JP2019022270A - 電力変換装置及びコモンモード電流の低減方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置において、インダクタンス値やスイッチング周波数を増大させることなく、コモンモード電流を低減する。【解決手段】この電力変換装置は、スイッチング素子を用いて所定周波数でスイッチングを行うことにより、入力を所定の出力に、非絶縁で変換する第１の電力変換器と、第１の電力変換器と同一構成であって、入力端及び出力端がそれぞれ第１の電力変換器と並列又は直列に接続され、第１の電力変換器と同一の入力条件に基づいて、第１の電力変換器とは異なる制御位相でスイッチングを行いつつ、第１の電力変換器と同じ主成分の電圧を同じ位相で出力する第２の電力変換器と、を含むものである。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置及びコモンモード電流の低減方法に関する。

変圧器の小型軽量化や低コスト化の観点から、重たい鉄心、巻線、及び、絶縁油を使った伝統的トランスに代わる、非絶縁型の変圧装置が提案されている(例えば、特許文献１，２参照。)。この変圧装置は、リアクタンス素子と半導体スイッチング素子とを使って変圧を実現するものであって、伝統的トランスとは構成が全く異なり、むしろＤＣ／ＤＣコンバータ等の電力変換装置の一種であるともいえる。

特開２０１５−８０３９７号公報 特開２０１６−９２９８１号公報

上記のような変圧装置（電力変換装置）では、鉄心を介した１次巻線、２次巻線で絶縁する構成をとらないため、対地容量を通してスイッチング周波数成分及びその高調波成分を含むコモンモード電流が流れる。このコモンモード電流は、ノイズの増大や効率悪化等、変圧装置の性能を劣化させる。そのため、コモンモード電流を低減することが求められる。

例えば、特許文献１の回路でコモンモード電流を低減する手法としては、例えば、（ｉ）回路内のインダクタのインダクタンス値を大きくすること、（ｉｉ）スイッチング周波数を高くすること、の２点が考えられる。しかし、（ｉ）の手法では、インダクタが物理的に大きくなり、巻線抵抗も増加する等による性能劣化が懸念される。（ｉｉ）の手法では、急峻なスイッチングによるノイズの増大やスイッチング損失の増加による効率の悪化が予想される。

かかる課題に鑑み、本発明は、電力変換装置において、インダクタンス値やスイッチング周波数を増大させることなく、コモンモード電流を低減することを目的とする。

本発明の一表現に係る電力変換装置は、スイッチング素子を用いて所定周波数でスイッチングを行うことにより、入力を所定の出力に、非絶縁で変換する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器と同一構成であって、入力端及び出力端がそれぞれ前記第１の電力変換器と並列又は直列に接続され、前記第１の電力変換器と同一の入力条件に基づいて、前記第１の電力変換器とは異なる制御位相でスイッチングを行いつつ、前記第１の電力変換器と同じ主成分の電圧を同じ位相で出力する第２の電力変換器と、を含む。

また、本発明の一表現によるコモンモード電流の低減方法は、同一構成の複数の電力変換器を含み、各電力変換器は、スイッチング素子を用いて所定周波数でスイッチングを行うことにより入力を所定の出力に非絶縁で変換する、電力変換装置におけるコモンモード電流の低減方法であって、前記複数の電力変換器について、各々の入力条件及び出力条件が互いに同じになるように入力端及び出力端をそれぞれ互いに並列、直列又は直並列に接続した状態とし、前記複数の電力変換器の全てが同じ主成分の電圧を同じ位相で出力するが、前記複数の電力変換器の全てにおいて互いに制御位相が異なるようにスイッチングを行うものである。

本発明によれば、電力変換装置において、インダクタンス値やスイッチング周波数を増大させることなく、コモンモード電流を低減することができる。

変圧装置として機能する電力変換器を示す回路図である。 図１に示したものと同じ電力変換器を２台用いて並列に接続した２系統の電力変換器を有する電力変換装置の構成を示す図である。 図２における電力変換器の内部回路も示した図である。 電力変換器が２系統（２台）である他の接続図であり、入力が並列、出力は直列の例である。 電力変換器が２系統（２台）である他の接続図であり、入出力共に直列の例である。 電力変換器が２系統（２台）である他の接続図であり、入力が直列、出力は並列の例である。 図２，図３の電力変換装置のスイッチングのタイミングチャートを示す図である。 φ＝０の場合の、コモンモード電流の波形の一例を示すグラフである。 φ＝πの場合の、コモンモード電流の波形の一例を示すグラフである。 ２つの電力変換器全体としてのコモンモード電流の波形を示すグラフである。 電力変換器が１系統時のコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、２系統でφ＝２π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、２系統でφ＝πのときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値とを示すグラフである。 １系統時のコモンモード電流の各高調波成分の実効値と、２系統でφ＝２π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の実効値と、２系統でφ＝πのときのコモンモード電流の各高調波成分の実効値とを示すグラフである。 ３系統の電力変換器の入力が並列、出力が並列の構成を示す図である。 ３系統の電力変換器の入力が並列、出力が直列の構成を示す図である。 ３系統の電力変換器の入力が直列、出力が直列の構成を示す図である。 ３系統の電力変換器の入力が直列、出力が並列の構成を示す図である。 図１３〜図１６の電力変換装置のスイッチングのタイミングチャートを示す図である。 φ_１＝φ_２＝０の場合の、コモンモード電流の波形の一例を示すグラフである。 φ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３の場合の、コモンモード電流の波形の一例を示すグラフである。 ３つの電力変換器全体としてのコモンモード電流の波形を示すグラフである。 電力変換器が１系統時のコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、３系統でφ_１＝π／２、φ_２＝πのときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値とを示すグラフである。 １系統時のコモンモード電流の各高調波成分の実効値と、３系統でφ_１＝π／２π、φ_２＝πのときの、コモンモード電流の各高調波成分の実効値と、３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の実効値とを示すグラフである。 ４系統の際の回路接続の例として、入力は４並列、出力は４直列の例である。 ４系統の際の回路接続の例として、入力は２並列の２直列、出力は２直列の２並列の例である。 １系統、２系統（制御位相差π）、３系統（制御位相差２π／３）、４系統（制御位相差π／２）、６系統（制御位相差π／３）のコモンモード電流の各高調波成分の絶対値を示すグラフである。 １系統、２系統（制御位相差π）、３系統（制御位相差２π／３）、４系統（制御位相差π／２）、６系統（制御位相差π／３）のコモンモード電流の各高調波成分の実効値を示すグラフである。 例えば、フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータを電力変換器として入力３並列、出力３並列の接続の仕方で３系統接続した電力変換装置の回路図である。 ３つの電力変換器についてφ_１＝０，φ_２＝０の場合のコモンモード電流の波形を示す図である。 ３つの電力変換器についてφ_１＝２π／３，φ_２＝４π／３の場合のコモンモード電流の波形を示す図である。 合計のコモンモード電流の波形を示す図である。 １系統時のコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値との比較を示すグラフである。 １系統時のコモンモード電流の各高調波成分の実効値と、３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の実効値とを示すグラフである。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）この電力変換装置は、スイッチング素子を用いて所定周波数でスイッチングを行うことにより、入力を所定の出力に、非絶縁で変換する第１の電力変換器と、前記第１の電力変換器と同一構成であって、入力端及び出力端がそれぞれ前記第１の電力変換器と並列又は直列に接続され、前記第１の電力変換器と同一の入力条件に基づいて、前記第１の電力変換器とは異なる制御位相でスイッチングを行いつつ、前記第１の電力変換器と同じ主成分の電圧を同じ位相で出力する第２の電力変換器と、を含むものである。
なお、上記「同じ主成分」とは、基本周波数（例えば商用交流であれば５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）が同じであることをいうものとする（以下同様。）。また、「同一構成」とは、定格、入出力特性等の、電気的な基本特性が同じであることを意味する（以下同様）。但し、同一構成であっても、制御位相は異なる。

このような電力変換装置では、制御位相が、第１の電力変換器と第２の電力変換器とで互いに異なることによって、コモンモード電流を低減することができる。従って、インダクタンス値やスイッチング周波数を増大させることなく、コモンモード電流を低減することができる。
また、制御位相は異なっても、第１の電力変換器と第２の電力変換器とで出力の主成分の電圧及び位相が同じであるので、出力は並列又は直列に合成することができる。なお、主成分の電圧とは交流であれば５０Ｈｚや６０Ｈｚの周波数となる電圧、直流であれば本来の、０Ｈｚの直流電圧である。かかる電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ変換、ＡＣ／ＡＣ変換、ＤＣ／ＡＣ変換、ＡＣ／ＤＣ変換のいずれにも適用可能である。

（２）また、（１）の電力変換装置において、前記第１の電力変換器及び前記第２の電力変換器を含む電力変換器の総数は、ａ、ｂを０又は正の整数とすると、（２^ａ×３^ｂ）個であり、全ての電力変換器は、相互に、前記制御位相が２π／（２^ａ×３^ｂ）ずつ、ずれていることが好ましい。
この場合、コモンモード電流の低減効果が最も顕著になる。

（３）また、（２）の電力変換装置において、前記全ての電力変換器の入力及び出力のそれぞれの接続形態は、（ａ）全数が互いに並列接続、（ｂ）全数が互いに直列接続、（ｃ）同数を並列接続したもの同士を相互に直列接続、及び、（ｄ）同数を直列接続したもの同士を相互に並列接続、のいずれか１つの形態である。
この場合、（ａ）は出力電流を大電流としたい場合や個々の電力変換器の電流負担を減らしたい場合に適し、（ｂ）は出力電圧を高電圧にしたい場合に適し、（ｃ）及び（ｄ）は、電流も電圧も、相応に大きく確保したい場合に適する。

（４）また、（３）の電力変換装置において、前記直列接続を行う場合は、各電力変換器に対応するコンデンサを設け、これらのコンデンサの直列体の両端に入力電圧が印加され又は出力電圧が生じるように構成し、各コンデンサの両端と、対応する電力変換器とを互いに接続するようにしてもよい。
この場合、複数のコンデンサによって容易に入力電圧を分割し、又は、出力電圧を合成することができる。また、コンデンサのインピーダンスが、主成分の電圧の周波数に対しては負荷より十分に大きく、スイッチング周波数に対しては負荷より十分に小さくなるようにすることで高調波電流をコンデンサに流すことができる。

（５）また、（１）〜（３）のいずれかの電力変換装置において、前記所定周波数とは１０ｋＨｚ以上の周波数であることが好ましい。
この場合、例えば商用交流の周波数（５０Ｈｚ又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高い周波数であるため、制御位相のずれは、出力の主成分の電圧や位相に全く影響しない。

（６）一方、方法の観点からは、これは、同一構成の複数の電力変換器を含み、各電力変換器は、スイッチング素子を用いて所定周波数でスイッチングを行うことにより入力を所定の出力に非絶縁で変換する、電力変換装置におけるコモンモード電流の低減方法であって、前記複数の電力変換器について、各々の入力条件及び出力条件が互いに同じになるように入力端及び出力端をそれぞれ互いに並列、直列又は直並列に接続した状態とし、
前記複数の電力変換器の全てが同じ主成分の電圧を同じ位相で出力するが、前記複数の電力変換器の全てにおいて互いに制御位相が異なるようにスイッチングを行う、コモンモード電流の低減方法である。

このようなコモンモード電流の低減方法によれば、制御位相が、各電力変換器で異なることによって、電力変換装置全体としては、コモンモード電流を低減することができる。従って、インダクタンス値やスイッチング周波数を増大させることなく、コモンモード電流を低減することができる。
また、制御位相は異なっても、全ての電力変換器の出力における主成分の電圧及び位相は同じであるので、出力は並列、直列又は直並列に合成することができる。かかるコモンモード電流の低減方法は、ＤＣ／ＤＣ変換、ＡＣ／ＡＣ変換、ＤＣ／ＡＣ変換、ＡＣ／ＤＣ変換のいずれにも適用可能である。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の実施形態に係る電力変換装置及びコモンモード電流の低減方法について、図面を参照して説明する。

［電力変換器の構成例］
図１は、変圧装置として機能する電力変換器１を示す回路図である。同様な変圧装置としての電力変換器は、前述の特許文献１，２に詳細に開示されており、既知であるので、ここでは簡素な一例を挙げて説明する。

図１において、電力変換器１は、電圧Ｖ_ｉｎを出力する電源２（ここでは商用交流電源）と、負荷Ｒ（Ｒは、抵抗値でもある。）との間に設けられている。電源２から電力変換器１への入力電路には、フィルタとして、入力側インダクタＬ_ｉｎが設けられている。電力変換器１は、前段回路３と、後段回路４と、フィルタとしての出力側インダクタＬ_ｏｕｔと、制御部５とを備えている。制御部５は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部５の記憶装置（図示せず。）に格納される。

前段回路３は、一対の半導体のスイッチング素子ＳＷ_１，ＳＷ_２と、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３と、を備えている。スイッチング素子ＳＷ_１，ＳＷ_２は、互いに直列に接続され、その直列体が、入力の２線間に接続されている。この直列体の一端をノードＮ１、他端をノードＮ３、相互接続点をノードＮ２とすると、ノードＮ１及びノードＮ３からそれぞれコンデンサＣ１及びＣ３を介した電路は１つになり、前段回路３の出力ポートＰ２へ導かれる。ノードＮ２からコンデンサＣ２を介した電路は、前段回路３の出力ポートＰ１へ導かれる。

後段回路４は、一対の半導体のスイッチング素子ＳＷ_３，ＳＷ_４と、インダクタＬ１，Ｌ２と、を備えている。スイッチング素子ＳＷ_３，ＳＷ_４は、互いに直列に接続され、その直列体が、前段回路３の出力ポートＰ１，Ｐ２からの２線間に接続されている。この直列体の一端をノードＭ１、他端をノードＭ３、相互接続点をノードＭ２とすると、ノードＭ１及びノードＭ３からそれぞれインダクタＬ１及びＬ３を介した電路は１つになり、後段回路４の出力ポートＰ４へ導かれる。ノードＭ２からの電路はそのまま、後段回路４の出力ポートＰ３へ導かれる。

スイッチング素子ＳＷ_１〜ＳＷ_４は、制御部５により高速（例えば１０ｋＨｚ以上）にスイッチングされる。制御部５によるスイッチングには規則性があり、スイッチング素子ＳＷ_１，ＳＷ_３は互いに同期して動作し、また、スイッチング素子ＳＷ_２，ＳＷ_４は互いに同期して動作する。そして、スイッチング素子ＳＷ_１，ＳＷ_２のペアは交互に排他的にオンになるよう動作し、また、スイッチング素子ＳＷ_３，ＳＷ_４のペアも交互に排他的にオンになるよう動作する。

このようなスイッチングを行うことにより、出力ポートＰ３，Ｐ４間の電圧は、ノードＮ１−Ｎ３間に入力される電圧の約１／４になることがわかっている。出力ポートＰ３，Ｐ４間の電圧は、出力側インダクタＬ_ｏｕｔ及び出力側コンデンサＣ_ｏｕｔを介して負荷Ｒに供給される。
なお、図１は、交流の電源２の電圧を変圧する場合を示しているが、電源２は直流であってもよい。また、電源側と負荷側とを入れ替えれば、同様なスイッチングにより、昇圧も可能である。

［コモンモード電流］
次に、図１において、電力変換器１が入出力間で非絶縁であることによって、対地容量を介して、スイッチング周波数成分及びその高調波成分を含むコモンモード電流が流れる。図１では、これを、コモンモード電流Ｉｇが、例えば、出力側コンデンサＣ_ｏｕｔの一端と、電源２の出力電路の一方との間で、抵抗Ｒｇを介して流れるものとして表している。抵抗Ｒｇは、対地容量を抵抗に置き換えて表現したものであり、抵抗値は例えば１ｋΩである。このようなコモンモード電流Ｉｇは、前述のように、ノイズの増大や、効率の悪化等、電力変換器の性能を劣化させる原因となる。そこで、コモンモード電流を低減する「電力変換装置」について以下に説明する。なお、この「電力変換装置」とは、複数の電力変換器を含むものを言う。

［電力変換装置としての第１実施形態（２系統）］
図２は、図１に示したものと同じ電力変換器１を２台用いて並列に接続した２系統の電力変換器１Ａ，１Ｂを有する電力変換装置１００の構成を示す図である。図において、電力変換器１Ａ，１Ｂは、入力側において、電源２から入力側インダクタＬ_ｉｎを介した入力電路に対して互いに並列に接続されている。また、電力変換器１Ａ，１Ｂは、出力側において、出力側コンデンサＣ_ｏｕｔに対して互いに並列に接続されている。

図３は、図２における電力変換器１Ａ，１Ｂの内部回路も示した図である。各電力変換器１Ａ，１Ｂの動作は、後述の制御位相の点を除いて、図１の電力変換器１についての説明と同様である。但し、識別のため、電力変換器１Ａのスイッチング素子はＳＷ_１１，ＳＷ_１２，ＳＷ_１３，ＳＷ_１４とする。また、電力変換器１Ｂのスイッチング素子はＳＷ_２１，ＳＷ_２２，ＳＷ_２３，ＳＷ_２４とする。電力変換器１Ａ，１Ｂの制御部５同士は、通信が可能である。

このような電力変換器１Ａ，１Ｂの並列構成をとることで、１台の電力変換器で同じ入出力の場合と比較すると、電力変換器１台あたりの入出力電流は半分となり、電力変換器１Ａ，１Ｂを構成する素子の一部、または全部の、必要な耐電流も半分となる。従って、より安価で性能の安定した素子を使用することができる。また、負担を減らすのではなく、負荷Ｒの消費電力が大きいため大電流出力が必要な場合にも、このような並列構成は好適である。

図４〜図６は、電力変換器が２系統（２台）である他の接続図である。
図４では、電力変換器１Ａ，１Ｂは、入力が並列、出力が直列の関係となる。出力側コンデンサＣ_ｏｕｔは２個直列に設けられ、２個直列体の全体が負荷Ｒに対して並列に接続されている。電力変換器１Ａ，１Ｂの出力は対応する出力側コンデンサＣ_ｏｕｔの両端に接続され、２個の出力側コンデンサＣ_ｏｕｔによって出力電圧が互いに加算される。

図５では、電力変換器１Ａ，１Ｂが、入出力共に直列の関係となる。すなわち、入力側コンデンサＣ_ｉｎは２個直列に設けられ、２個直列体の全体が入力電路の２線間に接続されている。２線間の入力電圧は分圧され、電力変換器１Ａ，１Ｂへの入力電圧となる。
図６では、電力変換器１Ａ，１Ｂは、入力が直列、出力は並列の関係となる。
以上のように、２系統の電力変換器１Ａ，１Ｂを用いる場合、入力・出力の接続の仕方は、図２，図４〜図６の４種類があり、必要に応じて選択することができる。電力変換器１Ａ，１Ｂの制御に関しては、どの種類でも共通である。

４種類のうち、図２、図６は出力電流を大電流としたい場合や個々の電力変換器の電流負担を減らしたい場合に適し、図４，図５は出力電圧を高電圧にしたい場合や個々の電力変換器の耐圧を減らしたい場合に適する。また、コンデンサの直列体を使う場合、複数のコンデンサによって容易に入力電圧を分割し、又は、出力電圧を合成することができる。さらに、コンデンサのインピーダンスが、主成分の電圧の周波数に対しては負荷より十分に大きく、スイッチング周波数に対しては負荷より十分に小さくなるようにすることで高調波電流をコンデンサに流すことができる。

図７は、図２，図３の電力変換装置１００のスイッチングのタイミングチャートを示す図である。横軸は制御位相ωｔを表している。なお、スイッチング周波数をｆ_ＳＷとすると、ω＝２πｆ_ＳＷであり、ｔは時間である。Ｔは、スイッチング周期であり、Ｔ＝１／ｆ_ｓｗである。制御の１周期分の位相は、ωＴ（＝ω／ｆ_ｓｗ）である。４つのタイムチャートは、上から順に、（ａ）がスイッチング素子ＳＷ_１１，ＳＷ_１４のタイムチャート、（ｂ）がスイッチング素子ＳＷ_１２，ＳＷ_１３のタイムチャート、（ｃ）がスイッチング素子ＳＷ_２１，ＳＷ_２４のタイムチャート、（ｄ）がスイッチング素子ＳＷ_２２，ＳＷ_２３のタイムチャートである。

図７に示すように、スイッチング素子ＳＷ_１１、ＳＷ_１４とスイッチング素子ＳＷ_１２、ＳＷ_１３は相補的にオン／オフする関係にある。なお、詳細には、オン／オフが切り替わる瞬間にスイッチング素子ＳＷ_１１、ＳＷ_１４とスイッチング素子ＳＷ_１２、ＳＷ_１３が同時にオンにならないよう、微小なデッドタイムを設けるが、ここではその図示は省略する。同様に、スイッチング素子ＳＷ_２１、ＳＷ_２４とスイッチング素子ＳＷ_２２、ＳＷ_２３は相補的にオン／オフする関係にある。

ここで、電力変換器１Ａについての（ａ）及び（ｂ）の２つのタイムチャートと、電力変換器１Ｂについての（ｃ）及び（ｄ）の２つのタイムチャートとは、互いに制御位相がφだけずれている。このずれは、どちらが「進み」でも「遅れ」でも構わない。電力変換器１Ａに関しては、（ａ）及び（ｂ）のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ成分及び、その高調波成分をもつコモンモード電流が発生する。電力変換器１Ｂに関しては、（ｃ）及び（ｄ）のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ成分及び、その高調波成分をもつコモンモード電流が発生する。

電力変換器１Ａで発生するコモンモード電流をＩ_ｇ１Ａ、電力変換器１Ｂで発生するコモンモード電流をＩ_ｇ１Ｂとすると、制御位相がφずれているため、これらコモンモード電流のＮ次高調波成分同士の位相差は、Ｎφとなる（Ｎは次数を表し、整数である）。
図３の２系統の電力変換器１Ａ，１Ｂにおけるコモンモード電流Ｉ_ｇは、電力変換器１Ａで発生するコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａと、電力変換器１Ｂで発生するコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ｂとの和である。

また、電力変換器１Ａ及び電力変換器１Ｂの入力電圧と入力電流とが互いに全く等しく、かつ、電力変換器１Ａ及び電力変換器１Ｂは特性が全く等しい、と仮定すると、電力変換器１Ａで発生するコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａと、電力変換器１Ｂで発生するコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ｂの大きさは互いに等しい。また、電力変換器１Ａと電力変換器１Ｂとでは、等しく電力分配されるため、Ｉ_ｇ１ＡとＩ_ｇ１Ｂの大きさは、１系統の場合のコモンモード電流をＩ’_ｇとすると、｜Ｉ_ｇ１Ａ｜＝｜Ｉ_ｇ１Ｂ｜＝｜Ｉ’_ｇ｜／２である。従って、高調波の次数をＮとすると、２系統にした場合のコモンモード電流のＮ次高調波成分の大きさ｜Ｉ_ｇＮ｜は、１系統の場合のコモンモード電流のＮ次高調波成分の大きさ｜Ｉ’_ｇＮ｜を用いて式（１）で表される。

ここで、電力変換器１Ａ及び電力変換器１Ｂを、同期すなわちφ＝０で制御すると、式（１）は｜Ｉ_ｇＮ｜＝｜Ｉ’_ｇＮ｜となり、コモンモード電流は低減されない。しかし、φ≠０で制御すると、｜Ｉ_ｇＮ｜≦｜Ｉ’_ｇＮ｜となり、コモンモード電流が低減される。最もコモンモード電流が低減されるφは、φ＝πのときであり、そのときのコモンモード電流は、Ｎが奇数の場合｜Ｉ_ｇＮ｜＝０、Ｎが偶数の場合｜Ｉ_ｇＮ｜＝｜Ｉ’_ｇＮ｜となる。つまり、２つの制御位相の差が、πだけずれているとき、コモンモード電流が最も低減される。

なお、電力変換器１Ａと１Ｂとは同一構成であり、互いに同じ主成分の電圧を同じ位相で出力する。すなわち、制御位相は異なっても、２つの電力変換器１Ａ，１Ｂで出力の主成分の電圧及び位相が同じであるので、出力は並列又は直列に合成することができる。例えば交流を出力する場合、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの周波数であり、制御周波数は例えば１０ｋＨｚ以上であって、周波数に圧倒的な差があるので、制御位相のずれは出力の基本波に影響しない。出力が直流であっても同様である。

制御位相のずれを正確に作り出すには、例えば、制御部５同士がクロック同期をとる必要がある。そのため、前述のように、電力変換器１Ａ，１Ｂの制御部５同士は通信が可能となっている。なお、その他、電力変換器１Ａ，１Ｂの制御部５を一つにまとめるか、又は、共通の上位の制御部を設けることもできる。後述の３系統以上でも同様である。

次に制御位相の差φがコモンモード電流に与える影響についてのシミュレーション結果について説明する。
図８は、φ＝０の場合の、コモンモード電流の波形の一例を示すグラフである。横軸は時間［μｓ］、縦軸はコモンモード電流［Ａ］である。このグラフでは電力変換器１Ａのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａと、電力変換器１Ｂのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ｂとが互いに同位相であり、同じ波形で重なっている。

図９は、φ＝πの場合の、コモンモード電流の波形の一例を示すグラフである。横軸は時間［μｓ］、縦軸はコモンモード電流［Ａ］である。実線は電力変換器１Ａのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａを表し、点線は電力変換器１Ｂのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ｂを表している。φ＝πの場合、コモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂは互いに逆位相である。

図１０は、２つの電力変換器１Ａ，１Ｂ全体としてのコモンモード電流Ｉ_ｇすなわち、Ｉ_ｇ＝Ｉ_ｇ１Ａ＋Ｉ_ｇ１Ｂの波形を示すグラフである。実線はφ＝０の場合のＩ_ｇを示し、点線はφ＝πの場合のＩ_ｇを示している。２つの波形を比較すれば明らかに、φ＝πの場合には、Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂが互いに打ち消し合い、コモンモード電流の振幅が大きく低減されていることがわかる。

図１１は、電力変換器が１系統時のコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、２系統でφ＝２π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、２系統でφ＝πのときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値とを、周波数ごとに左から並べて示すグラフである。横軸は周波数［ｋＨｚ］、縦軸はコモンモード電流［ｍＡ］である。

スイッチング周波数は４０ｋＨｚである。２系統でφ＝πのとき、Ｎが奇数の高調波成分である４０ｋＨｚ成分、１２０ｋＨｚ成分、２００ｋＨｚ成分はほぼ０となり、十分に低減されていることがわかる。Ｎが偶数の高調波成分である８０ｋＨｚ成分、１６０ｋＨｚ成分、２４０ｋＨｚ成分は１系統時と同程度であることがわかる。２系統でφ＝２π／３のときはどの周波数においても０とはならないが、１系統時と同程度か、あるいは低減されていることがわかる。

図１２は、１系統時のコモンモード電流の各高調波成分の実効値と、２系統でφ＝２π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の実効値と、２系統でφ＝πのときのコモンモード電流の各高調波成分の実効値とを示すグラフである。φ＝０にすることでコモンモード電流の各高調波成分の実効値が低減され、φ＝πのときに最も低減される。

［電力変換装置としての第２実施形態（３系統）］
次に、３系統（３台）の電力変換器を用いた例を示す。３系統の電力変換器の各々の入力端または出力端を直列または並列に接続するためには、図１３〜図１６に示す４通りの構成がある。
図１３は、入力が並列、出力が並列の構成を示す図である。図１４は、入力が並列、出力が直列の構成を示す図である。図１５は入力が直列、出力も直列の構成を示す図である。図１６は入力が直列、出力が並列の構成を示す図である。構成は要求仕様に合わせて自由に選択できる。

図１７は、図１３〜図１６の電力変換装置１００のスイッチングのタイミングチャートを示す図である。横軸は制御位相ωｔを表している。なお、スイッチング周波数をｆ_ＳＷとすると、ω＝２πｆ_ＳＷであり、ｔは時間である。Ｔは、スイッチング周期であり、Ｔ＝１／ｆ_ｓｗである。制御の１周期分の位相は、ωＴ（＝ω／ｆ_ｓｗ）である。上から順に、（ａ）がスイッチング素子ＳＷ_１１，ＳＷ_１４のタイムチャート、（ｂ）がスイッチング素子ＳＷ_１２，ＳＷ_１３のタイムチャート、（ｃ）がスイッチング素子ＳＷ_２１，ＳＷ_２４のタイムチャート、（ｄ）がスイッチング素子ＳＷ_２２，ＳＷ_２３のタイムチャート、（ｅ）がスイッチング素子ＳＷ_３１，ＳＷ_３４のタイムチャート、（ｆ）がスイッチング素子ＳＷ_３２，ＳＷ_３３のタイムチャートである。

Ｔはスイッチング周期（スイッチング周波数ｆ_ｓｗの逆数）である。スイッチング素子ＳＷ_１１、ＳＷ_１４とスイッチング素子ＳＷ_１２、Ｓ_１３は相補的にオン／オフする。スイッチング素子ＳＷ_２１、ＳＷ_２４とスイッチング素子ＳＷ_２２、Ｓ_２３は相補的にオン／オフする。また、スイッチング素子ＳＷ_３１、ＳＷ_３４とスイッチング素子ＳＷ_２３２、Ｓ_３３は相補的にオン／オフする。

また、電力変換器１Ａについての（ａ）、（ｂ）の２つのタイムチャートと、電力変換器１Ｂについての（ｃ）、（ｄ）の２つのタイムチャートとは、互いに制御位相がφ_１だけずれている。電力変換器１Ａに関しては、（ａ）及び（ｂ）のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ成分及び、その高調波成分をもつコモンモード電流が発生する。電力変換器１Ｂに関しては、（ｃ）及び（ｄ）のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ成分及び、その高調波成分をもつコモンモード電流が発生する。さらに、電力変換器１Ａについての（ａ）、（ｂ）の２つのタイムチャートと、電力変換器１Ｃについての（ｅ）、（ｆ）の２つのタイムチャートとは、互いに制御位相がφ_２だけずれている。電力変換器１Ｃに関しては、（ｅ）及び（ｆ）のスイッチング周波数ｆ_ｓｗ成分及び、その高調波成分をもつコモンモード電流が発生する。なお、φ_１、φ_２のずれは、進み又は遅れである。

φ_１、φ_２は任意に設定できる。２系統の場合と同様に考えると、コモンモード電流のＮ次高調波成分の大きさ｜Ｉ_ｇＮ｜は、１系統の場合のコモンモード電流のＮ次高調波成分の大きさ｜Ｉ’_ｇＮ｜を用いて以下の式（２）で表される。

ここで、電力変換器１Ａ、電力変換器１Ｂ及び電力変換器１Ｃの制御を互いに同期させると、言い換えれば、φ_１＝φ_２＝０で制御すると、式（２）は｜Ｉ_ｇＮ｜＝｜Ｉ’_ｇＮ｜となり、コモンモード電流は低減されない。しかし、φ_１＝φ_２＝０以外で制御すると、｜Ｉ_ｇＮ｜≦｜Ｉ’_ｇＮ｜となり、コモンモード電流が低減される。最もコモンモード電流が低減されるφ_１とφ_２の組み合わせは、φ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のとき（φ_１≦φ_２とする場合）であり、そのときのコモンモード電流は、Ｎが３で割り切れない高調波では｜Ｉ_ｇＮ｜＝０、Ｎが３の倍数である高調波では｜Ｉ_ｇＮ｜＝｜Ｉ’_ｇＮ｜となる。つまり、３つの制御位相差が２π／３ずつ均等にずれているとき、コモンモード電流が最も低減される。

図１８は、φ_１＝φ_２＝０の場合の、コモンモード電流の波形の一例を示すグラフである。横軸は時間［μｓ］、縦軸はコモンモード電流［Ａ］である。このグラフでは、電力変換器１Ａのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａと、電力変換器１Ｂのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ｂと、電力変換器１Ｃのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ｃが互いに同位相であり、同じ波形で重なっている。

図１９は、φ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３の場合の、コモンモード電流の波形の一例を示すグラフである。横軸は時間［μｓ］、縦軸はコモンモード電流［Ａ］である。実線は電力変換器１Ａのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａを表し、点線は電力変換器１Ｂのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ｂを表し、さらに、一点鎖線は電力変換器１Ｃのコモンモード電流Ｉ_ｇ１Ｃを表している。コモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂ、Ｉ_ｇ１Ｃは２π／３ずつ位相がずれている。

図２０は、３つの電力変換器１Ａ，１Ｂ，１Ｃ全体としてのコモンモード電流Ｉ_ｇすなわち、Ｉ_ｇ＝Ｉ_ｇ１Ａ＋Ｉ_ｇ１Ｂ＋Ｉ_ｇ１Ｃの波形を示すグラフである。実線はφ_１＝φ_２＝０の場合のＩ_ｇを示し、点線はφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３の場合のＩ_ｇを示している。φ_１＝２π／３，φ_２＝４π／３の場合、Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂ、Ｉ_ｇ１Ｃが互いに打ち消し合うため、φ_１＝φ_２＝０の場合に比べてコモンモード電流Ｉ_ｇの振幅は小さくなる。

図２１は、電力変換器が１系統時のコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、３系統でφ_１＝π／２、φ_２＝πのときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値とを周波数ごとに左から並べて示すグラフである。横軸は周波数［ｋＨｚ］、縦軸はコモンモード電流［ｍＡ］である。

スイッチング周波数は４０ｋＨｚである。３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のとき、Ｎが奇数の高調波成分である４０ｋＨｚ成分、１２０ｋＨｚ成分、２００ｋＨｚ成分はほぼ０となり、十分に低減されていることがわかる。Ｎが偶数の高調波成分である８０ｋＨｚ成分、１６０ｋＨｚ成分、２４０ｋＨｚ成分は１系統時と同程度であることがわかる。３系統でφ_１＝π／２、φ_２＝πのときはどの周波数においても０とはならないが、１系統時と同程度か、あるいは低減されていることがわかる。

図２２は、１系統時のコモンモード電流の各高調波成分の実効値と、３系統でφ_１＝π／２、φ_２＝πのときの、コモンモード電流の各高調波成分の実効値と、３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の実効値とを示すグラフである。φ_１＝π／２、φ_２＝πにすることで、コモンモード電流の各高調波成分の実効値が低減され、さらに、φ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときに最も低減される。

［電力変換装置としての第３実施形態（多系統）］
上記２つの実施形態の拡大版として、４系統、５系統、もしくはそれ以上の系統数に増やしても、コモンモード電流の低減効果が期待できる。
図２３及び図２４は、４系統の際の回路接続の例を示す図である。図２３の場合、電力変換器１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄの入力は４並列、出力は４直列である。図２４の場合は、入力は２並列の２直列、出力は２直列の２並列である。入力・出力共に、４並列、２並列の２直列、２直列の２並列、４直列の４種類があるため、全体としては、１６種類の接続が可能である。直列と並列とを組み合わせる場合は、個々の電力変換器の定格を増大させずに、全体として電流も電圧も、相応に大きく確保することができる。

なお、参考までに、４つの電力変換器を接続する構成としては、上記の１６種類以外にも存在する。例えば、３直列したものと１つを並列に接続する等がある。ところが、このような構成を採用すると、３直列した電力変換器と、１つの電力変換器とでは、電圧に違いが生じてしまい、実用的には使えない。従って、全ての電力変換器の入出力電圧・入出力電流の大きさと位相は全て等しくなる構成にしなければならない。

また、見方をかえると、４系統は２系統化が２つの組み合わせと考えることができる。例えば、図２４は図４の２並列電力変換器を１つの電力変換器と見て、図６のように接続したと考えることができる。他の構成も同様の考えで構成することができる。この考えを適用すると、例えばそれぞれの電力変換器の制御位相差をπ／２ずつ均等にずらして制御することで、４Ｎ次高調波以外の電流を打ち消すことができる。
同様に、６系統は２系統化１つと３系統化１つの組み合わせと考えることができる。この場合、例えばそれぞれの電力変換器の制御位相差をπ／３ずつ均等にずらして制御することで、６Ｎ次高調波以外の電流を打ち消すことができる。

以上のことをまとめると、系統数が２^ａ×３^ｂ（ａ，ｂはそれぞれ０又は任意の正の整数）であり、かつ各々の電力変換器の制御の位相差は２π／（２^ａ×３^ｂ）で均等にずらしたとき、（２^ａ×３^ｂ×Ｎ）次高調波成分以外のコモンモード電流を打ち消す効果が期待でき、コモンモード電流が最も低減される。但し、現実的には、各々の制御の位相差は必ずしも２π／（２^ａ×３^ｂ）でなくとも、一定の、コモンモード電流の低減効果は得られる。また、系統数が２^ａ×３^ｂ以外であっても制御位相をずらすことで、一定の、コモンモード電流の低減効果は得られる。

例えば、図２５は、１系統、２系統（制御位相差π）、３系統（制御位相差２π／３）、４系統（制御位相差π／２）、６系統（制御位相差π／３）のコモンモード電流の各高調波成分の絶対値を示すグラフである。なお、棒グラフは、周波数ごとに、左から、１系統、２系統、３系統、４系統、６系統の順になっている（数値が出ないところは０と表記されている。）。前述のように、系統数が２^ａ×３^ｂであるとき、（２^ａ×３^ｂ×Ｎ）次高調波成分以外のコモンモード電流が打ち消されている。

図２６は、１系統、２系統（制御位相差π）、３系統（制御位相差２π／３）、４系統（制御位相差π／２）、６系統（制御位相差π／３）のコモンモード電流の各高調波成分の実効値を示すグラフである。３系統を除き、系統数が多いほどコモンモード電流の各高調波成分の実効値が減少する。

［電力変換装置としての第４実施形態（ＤＣ／ＤＣコンバータ）］
上記の実施形態１〜３は全て図１に示す変圧装置としての電力変換器への適用として説明したが、電力変換器は他の変換器でも適用可能である。
図２７は、例えば、フルブリッジＤＣ／ＤＣコンバータを電力変換器１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃとして入力３並列、出力３並列の接続の仕方で３系統接続した電力変換装置１００の回路図である。制御の要領は図１７と同じである。

電源２は直流電源であり、例えば電力変換器１１Ａ内では、スイッチング素子ＳＷ_１１，ＳＷ_１２，ＳＷ_１３，ＳＷ_１４によって構成されたインバータにより交流化され、その後、ダイオードＤ_１１，Ｄ_１２，Ｄ_１３，Ｄ_１４により直流に戻される。同様に、電力変換器１１Ｂは、スイッチング素子ＳＷ_２１，ＳＷ_２２，ＳＷ_２３，ＳＷ_２４、及び、ダイオードＤ_２１，Ｄ_２２，Ｄ_２３，Ｄ_２４を備えている。電力変換器１１Ｃは、スイッチング素子ＳＷ_３１，ＳＷ_３２，ＳＷ_３３，ＳＷ_３４、及び、ダイオードＤ_３１，Ｄ_３２，Ｄ_３３，Ｄ_３４を備えている。

図２８は、電力変換器１１Ａ、電力変換器１１Ｂ及び電力変換器１１Ｃそれぞれの、コモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂ、Ｉ_ｇ１Ｃの波形を示す図である。図２８はφ_１＝φ_２＝０の場合を示している。この場合、コモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂ、Ｉ_ｇ１Ｃは全て互いに同位相であり、同じ波形で重なっている。

図２９は、φ_１＝２π／３，φ_２＝４π／３の場合のコモンモード電流の波形を示す図である。実線は電力変換器１１Ａ、点線は電力変換器１１Ｂ、一点鎖線は電力変換器１１Ｃに関する波形である。この場合、コモンモード電流Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂ、Ｉ_ｇ１Ｃは２π／３ずつ位相が異なる。
図３０は、Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂ、Ｉ_ｇ１Ｃを合計したコモンモード電流Ｉ_ｇ（＝Ｉ_ｇ１Ａ＋Ｉ_ｇ１Ｂ＋Ｉ_ｇ１Ｃ）の波形を示す図である。実線は、φ_１＝φ_２＝０の場合、点線は、φ_１＝２π／３，φ_２＝４π／３の場合である。φ_１＝２π／３，φ_２＝４π／３の場合、Ｉ_ｇ１Ａ、Ｉ_ｇ１Ｂ、Ｉ_ｇ１Ｃが互いに打ち消し合うため、φ_１＝φ_２＝０の場合に比べてコモンモード電流Ｉ_ｇの振幅は明らかに小さくなる。

図３１は、１系統時のコモンモード電流の各高調波成分の絶対値と、３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の絶対値とを周波数ごとに左から並べて示すグラフである。スイッチング周波数は４０ｋＨｚである。全波整流は、奇数次高調波は発生しないため、１系統時も奇数次高調波のコモンモード電流は発生しない。３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のとき、偶数次高調波以外、かつ３Ｎ次高調波成分以外、つまり、６Ｎ次高調波成分以外である４０ｋＨｚ成分、８０ｋＨｚ成分、１２０ｋＨｚ、１６０ｋＨｚ、２００ｋＨｚ成分はほぼ０となり、十分に低減されていることがわかる。６次高調波成分である８０ｋＨｚ成分、１６０ｋＨｚ成分、２４０ｋＨｚ成分は１系統時と同程度であることがわかる。

図３２は、１系統時のコモンモード電流の各高調波成分の実効値と、３系統でφ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときのコモンモード電流の各高調波成分の実効値とを示すグラフである。φ_１≠０、またはφ_２≠０、またはその両方にすることでコモンモード電流の各高調波成分の実効値が低減され、φ_１＝２π／３、φ_２＝４π／３のときに最も大きく低減される。

［まとめ］
以上、詳述したように、この電力変換装置１００は、少なくとも２つの電力変換器を含んでいる。そして、その２つの電力変換器に着目して言えば、電力変換装置１００は、スイッチング素子を用いて所定周波数でスイッチングを行うことにより、入力を所定の出力に、非絶縁で変換する第１の電力変換器と、この第１の電力変換器と同一構成であって、入力端及び出力端がそれぞれ第１の電力変換器と並列又は直列に接続され、第１の電力変換器と同一の入力条件に基づいて、第１の電力変換器とは異なる制御位相でスイッチングを行いつつ、第１の電力変換器と同じ主成分の電圧を同じ位相で出力する第２の電力変換器と、を含むものである。第１の変換器とは、同時に使用される複数の電力変換器の中の１つであり、第２の変換器とは他の１つである。

このような電力変換装置１００では、制御位相が、第１の電力変換器と第２の電力変換器とで互いに異なることによって、コモンモード電流を低減することができる。従って、インダクタンス値やスイッチング周波数を増大させることなく、コモンモード電流を低減することができる。
また、制御位相は異なっても、第１の電力変換器と第２の電力変換器とで出力の主成分の電圧及び位相が同じであるので、出力は並列又は直列に合成することができる。なお、主成分の電圧とは交流であれば５０Ｈｚや６０Ｈｚの周波数となる電圧、直流であれば本来の、０Ｈｚの直流電圧である。かかる電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣ変換、ＡＣ／ＡＣ変換、ＤＣ／ＡＣ変換、ＡＣ／ＤＣ変換のいずれにも適用可能である。

なお、好ましい態様としては、第１の電力変換器及び第２の電力変換器を含む電力変換器の総数は、ａ、ｂを０又は正の整数とすると、（２^ａ×３^ｂ）個であり、全ての電力変換器は、相互に、前記制御位相が２π／（２^ａ×３^ｂ）ずつ、ずれている。
この場合、コモンモード電流の低減効果が最も顕著になる。

［補記］
なお、上述の各実施形態については、その少なくとも一部を、相互に任意に組み合わせてもよい。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ 電力変換器
２ 電源
３ 前段回路
４ 後段回路
５ 制御部
１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ 電力変換器
１００ 電力変換装置
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３ コンデンサ
Ｃ_ｉｎ 入力側コンデンサ
Ｃ_ｏｕｔ 出力側コンデンサ
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
Ｌ_ｉｎ 入力側インダクタ
Ｌ_ｏｕｔ 出力側インダクタ
Ｎ１，Ｎ２，Ｎ３ ノード
Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３ ノード
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４ 出力ポート
ＳＷ_１，ＳＷ_２，ＳＷ_３，ＳＷ_４ スイッチング素子
ＳＷ_１１，ＳＷ_１２，ＳＷ_１３，ＳＷ_１４ スイッチング素子
ＳＷ_２１，ＳＷ_２２，ＳＷ_２３，ＳＷ_２４ スイッチング素子

Claims (6)

1. スイッチング素子を用いて所定周波数でスイッチングを行うことにより、入力を所定の出力に、非絶縁で変換する第１の電力変換器と、
   前記第１の電力変換器と同一構成であって、入力端及び出力端がそれぞれ前記第１の電力変換器と並列又は直列に接続され、前記第１の電力変換器と同一の入力条件に基づいて、前記第１の電力変換器とは異なる制御位相でスイッチングを行いつつ、前記第１の電力変換器と同じ主成分の電圧を同じ位相で出力する第２の電力変換器と、
   を含む電力変換装置。
2. 前記第１の電力変換器及び前記第２の電力変換器を含む電力変換器の総数は、ａ、ｂを０又は正の整数とすると、（２^ａ×３^ｂ）個であり、全ての電力変換器は、相互に、前記制御位相が２π／（２^ａ×３^ｂ）ずつ、ずれている請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記全ての電力変換器の入力及び出力のそれぞれの接続形態は、（ａ）全数が互いに並列接続、（ｂ）全数が互いに直列接続、（ｃ）同数を並列接続したもの同士を相互に直列接続、及び、（ｄ）同数を直列接続したもの同士を相互に並列接続、のいずれか１つの形態である請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記直列接続を行う場合は、各電力変換器に対応するコンデンサを設け、これらのコンデンサの直列体の両端に入力電圧が印加され又は出力電圧が生じるように構成し、各コンデンサの両端と、対応する電力変換器とを互いに接続する請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記所定周波数とは１０ｋＨｚ以上の周波数である請求項１〜請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
6. 同一構成の複数の電力変換器を含み、各電力変換器は、スイッチング素子を用いて所定周波数でスイッチングを行うことにより入力を所定の出力に非絶縁で変換する、電力変換装置におけるコモンモード電流の低減方法であって、
   前記複数の電力変換器について、各々の入力条件及び出力条件が互いに同じになるように入力端及び出力端をそれぞれ互いに並列、直列又は直並列に接続した状態とし、
   前記複数の電力変換器の全てが同じ主成分の電圧を同じ位相で出力するが、前記複数の電力変換器の全てにおいて互いに制御位相が異なるようにスイッチングを行う、
   コモンモード電流の低減方法。