できる。
　次に、本実施例における各スイッチング素子の動作タイミングと各種電圧波形の関係を図４及び図５を用いて説明する。図４は本実施例における各スイッチング素子の動作タイミングを、横軸を時間としてタイムチャートで示したものである。本図には、図２で定義した主要動作フェーズも表記してある。図中、Ｔは各々の直交変換回路の交流出力の１周期であり、各々同一の値である。ΔＴはＰｈ１開始からＰｈ３開始までの時間間隔であり、双方の直交変換回路で相似の動作をさせる場合にはΔＴ＝Ｔ／４となる。各フェーズの所要時間としては、フェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７が短く、フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８の時間が大半となる。この様なタイムチャートで切替が行われる様に制御手段２から切替指令を出力する。
　そして図４に示したタイムチャートで各スイッチング素子を動作させた場合の各電圧波形を示したのが図５である。図５（ａ）は、ＶａｃとＶｃｂのタイムチャートを示したものである。ＶａｃとＶｃｂは、フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、いずれかがＥで、他方が０となっており、ＶａｃとＶｃｂは、（フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８に対するフェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７の時間の長さにもよるが）矩形波状となる。
　図５（ｂ）は、ＶｄｅとＶｆｇのタイムチャートを示したものである。ＶｄｅとＶｆｇは、フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、いずれかが０で、他方がＥまたは－Ｅとなっており、ＶａｃとＶｃｂは、（フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８に対するフェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７の時間の長さにもよるが）やはり矩形波状となる。
　図５（ｃ）は、ＶｍｎとＶｐｑのタイムチャートを示したものである。尚、Ｖｍｎとは変圧器１２の二次側巻線両端の電圧であり、Ｖｐｑとは変圧器２２の二次側巻線両端の電圧である。ＶｄｅとＶｆｇは、フェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８では、いずれかが０で、他方がＥまたは－Ｅを各変圧器の巻線比に応じて変圧された電圧となっており、波形自体は、ＶｍｎはＶｄｅと相似し、ＶｐｑはＶｆｇと相似する。本実施例では、各変圧器の巻線比を略同じにしており、ＶｍｎとＶｐｑの最大値または最小値はおよそ等しくなっている。
　図５（ｄ）は、ＶｓｒとＶｒｕのタイムチャートを示したものである。尚、Ｖｓｒとは交直変換回路１３の両端の電圧であり、Ｖｒｕとは交直変換回路２３の両端の電圧である。Ｖｓｒは交直変換回路１３により、Ｖｍｎを整流して正になる様になっており、Ｖｓｒ＝│Ｖｍｎ│である。また、Ｖｒｕは交直変換回路２３により、Ｖｐｑを整流して正になる様になっており、Ｖｒｕ＝│Ｖｐｑ│である。│Ｖｍｎ│と│Ｖｐｑ│は、一方が０の際、他方が最大値を示し、また本実施例では各変圧器の巻線比を略同じにしており、ＶｍｎとＶｐｑの最大値または最小値はおよそ等しくなっているので、ＶｓｒとＶｒｕは周期をずらして同様の波形となっている。
　図５（ｅ）は、Ｖｓｕのタイムチャートを示したものである。尚、Ｖｓｕとは負荷６０に加わる電圧であり、Ｖｓｕ＝Ｖｓｒ＋Ｖｒｕの関係を有する。上記の様に、ＶｓｒとＶｒｕは、一方が０の際、他方が最大値を示し、かつ、ＶｓｒとＶｒｕの最大値はおよそ等しいので、いずれの時刻においてもＶｓｕ＝Ｖｓｒ＋Ｖｒｕ＝定数電圧となる。よって、負荷６０には直流電圧が印加されることになる。即ち、変圧器１２と変圧器２２の巻線比を略同じとすることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１からの出力電圧として負荷６０に印加される直流電圧Ｖｓｕは時間変動の無い一定値となる。
　本実施例にかかるＤＣ／ＤＣコンバータによれば、付加的なスイッチング素子などを設けず、直交変換回路が主スイッチング素子のみで構成された場合であっても、ソフトスイッチングが実現できる。よって、スイッチング損失が生じなくなり、損失の低減を図ることができる。
　また、各変圧器１２と変圧器２２の巻線比を略同じとしており、負荷側直流電圧の変動をなくすことが出来る。
　尚、上記実施例では４つのスイッチング素子全てがフェーズＰｈ２，Ｐｈ４，Ｐｈ６，Ｐｈ８に同時にＯＮ状態になる場合について説明したが、前記主要フェーズ間の遷移フェーズ状態として、どちらかの直交変換回路に含まれる４つのスイッチング素子のうちの３つがＯＮとなる状態となっても良い。例えばＰｈ１からＰｈ２への遷移状態について言えば、ＳＷ１１，Ｓ１４，ＳＷ２２，ＳＷ２３がＯＮで、ＳＷ２１もしくはＳＷ２２のどちらか一方がＯＮの状態となっても良い。その場合にも、やはり４つのスイッチング素子のうちの３つがＯＮ状態であれば、直交変換回路の出力側両端電圧は０、他の直交変換回路の出力側両端電圧はＥまたは－Ｅとなるので、ＯＮ状態からＯＦＦ状態に切り替わる際、スイッチング素子両端にかかる電圧は０であり、ソフトスイッチングの一種である零電圧スイッチングを実現できる。
　実施例２について図６ないし図８を用いて説明する。尚、実施例１と重複する箇所については、その説明を省略する。図６は、実施例２におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図、図７はスイッチング素子の動作－時間線図、図８は図６に白ヌキ丸で図示した各接続点間の電圧－時間線図である。
　本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータは、図１に示したＤＣ／ＤＣコンバータの接続点ａ、接続点ｂ、接続点ｃに接続される電位振動手段３を付加したものである。電位振動手段３は、接続点ａと接続点ｂに接続された直流電源５０の電力を使用して接続点ｃの電位を変動させる能動回路であり、図８に示した電圧波形に示される通り三角波を発生させるものである。これにより実施例１と比較して直交変換回路からの交流出力電圧波形として時間変化率の小さな波形を出力することができる。
また、実施例１で説明した如く、動作フェーズＰｈ１，Ｐｈ３，Ｐｈ５，Ｐｈ７においては接続点ｃの電位はＶａｃ＋Ｖｃｂ＝Ｅの関係を満たせばよく、（電位を定める要素が設けられていないので）接続点ｂの電位と接続点ａの電位の間の任意の値を取り得るものとなっている。そこで、本実施例では、該接続点ｃの電位を能動的に制御する。上記の様に、接続点ｃの電位はＶａｃ＋Ｖｃｂ＝Ｅの関係を満たせばよく、電位振動手段３によって接続点ｃの電位を任意の時間波形形状で振動させても、接続点ｃを経由して電位振動手段３と（接続点ａや接続点ｂと言った）主回路との間に電流が流れないことから、電位振動手段３は電力容量の小さな回路素子により構成することができる。
　図８（ａ）－図８（ｅ）については、図５（ａ）－図５（ｅ）と三角波か、矩形波か否かで違いはあるものの、Ｖｓｒ＝│Ｖｍｎ│、Ｖｒｕ＝│Ｖｐｑ│、Ｖｓｕ＝Ｖｓｒ＋Ｖｒｕ＝定数電圧と言う関係を同様に有し、実施例１と同様の効果を奏することが出来る。
　本実施例によれば、実施例１で説明した直交変換回路が主スイッチング素子のみで構成された場合であっても、ソフトスイッチングが実現できると共に、本質的に負荷側直流電圧の変動が無いという効果に加え、直交変換回路からの交流出力電圧の時間変化率を小さくすることができる。よって、高調波成分を小さく出来、寄生の静電容量Ｃに流れる漏れ電流を低減でき、損失を減らすことができる。
　また、本実施例では、直交変換回路に電位振動手段を設けたが、交直変換回路に設けることも可能である。
　実施例３について図９ないし図１１を用いて説明する。尚、実施例２と重複する箇所については、その説明を省略する。本実施例では、図６に示した電位振動手段３をＬＣ並列共振回路を含む受動素子で構成したＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の例を説明する。　
　図９は、実施例３におけるＤＣ／ＤＣコンバータの主回路構成図、図１０は図９に白ヌキ丸で図示した各接続点間の電圧－時間線図である。各スイッチング素子の動作タイミングについては図７に示したものと同一である。
　本実施例のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、電位振動手段３は図示の如く接続されたコンデンサＣ１、Ｃ２と、ＬＣ並列共振回路を構成するコンデンサＣ３、リアクトルＬ３で構成されている。これらコンデンサＣ３、リアクトルＬ３の静電容量、インダクタンスの値は、ＬＣ並列共振回路の共振周期がＴ／２となる様に選定されている。
　上記実施例で説明したように、接続点ｃを経由して電位振動手段３と主回路との間に電流が流れないことから、ＬＣ共振回路として直列共振回路ではなく、並列共振回路とすることができる。
　図１０（ａ）－図１０（ｅ）については、図８（ａ）－図８（ｅ）と三角波か、正弦波状か否かで違いはあるものの、Ｖｓｒ＝│Ｖｍｎ│、Ｖｒｕ＝│Ｖｐｑ│、Ｖｓｕ＝Ｖｓｒ＋Ｖｒｕ＝定数電圧と言う関係を同様に有し、実施例１や実施例２と同様にソフトスイッチングを実現したＤＣ／ＤＣコンバータを提供出来る。
　本実施例によれば、直交変換回路からの交流出力電圧の時間変化率を小さくすることができる。よって、高調波成分を小さく出来、寄生の静電容量Ｃに流れる漏れ電流を低減でき、損失を減らすことができる。本実施例では、直交変換回路に電位振動手段を設けたが、図１１に示した様に、交直変換回路に設けることも可能である。即ち、ＤＣ／ＤＣコンバータの接続点ｓ、接続点ｕ、接続点ｒに電位振動手段を接続し、接続点ｒの電位を振動させても良い。
　上記各実施例によれば、交直変換回路、変圧器、直交変換回路はいずれも２つの場合について説明したが、必ずしも２つに限られる訳ではなく、それ以上であっても良い。
　以上の各実施例における説明では、本発明の本質を明らかにするために回路における各スイッチング素子、ダイオードにおける電圧低下や配線の抵抗、インダクタンス、寄生容量、変圧器の励磁インダクタンス等が無い理想的な状態につき説明してきたが、実際の回路においてはいずれも大なり小なり存在する。これらの抵抗成分、静電容量成分、インダクタンス成分を補償する付加回路については従来から様々な方式が知られており、本発明の構成にこれら付加回路を付加することや、同一回路トポロジーの範囲で主要回路を改変する等といったことは当然に本発明の範囲に含まれる。　
２…スイッチング素子制御手段、３…電位振動手段、Ｃ３…共振コンデンサ、Ｌ３…共振リアクトル、１１，２１…直交変換回路、ＳＷ１１，ＳＷ１２，ＳＷ１３，ＳＷ１４…主スイッチング素子、ＳＷ２１，ＳＷ２２，ＳＷ２３，ＳＷ２４…主スイッチング素子、１２，２２…変圧器、１３，２３…交直変換回路、１５，２５…ＤＣ／ＤＣコンバータ回路、１００…電力変換装置、１０１…ＤＣ／ＤＣコンバータ。

Claims (9)

  1. 　直流電圧が印加されると共に、４つのスイッチング素子を有するフルブリッジ回路で形成されて直流を交流に変換する複数の直交変換回路と、
    　複数の該直交変換回路毎に設けられて、該直交変換回路の交流側と一次側巻線側が接続される複数の変圧器と、
    　複数の該変圧器毎に設けられて、複数の該変圧器の二次側巻線側に接続されると共に、交流を直流に変換する複数の交直変換回路を備え、
    　複数の前記直交変換回路は各々直列に接続され、
    　複数の前記交直変換回路は各々直列に接続され、
    　複数の前記変圧器の一次側巻線と二次側巻線の比は、略同じであり、
    　一の前記直交変換回路における前記スイッチング素子のＯＮとＯＦＦの切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、３つ以上がＯＮとなる様なフェーズが形成されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  2. 　請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、更に前記スイッチング素子にＯＮ／ＯＦＦ切替指令を出力する制御手段を備え、
    　前記制御手段は、一の前記直交変換回路における前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、３つ以上が同時にＯＮとなる様に切替指令を出力することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  3. 　請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記制御手段は、一の前記直交変換回路における前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ切替に際して、４つの前記スイッチング素子のうち、４つ全てが同時にＯＮとなる様に切替指令を出力することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  4. 　請求項１ないし３のいずれか一つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、前記交直変換回路は、４つのダイオードを有するフルブリッジ回路で形成されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  5. 　請求項１ないし４のいずれか一つに記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　前記直交変換回路同士の接続点または前記交直変換回路同士の接続点には、該接続点の電位を振動させる電位制御手段が接続されることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  6. 　請求項５に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　前記電位制御手段は、前記接続点に正弦波状の電位または三角波状の電位を印加することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  7. 　請求項５または６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　前記電位制御手段は、前記接続点の電位を能動的に変化させる能動回路であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  8. 　請求項５または６に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　前記電位制御手段は、前記接続点の電位を受動的に変化させる受動回路であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
  9. 　請求項８に記載のＤＣ／ＤＣコンバータであって、
    　前記受動回路は、コンデンサとリアクトルが並列接続されたＬＣ共振回路であることを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
PCT/JP2013/056561 2013-03-11 2013-03-11 Ｄｃ／ｄｃコンバータ WO2014141353A1 (ja)

Priority Applications (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2015505096A JP5899374B2 (ja) 2013-03-11 2013-03-11 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
PCT/JP2013/056561 WO2014141353A1 (ja) 2013-03-11 2013-03-11 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
TW103102945A TW201503566A (zh) 2013-03-11 2014-01-27 直流對直流轉換器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2013/056561 WO2014141353A1 (ja) 2013-03-11 2013-03-11 Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2014141353A1 true WO2014141353A1 (ja) 2014-09-18

Family

ID=51536056

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2013/056561 WO2014141353A1 (ja) 2013-03-11 2013-03-11 Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Country Status (3)

Country Link
JP (1) JP5899374B2 (ja)
TW (1) TW201503566A (ja)
WO (1) WO2014141353A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110073565A (zh) * 2016-11-30 2019-07-30 Abb瑞士股份有限公司 用于控制光伏装置中的漏电流保护设备的方法
WO2021068640A1 (zh) * 2019-10-08 2021-04-15 全球能源互联网研究院有限公司 直流升压变换电路及装置

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114034971B (zh) * 2021-10-27 2022-07-26 华南理工大学 低频输电系统中线路故障的处理方法、系统、装置及介质

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61189167A (ja) * 1985-02-15 1986-08-22 Hitachi Ltd スイツチング電源装置
JPH01114368A (ja) * 1987-10-28 1989-05-08 Fuji Electric Co Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の制御方法
JPH02184266A (ja) * 1988-12-30 1990-07-18 Fuji Electric Co Ltd 多重ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法
US5771163A (en) * 1996-11-19 1998-06-23 Sansha Electric Manufacturing Company, Limited AC-DC converter apparatus
JPH11215841A (ja) * 1998-01-30 1999-08-06 Toshiba Corp 車両用電源装置
JP2002125374A (ja) * 2000-08-09 2002-04-26 Abb Res Ltd 高電圧ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2002223565A (ja) * 2001-01-24 2002-08-09 Nissin Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2005033967A (ja) * 2003-07-11 2005-02-03 Origin Electric Co Ltd 電力変換装置

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS61189167A (ja) * 1985-02-15 1986-08-22 Hitachi Ltd スイツチング電源装置
JPH01114368A (ja) * 1987-10-28 1989-05-08 Fuji Electric Co Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の制御方法
JPH02184266A (ja) * 1988-12-30 1990-07-18 Fuji Electric Co Ltd 多重ｄｃ／ｄｃコンバータ装置の入力電圧アンバランス抑制方法
US5771163A (en) * 1996-11-19 1998-06-23 Sansha Electric Manufacturing Company, Limited AC-DC converter apparatus
JPH11215841A (ja) * 1998-01-30 1999-08-06 Toshiba Corp 車両用電源装置
JP2002125374A (ja) * 2000-08-09 2002-04-26 Abb Res Ltd 高電圧ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2002223565A (ja) * 2001-01-24 2002-08-09 Nissin Electric Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP2005033967A (ja) * 2003-07-11 2005-02-03 Origin Electric Co Ltd 電力変換装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110073565A (zh) * 2016-11-30 2019-07-30 Abb瑞士股份有限公司 用于控制光伏装置中的漏电流保护设备的方法
CN110073565B (zh) * 2016-11-30 2021-08-06 马里奇控股荷兰有限公司 用于控制光伏装置中的漏电流保护设备的方法
WO2021068640A1 (zh) * 2019-10-08 2021-04-15 全球能源互联网研究院有限公司 直流升压变换电路及装置

Also Published As

Publication number Publication date
TW201503566A (zh) 2015-01-16
JP5899374B2 (ja) 2016-04-06
JPWO2014141353A1 (ja) 2017-02-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US7449867B2 (en) Multi-phase buck converter with a plurality of coupled inductors
US10622907B2 (en) DC-DC converter
US20080224812A1 (en) Isolated power converter
US20160072390A1 (en) Bidirectional dc/dc converter
US5166869A (en) Complementary electronic power converter
US20080247195A1 (en) Dc/dc converter
US20080084717A1 (en) Multi-phase buck converter with a plurality of coupled inductors
JP5280766B2 (ja) Ｄｃｄｃコンバータ、スイッチング電源および無停電電源装置
TW202201887A (zh) 諧振功率轉換器
JP6388154B2 (ja) 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5899374B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2021083265A5 (ja)
WO2015133118A1 (ja) 電力変換装置
JP2017005861A (ja) 共振型双方向ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP6503268B2 (ja) 直列共振型電源装置の制御方法及び制御装置
JP2016167968A (ja) 電力変換装置
JP6647760B2 (ja) 変調方法、及び、この変調方法を用いた回路
JP6045664B1 (ja) 電力変換装置
JP4635584B2 (ja) スイッチング電源装置
JP6314734B2 (ja) 電力変換装置
KR102175583B1 (ko) 수동소자로 이루어진 전력 네트워크를 포함한 공진형 컨버터
JP2013172466A (ja) 電力変換装置及びこれを用いた系統連系システム
US9923480B2 (en) DC-to-AC power converter with high efficiency
JP5899658B2 (ja) 電力変換装置
JP2019022270A (ja) 電力変換装置及びコモンモード電流の低減方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 13877527

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2015505096

Country of ref document: JP

Kind code of ref document: A

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 13877527

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1