CN105099244B - 多电平功率转换器 - Google Patents

多电平功率转换器 Download PDF

Info

Publication number
CN105099244B
CN105099244B CN201510236125.9A CN201510236125A CN105099244B CN 105099244 B CN105099244 B CN 105099244B CN 201510236125 A CN201510236125 A CN 201510236125A CN 105099244 B CN105099244 B CN 105099244B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch
grade
basic
voltage
basic switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201510236125.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105099244A (zh
Inventor
J-P.拉维维莱
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Original Assignee
Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Schneider Toshiba Inverter Europe SAS filed Critical Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Publication of CN105099244A publication Critical patent/CN105099244A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105099244B publication Critical patent/CN105099244B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H02P27/14—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation with three or more levels of voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Abstract

这是一种多电平转换器，包括由级联安装的n个级(Et1、Et2、......、Etn)形成的至少一个臂(B)。第1级(Et1)包括单个具有四个电压电平的开关结构(Ce10)，并且第i级(i位于2与n之间)包括串联安装的i个相同的具有四个电压电平的开关结构(Cei1、Cei2、......Ceii)。每个具有四个电压电平的开关结构包括浮置电容器类型的电池(T1、T2、T1’、T2’、C12)、两个基本开关单元(T3u、T3’u；T3I、T3’I)、以及电容分压桥(C9、C10、C11)，基本开关单元连接在电压分压桥与浮置电容器类型的电池之间。

Description

多电平功率转换器
技术领域
本发明涉及一种多电平功率转换器，其更具体地意欲工作在中等电压范围中。
背景技术
已知的中等电压功率转换器通常使用串联设置的半导体开关以允许电压增加。将这些半导体开关设置为串联的主要困难在于在每个时刻(instant)跨所有这些半导体开关的端子获得相同的电压。如果产生瞬时或永久过载，则可能发生半导体开关的毁坏。
已经发展了基于与变压器的使用关联的将对开关的控制交织(interleave)的技术；它们使得可以管理电压的分配并且重构波形。但是，变压器具有不小的成本，并且它们阻碍紧凑转换器的实现。
已经出现了另一解决方案，即，NPC(中点钳位)类型的电池，其具有两对串联的半导体开关、一侧连接至第一对的两个开关之间的公共点且另一侧连接至第二对的两个开关之间的公共点的串联的两个二极管。此外发现两个电容器的串组(series)，其连接至由半导体开关对形成的组件的端子。串联的两个二极管之间的公共点链接至所述串联的两个电容器之间的公共点。
此类型的电池导致令人满意的波形以及对半导体开关的电压约束的减少。另一方面，可能发生跨电容器的端子的电压的不平衡。
通过用一对半导体开关取代两个二极管，已经产生对NPC原始拓扑的改进。此拓扑称为具有3个电压电平的ANPC。
为了进一步增加可接受电压电平，已经提出将更多开关设置为串联并且增加电容器，这导致称为具有5个电压电平的ANPC的拓扑。ANPC类型的5个电压电平的电池当前被限制为6.9kV量级的电压电平，这不一定足够。
模块化多电平转换器(MMC)也是已知的，其中要跨DC电压源的端子而安装的每个臂包括串联的两个组件，从而具有要链接至AC电流源的公共端子。每个组件包括几个模块，其每个由至少两个串联的基本开关以及与它们并联连接的电容器形成。在模块的两个基本开关的公共点与相邻模块的基本开关的串组的端部之间实施连接。作为模块的基本开关的启用(enabled)或禁用(disabled)状态的函数(function)，使电容器短路或处在电路中。电容器具有相同的值和相同的耐压，该耐压等于施加到臂的DC电压除以该臂的模块数目之间的比率。电容器的值取决于在逆变器(inverter)操作的情况下AC侧输出信号的频率、或者在整流器操作的情况下输入信号的频率。它们的耐压是受限的，因此使得可以限制由它们的杂散电感产生的过压。在变速传动装置(drive)的情况下，电机的电源频率从零改变为标称值，因此暗示着不可能具有合理值的电容器。
还已经提出了生产浮置(floating)电容器类型的电池，其也称为嵌套的基本电池。这样的浮置电容器类型的电池使得可以通过关联串联的任意数目的基本单元而将电压源链接至电流源。每个基本电池包括串联的两个半导体开关，并且电容器以阶梯状方式将两个相邻的基本电池链接在一起。然而，此解决方案展现出与浮置电容器在两个基本电池之间的存在有关的缺点。基本电池的数目越大，与电容器有关的成本开销就越大并且这些电容器中存储的能量就越大。电容器具有相同的值、但不同的耐压，耐压随着基本单元的等级而增加，并且其等于kE/n，k是基本电池的等级，n是基本电池的总数目，并且E是在等级为1的基本电池的输入施加的电压。电容器的值本质上与斩波频率有关。电容器的尺寸全部为随着它们的耐压越高而越大。这对于它们拥有的杂散电感也成立。这些杂散电感导致切换过压，并且更高的过压将因此发生在较高等级的基本电池上。
在文章[1]、[2](将在说明书的末尾找到它们的出处)中，已经提出了具有串联的三个半导体开关从而使得可以获得4个电压电平的电池，包括浮置电容器类型的电池。然而，对于现有的半导体开关，目前其限制为6.6kV量级的电压电平，其在某些应用中是不够的，此电平仅对应于中等电压的有效范围的一小部分。电压电平的数目影响由电池供电的电机的绝缘器随时间的耐受力。电压电平的数目越小，绝缘器的寿命减少的越多。它们经受大振幅的电压梯级(tier)。
发明内容
本发明的目的是提出一种能够工作在在现有技术的电压电平之上的电压电平的多电平转换器，而既不需要凭借变压器、也不需要增加设置为串联的半导体开关的数目。
本发明的另一目的是提出一种对于给定电压电平来说比现有技术的多电平转换器更便宜且更可靠的多电平转换器。
本发明的又一目的是提出一种使用具有受限的耐压的标准电容器组的多电平转换器。
本发明的再一目的是提出一种限制杂散电感的发生以及它们的影响的多电平转换器。
为了实现此，本发明提出生产一种包括由级联安装的等级为1至n(n是大于1的整数)的几个级形成的至少一个臂的多电平转换器，等级为1的级意欲连接至电流源并且等级为n的级意欲连接至电压源。等级为1的级包括单个具有四个电压电平的开关结构。等级为i(i位于2与n之间)的级包括串联安装的i个相同的具有四个电压电平的开关结构。这些开关结构的每个包括：具有三个电压电平的浮置电容器类型的电池，其包括拥有中间节点的串联的基本开关的四个一组；两个基本单元，其各自由呈现两个末端(extreme)端子和中点的串联的基本开关对形成；以及具有两个端部的电容分压桥，其包括串联安装的储能设备的三个一组，其中两个储能设备在末端位置。处于末端位置的每个储能设备连接至不同的基本开关单元的末端端子，并且每个基本开关单元的中点连接至基本开关的四个一组的不同端部。等级为i的级的每个浮置电容器类型的电池的中间节点连接至等级为i-1的级的具有四个电压电平的开关结构的电容分压桥的端部。
如此定义的转换器使得可以通过具有受限的耐压(6.5kV)的当前可用的开关获得13.8kV量级的电压电平，同时将级的数目限制为两个，因此仅使用串联的六个基本开关。
为了对具有四个电压电平的开关结构进行电压平衡，同一个电容分压桥的储能设备具有同一个储能量和同一个耐压。
为了遵守电压源与电流源之间的连接规则，等级为i的级的至少一个浮置电容器类型的电池的中间节点经由电感器连接至等级为i-1的级的电容分压桥的端部。
当几个电感器将等级为i的级链接至等级为i-1的级时，这些电感器具有同一个值。
同一级的两个基本开关单元的两对基本开关拥有同一个开关函数。
在操作期间，同一对的基本开关总是处于互补状态中以在死区时间(dead time)值内。
在浮置电容器类型的电池的基本开关的四个一组中，两个在末端位置并且两个在中间位置，在末端位置的两个基本开关总是处于互补状态，并且在中间位置的两个基本开关总是处于互补状态，其中一个被启用并且另一个被禁用。
基本开关各自包括与反向并联连接的二极管关联的可控电子电源开关。
从电容器、电池和燃料电池之中选择储能设备。
本发明还涉及一种变速传动装置，包括具有特征在于工作作为AC/DC整流器的转换器和特征在于工作作为DC/AC逆变器的转换器的级联，所述两个转换器在它们的DC侧通过电压源而链接在一起。
附图说明
通过在参考附图的同时阅读纯粹通过完全非限制的指示的方式给出的对示例性实施例的描述，将更好地理解本发明，附图中：
图1A以非常示意的方式图示作为本发明的主题的多电平转换器臂，其中级联地安装n个级，图1B是包括与图1A的臂类似的两个臂的单相多电平转换器；
图2示出作为本发明的主题的多电平转换器的具有4个电压电平的开关结构之一；
图3A示出作为本发明的主题的具有两级的转换器在逆变器操作中的臂，图3B示出作为本发明的主题的具有两级的转换器在整流器操作中的臂；
图4.1至4.13图示对用于图2的具有4个电压电平的开关结构的基本开关的控制的选点(setpoint)电压Vref使用的载波的选点信号Vref(图4.1)的时序图：图2的具有4个电压电平的开关结构的基本开关的控制信号的K1、K1’(图4.2)、K2、K2’(图4.3)、K3u、K3’u、K3I、K3’I(图4.4)：在DC/AC转换操作中的具有4个电压电平的开关结构的输出电压Vs(图4.13)的K1(图4.5)、K1’(图4.6)、K2(图4.7)、K2’(图4.8)、K3u(图4.9)、K3’u(图4.10)、K3I(图4.11)、K3’I(图4.12)；
图5.1至5.14图示对用于图3A的多电平转换器的臂的基本开关的控制的选点电压Vref使用的载波的选点信号Vref(图5.1)的时序图：用于图3A的多电平转换器的臂的基本开关的控制的开关函数的T1、T1’(图5.2)、T2、T2’(图5.3)、T3u、T3’u、T3I、T3’I(图5.4)、T4u、T4’u、T4I、T4’I(图5.5)、T5u、T5’u、T5I、T5’I(图5.6)、T6u、T6’u、T6I、T6’I、T7u、T7’u、T7I、T7’I(图5.7)：在DC/AC转换操作中的图3A的多电平转换器的臂的输出电压Vs(图5.14)的F10(图5.8)、F20(图5.9)、F30(图5.10)、F40(图5.11)、F50(图5.12)、F60(图5.13)；
图6图示关联作为本发明的主题的两个多电平转换器的示例性变速传动装置，其中一个多电平转换器工作作为整流器并且另一个多电平转换器工作作为逆变器。
具体实施方式
参考图1A，其以一般结构示出作为本发明的主题的多电平转换器的臂B的电气图。其使得可以工作在来自直至约13.8kV的中等电压范围的电压，而当今现有的半导体开关的耐压限制为6.5kV。
将在DC/AC转换器臂的示例中开始描述。
作为本发明的主题的多电平转换器(诸如图1B中图示的多电平转换器)包括与图1A中表示的臂类似的一个或多个臂B。它们意欲各自连接在两个相似的电力供应源(包括电压源VDC和电流源I)之间。在单相转换器中使用两个臂。将在三相转换器中使用三个臂。
图1A的臂B意欲连接在电压源VDC与电流源I之间。该转换器然后可以工作作为DC/AC转换器(逆变器)、或者作为AC/DC转换器(整流器)。在DC/AC转换器的情况下，电流源是交流的并且可以例如是电机，并且电压源是直流的并且可以例如是连接到整流器的输出的直流总线。
在AC/DC转换器的情况下，电流源是交流的并且可以例如是供电网，并且电压源是直流的并且可以例如是电容器或电池。
转换器臂B包括级联地连接在一起的n级Et1、Et2、……Eti、……Etn。n是大于或等于2的整数。第一级Et1或输出级在逆变器应用中意欲连接至电流源I。其在图3A中表示为由串联的电阻器R和电感器L形成。
等级为n的级Etn或输入级在逆变器的应用中意欲连接至电压源VDC。
在AC/DC转换器配置中，第一级Et1或输入级将连接至电流源，并且等级为n的级Etn或输入级将连接至电压源。当从逆变器操作切换至整流器操作时，转换器的输入和输出逆转，并且反之亦然。
以下描述基于图1A以及假借DC/AC转换器的操作。
等级为1的级Et1包括具有四个电压电平的单个开关结构Ce10。
等级为i(i是位于2与n之间的整数)的级Eti包括串联连接的i个相同的具有四个电压电平的开关结构Cei1、Cei2……Ceii。等级为i的级Eti的i个具有四个电压电平的开关结构Cei1、Cei2……Ceii的每个通过电感器Lauxi1、Lauxi2、……、Lauxii链接至等级为i-1的级。未表示等级为i-1的级。因此，在图1A中，等级为2的级Et2包括两个具有四个电压电平的开关结构Ce21、Ce22，它们经由两个电感器Laux21、Laux22链接至等级为1的级Et1。
等级为n的级Etn包括n个具有四个电压电平的开关结构Cen1、Cen2、……Cen(n-1)、Cenn，它们经由n个电感器Lauxn1、Lauxn2、……Lauxn(n-1)、……Lauxnn链接至等级为n-1的级。未表示等级为i-1的级。这些电感器的每个可以被认为是电流源，以便遵守电压源与电流源之间的链接规则。链接两个相似的级的电感器具有相同的值。另一方面，不链接两个相似的级的电感器不一定具有相同的值，但是，为了简化起见，可以选择它们具有相同的值。
可以直接实施任意等级的级的开关结构到在它之前的级的链接，而无需电感器存在。只要在此任意等级的级与在它之前的级之间保留一个或多个电感器就足够了。所保留的电感器然后将具有相对于在所有电感器存在在两级之间的情况下它们将具有的值增大的值。设计局面以使得：无论电感器的数目是多少，链接两个连续级的电感器的总值都相同。为了说明此原理，已经在图1A中用虚线表示了电感器Laux22，由此意味着可以省略它。
应理解，施加到等级为n的级Etn的电压VDC已经被分为串联关联的n的相等电压。这些是等级为n的级的具有四个电压电平的开关结构的输入电压。这些电压标记为En1、En2、En(n-1)、Enn。
如将通过参考图3A的描述而进一步见到的，每个具有四个电压电平的开关结构Ce10至Cenn包括表明电压源的电容分压桥。这些电容分压桥标记为Ca10，用于具有四个电压电平的开关结构Ce10。
作为变型，电压源VDC可以由各自跨越每个电容分压桥的端子连接至等级为n的级Etn的n个具有四个电压电平的开关结构Cen1、……Cenn之一的n个基本电压源形成。电压En1、En2、En(n-1)，En是跨等级为n的级的电容分压桥的端子的电压。
具有四个电压电平的开关结构Cen1至Cenn的输出被认为是浮置电压源。它们经由电感器连接至等级为n-1的级的具有四个电压电平的开关结构的电容分压桥。等级n-1的级的这些具有四个电压电平的开关结构也被认为是浮置电压源。等级为n的级与等级为n-1的级之间的电感器被认为是电流源，以便符合电压源-电流源交替。
选择第n级Etn的组件以使得将输入电压VDC分为施加到n个具有四个电压电平的开关结构Cen1至Cenn的每个的n个相等的输入电压。因此，将VDC/n施加到第n级Etn的具有四个电压电平的开关结构的每个。
可以定义与每个具有四个电压电平的开关结构关联的转换函数f；其使得施加到所述具有四个电压电平的开关结构的输入电压Ve与出现在同一所述开关结构的输出的电压Vs有关。Vs＝f*Ve并且-1≤f≤1。
在每级中，配置和控制具有四个电压电平的开关结构以使得它们相关的转换函数相同。因此，在具有四个电压电平的开关结构的每个的输入施加的电压等于VDC/n。转换器的所有具有四个电压电平的开关结构必须支持此电压VDC/n。这解决了对于施加到等级为n的级的给定DC电压的对半导体开关的电压约束的最初目的。
将在参考图2的同时描述作为本发明的主题的多电平转换器的具有四个电压电平的开关结构。此具有四个电压电平的开关结构包括具有三个电压电平的浮置电容器类型的电池20、第一和第二基本开关单元21和22、以及电容分压桥23。
浮置电容器类型的电池20包括称为K1、K2、K1’、K2’的串联安装的基本开关的四个一组。在此四个一组中，第一基本开关K2和第二基本开关K2’在末端位置，并且第一基本开关K1和第二基本开关K1’在中间位置；在中间位置的两个基本开关K1、K1’在中间节点M彼此直接链接。在该四个一组中，在末端位置的基本开关直接链接至在中间位置的基本开关。此链接使得可以定义在末端位置的第一基本开关K2与在中间位置的第一基本开关K1之间的第一中点M1、以及在末端位置的第二基本开关K2’与在中间位置的第二基本开关K1’之间的第二中点M1’。串联的开关K1、K2、K1’、K2’的四个一组的端部称为M2和M2’，并且端部M2在基本开关K2一侧，端部M2’在基本开关K2’一侧。
储能设备C连接在第一中点M1与第二中点M1’之间。
在浮置电容器类型的电池20中定义两个开关函数。第一开关函数F1用于控制包括在中间位置的第一基本开关K1和在中间位置的第二基本开关K1’的第一对开关。第二开关函数F2用于控制包括在末端位置的第一基本开关K2和在末端位置的第二基本开关K2’的第二对开关。同一对的两个基本开关总是处于互补状态(被启用或被禁用)以在死区时间值内。随后将结合图5说明此死区时间。
浮置电容器类型的电池20的基本开关K1、K2、K1’、K2’是半导体开关，并且各自包括可控电子电源开关Tr1、Tr2、Tr1’、Tr2’，诸如，例如与反向并联连接的二极管D1、D2、D1’、D2’关联的IGBT(绝缘栅双极晶体管)功率晶体管。代替IGBT晶体管，可以设想诸如MOSFET晶体管等的其它电子电源开关。
开关函数F1在基本开关K1被启用并且基本开关K1’被禁用时等于1，并且在基本开关K1被禁用并且基本开关K1’被启用时等于0。
开关函数F2在基本开关K2被启用并且基本开关K2’被禁用时等于1，并且在基本开关K2被禁用并且基本开关K2’被启用时等于0。
基本开关单元21、22的每个包括串联安装的基本开关对。它们对于第一基本开关单元21而标记为K3u、K3’u，并且对于第二基本开关单元22而标记为K3I、K3’I。在一对中，两个基本开关具有中点。对于基本开关单元21，中点连接至浮置电容器类型的电池20的四个一组的端部M2。对于基本开关单元22，中点连接至浮置电容器类型的电池20的四个一组的端部M2’。
每个基本开关单元21、22还包括第一和第二末端端子。对于第一基本开关单元21，第一末端端子称为M3，并且第二末端端子称为M4。对于第二基本开关单元22，第一末端端子称为M3’，并且第二末端端子称为M4’。两个第一末端端子M3和M3’形成具有四个电压电平的开关结构的两个输入端子，而端子M形成DC/AC转换操作中的输出端子。
两个基本开关单元21、22的基本开关K3u、K3’u、K3I、K3’I也是半导体开关，并且各自包括可控电子电源开关，诸如，例如与反向并联连接的二极管关联的IGBT(绝缘栅双极晶体管)功率晶体管。未标记这些二极管和功率晶体管以便不使图超过负荷。代替IGBT晶体管，也可以设想诸如MOSFET晶体管等的其它电子电源开关。
定义第三开关函数F3用于控制基本开关单元21和22的基本开关。以相同的方式控制基本开关K3u和基本开关K3I。基本开关单元21的两个基本开关K3u、K3’u总是处于相反状态。对于基本开关单元22的基本开关K3I、K3’I同样成立。
开关函数F3在基本开关K3u、K3I被启用并且基本开关K3’u、K3’I被禁用时等于1，并且在基本开关K3u、K3I被禁用并且基本开关K3’u、K3’I被启用时等于0。
电容分压桥23包括串联连接的储能设备C100、C200和C300的三个一组。在第一基本开关单元21的末端端子M3、M4之间跨其端子安装第一储能设备C100。在第二基本开关单元22的第一和第二末端端子M3’、M4’之间跨其端子安装第三储能设备C300。在第一基本开关单元21和第二基本开关单元22的第二末端端子之间，在这些基本开关单元之间安装第二储能设备C200。电容分压桥23拥有两个末端端子M3和M’3，它们分别对于第一基本开关单元21和第二基本开关单元22来说是公共的。
从电容器、电池和燃料电池之中选择此具有四个电压电平的开关结构的储能设备。电容分压桥23的存储设备具有相同的存储容量和同一个耐压。
取决于图2的开关结构的基本开关的状态，具有四个电压电平的开关结构可以采取八个不同状态，其导致四个不同电压电平：0、Ve/3、2Ve/3、Ve。
以下表将标号从1到8的这八个不同状态分组在一起。以上提及的开关函数f取决于开关函数F1、F2和F3。
状态 F1 F2 F3 Vs
1 0 0 0 0
2 1 0 1 Ve/3
3 0 1 0 Ve/3
4 1 1 1 2Ve/3
5 0 0 0 Ve/3
6 1 0 1 2Ve/3
7 0 1 0 2Ve/3
8 1 1 1 Ve
根据以上，将施加到电容分压桥23的端子的输入电压Ve细分为三个相等的电压E1、E2、E3，它们各自分别跨储能设备C100、C200、C300之一的端子而施加。输出电压Vs由以下表示：
Vs＝(F1+F2+F3)Ve/3
在节点M和节点M’3之间取电压Vs。
在图4.1中，已经表示了也称为选点电压Vref的选点信号的形状，所述选点信号将具体用于确定图2中图示的具有四个电压电平的开关结构的所有基本开关的开关时刻。此选点电压Vref用在几个比较中，如随后将见到的。其是正弦的，并且图4.13中图示的输出电压Vs的电压与此选点电压Vref同相。
在图4.2中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F1并确定浮置电容器类型的电池20的基本开关K1、K1’的开关时刻的载波Car1的时序图。其是振幅位于-1与+1之间的三角载波。
在图4.3中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F2并确定浮置电容器类型的电池20的基本开关K2、K2’的开关时刻的载波Car2的时序图。其是振幅位于-1与+1之间的三角载波。两个载波Car1和Car2具有半个斩波周期的异相。斩波频率比图2中图示的输出电压Vs的频率高得多。
在图4.4中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F3并确定基本开关单元21、22的基本开关K3u、K3’u、K3I、K3’I的开关时刻的载波Car3的时序图。这是振幅为0.6的恒定信号。
通过在三角载波和恒定载波与选点信号Vref之间的比较而获得基本开关的开关时刻。例如，作为规则可以定义：选点信号一严格大于载波，基本开关的开关时刻就出现。当然，作为规则，可以决定：选点信号一大于或等于载波，基本开关的开关时刻就出现。
图4.5是浮置电容器类型的电池20的基本开关K1的控制信号的时序图。这是周期等于选点信号Vref的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car1，就启用基本开关K1。
图4.6是浮置电容器类型的电池20的基本开关K1’的控制信号的时序图。这是相对于基本开关K1的控制信号反相以在死区时间值内的锯齿状信号。
图4.7是浮置电容器类型的电池20的基本开关K2的控制信号的时序图。这是周期等于选点信号Vref的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car2，就启用基本开关K2。
图4.8是浮置电容器类型的电池20的基本开关K2’的控制信号的时序图。这是相对于基本开关K2的控制信号反相以在死区时间值内的锯齿状信号。
图4.9是基本开关单元21的基本开关K3u的控制信号的时序图。这是周期等于选点信号Vref的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car3，就启用基本开关K3u。其在选点信号Vref的每个周期仅被启用一次。
图4.10是基本开关单元21的基本开关K3’u的控制信号的时序图。这是相对于基本开关K3u的控制信号反相以在死区时间值内的锯齿状信号。
图4.11是基本开关单元22的基本开关K3I的控制信号的时序图。这是周期等于选点信号Vref的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car3，就启用基本开关K3I。其在选点信号Vref的每个周期仅被启用一次。
图4.12是基本开关单元22的基本开关K3’I的控制信号的时序图。这是相对于基本开关K3I的控制信号反相以在死区时间值内的锯齿状信号。
在图4.13中已经表示了图2的具有四个电压电平的开关结构的输出电压Vs的时序图，并且其中四个电压电平清晰可见：0V、2000V、4000V、6000V。
现在感兴趣的是作为本发明的主题的示例性转换器臂B，其仅包括两级Et1、Et2并因此包括三个具有四个电压电平的开关结构Ce10、Ce21、Ce22，如图2中描述的那样。
将在参考图3A的同时简洁地描述此臂。此臂配置为执行DC/AC转换。在以下描述中，为了简化已经将储能设备称为电容器。这并非限制性的。等级为1的级Et1的单个具有四个电压电平的开关结构Ce10包括由末端基本开关T2、T2’、中间基本开关T1、T1’、以及电容器C12形成的浮置电容器类型的电池、具有基本开关T3u和T3’u的第一基本开关单元、具有基本开关T3I和T3’I的第二基本开关单元、具有电容器C9、C10、C11的电容分压桥。电容器C9和电容器C10具有公共节点N7，并且电容器C10和电容器C11具有公共节点N8。
在节点N6的层面(level)经由电感器Laux21链接至第一级Et1的第一基本开关单元的第二级Et2的具有四个电压电平的第一开关结构Ce21包括由末端基本开关T5u、T5’u、中间基本开关T4u、T4’u、以及电容器C7形成的浮置电容器类型的电池、具有基本开关T6u和T6’u的第一基本开关单元、具有基本开关T7u和T7’u的第二基本开关单元、具有电容器C1、C2、C3的电容分压桥。电容器C1和电容器C2具有公共节点N1，并且电容器C2和电容器C3具有公共节点N2。
在节点N9的层面经由电感器Laux22链接至第一级Et1的第二基本开关单元的第二级Et2的具有四个电压电平的第二开关结构Ce22包括由末端基本开关T5I、T5’I、中间基本开关T4I、T4’I、以及电容器C8形成的浮置电容器类型的电池、具有基本开关T7I和T7’I的第一基本开关单元、具有基本开关T6I和T6’I的第二基本开关单元、具有电容器C4、C5、C6的电容分压桥。电容器C3和电容器C4具有公共节点N3，并且电容器C5和电容器C6具有公共节点N5。
第二级Et2的两个电容分压桥C1-C3、C4-C6串联连接。
电压源VDC意欲连接在两个电容分压桥的末端端子之间。因此，端子E+对应于不链接至另一电容器的电容器C1端子，并且端子E-对应于不链接至另一电容器的电容器C6端子。
随后，为了简化起见，标记VDC将表示电压源以及跨此电压源的端子的电压两者。
已经将电压VDC分为两组三个相等电压E1-E3和E4-E6，其中电压E1施加到电容器C1的端子，电压E2施加到电容器C2的端子，电压E3施加到电容器C3的端子，电压E4施加到电容器C4的端子，电压E5施加到电容器C5的端子，电压E6施加到电容器C6的端子。跨电容器C7的端子的电压称为E7。跨电容器C8的端子的电压称为E8。跨电容器C12的端子的电压称为E12。
浮置电压Ef可以在第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构一侧的电感器Laux21、Laux22的端子N6、N9之间获得。此浮置电压Ef用作第一级Et1的输入电压；其被细分为分别施加到电容器C9、C10、C11的端子的三个相等的浮置电压E9、E10、E11。
使得第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构Ce10的输入电压Ef与输出电压Es有关的转换函数称为fc1。开关结构Ce10的输入电压Ef对应于E9+E10+E11。在节点N9与节点S之间获得开关结构Ce10的输出电压Es。
使得第二级Et2的具有四个电压电平的第一开关结构Ce21的输入电压VDC/2与输出电压VN3N6有关的转换函数称为fc2。具有四个电压电平的开关结构Ce21的输入电压VDC/2对应于E1+E2+E3。在节点N3与节点N6之间获得开关结构Ce21的输出电压VN6N3。
使得第二级Et2的具有四个电压电平的第二开关结构Ce22的输入电压VDC/2与输出电压VE-N9有关的转换函数称为fc3。具有四个电压电平的开关结构Ce22的输入电压VDC/2对应于E4+E5+E6。在节点E-与节点N9之间获得开关结构Ce22的输出电压VN9E-。
通过选择第二级Et2的两个具有四个电压电平的开关结构Ce21和Ce22的组件以使得施加到两个电容分压桥的端子的电压确实等于VDC/2、以及通过选择相等的转换函数fc2和fc3，在三个具有四个电压电平的开关结构Ce10、Ce21、Ce22的每个的输入施加的电压等于VDC/2。在每个具有四个电压电平的开关结构之间存在电压的平衡分布。这些具有四个电压电平的开关结构于是必须仅支持输入电压的一半，因此对应于指定目的。
在图3A中图示的臂中，基本开关T3u和T3I的控制相同，基本开关T4u和T4I的控制相同，基本开关T5u和T5I的控制相同，基本开关T6u和T6I的控制相同，并且基本开关T7u和T7I的控制相同。此外，如上所述，当描述图2时，基本开关T6u和T7u的控制相同并且基本开关T6I和T7I的控制相同。
通过其三个具有四个电压电平的开关结构，这样的臂B拥有六个开关函数F10、F20、F30、F40、F50、F60。
开关函数F10用于控制第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构的浮置电容器类型的电池的在中间位置的基本开关对T1、T1’。
开关函数F20用于控制第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构的浮置电容器类型的电池的在末端位置的基本开关对T2、T2’。
开关函数F30用于控制第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构的基本开关单元的基本开关T3u、T3’u、T3I、T3’I。
开关函数F40用于控制位于第二级Et2的具有四个电压电平的开关结构中的两个浮置电容器类型的电池的在中间位置的基本开关对T4u、T4’u、T4I、T4’I。
开关函数F50用于控制位于第二级Et2的具有四个电压电平的开关结构中的两个浮置电容器类型的电池的在末端位置的基本开关对T5u、T5’u、T5I、T5’I。
开关函数F60用于控制第二级Et2的具有四个电压电平的开关结构的基本开关单元的基本开关T6u、T6’u、T7u、T7’u、T7I、T7’I、T6I、T6’I。关于作为基本开关的启用或禁用状态的函数的这些开关函数采取的值，可以参考图2的描述。
图3A的转换器使得可以在输出获得在节点S与E-之间的7个不同的电压电平0、VDC/6、2VDC/6、3VDC/6、4VDC/6、5VDC/6、VDC、以及64个状态，作为其基本开关的启用或禁用状态的函数。
已经在下表中将64个状态以及在第一级Et1的输出的7个对应的电压电平Vs分组在一起。在节点S与端子E-之间获得电压Vs。输出电压Vs表示为：
Vs＝[F10+F20+F30+F40+F50+F60]VDC/2
通过分析此表，应理解几个状态并且因此基本开关的几个配置导致同一个电压Vs。此自由度有益于保持浮置电压的平衡。此自由度将用于保持电容器的电压的平衡。
在图5.1中已经表示了将具体用于确定图3A中图示的臂B的所有基本开关的开关时刻的选点电压Vref的形状。其对应于图4.1中图示的形状。其与图5.14中图示的在节点S与节点E-之间获得的在级Et1的输出的电压Vs同相。
在图5.2中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F10并确定第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构Ce10的基本开关T1、T1’的开关时刻的载波Car10的时序图。其是振幅位于-1与+1之间的三角载波。
在图5.3中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F20并确定第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构Ce10的浮置电容器类型的电池的在末端位置的基本开关T2、T2’的开关时刻的载波Car20的时序图。其是振幅位于-1与+1之间的三角载波。载波Car20相对于载波Car10偏移了π或1/2fsw。大小fsw表示斩波频率，并且其比图5.14中图示的输出电压Vs的频率高得多。
在图5.4中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F30并确定第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构Ce10的基本开关单元的基本开关T3u、T3’u、T3I、T3’I的开关时刻的载波Car30的时序图。载波Car30相对于载波Car10偏移了π/2或1/fsw。
在图5.5中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F40并确定位于第二级Et2的具有四个电压电平的开关结构Ce21、Ce22中的两个浮置电容器类型的电池的在中间位置的基本开关T4u、T4’u、T4I、T4’I的开关时刻的载波Car40的时序图。这是振幅为-2/3的恒定信号。
在图5.6中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F50并确定位于第二级Et2的具有四个电压电平的开关结构Ce21、Ce22中的两个浮置电容器类型的电池的在末端位置的基本开关T5u、T5’u、T5I、T5’I的开关时刻的载波Car50的时序图。这是零振幅的恒定信号。
在图5.7中已经表示了对选点电压Vref使用的用以实现开关函数F60并确定具有四个电压电平的开关结构Ce21、Ce22的基本开关单元的基本开关T6u、T6’u、T7u、T7’u、T7I、T7’I、T6I、T6’I的开关时刻的载波Car60的时序图。这是振幅为+2/3的恒定信号。
通过在三角载波和恒定载波与选点信号Vref之间的比较而获得基本开关的开关时刻。例如，作为规则可以定义：选点信号一严格大于载波，基本开关的开关时刻就出现。当然，作为规则，可以决定：选点信号一大于或等于载波，基本开关的开关时刻就出现。
图5.8是用于对第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构的浮置电容器类型的电池的在中间位置的基本开关对T1、T1’的控制的开关函数F10的时序图。这是周期等于斩波频率fsw的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car10，开关函数F10就处于电平1。
在开关函数F10的基础上获得对该对的两个开关T1和T’1的控制。对基本开关T1的控制类似于开关函数10，除了锯齿的上升沿相对于开关函数F10的锯齿的上升沿延迟了死区时间的区别之外。另一方面，用于对基本开关T1的控制的锯齿的下降沿与开关函数F10的锯齿的下降沿同步。对基本开关T1’的控制类似于与开关函数F10互补的函数，除了锯齿的上升沿相对于互补函数的锯齿的上升沿延迟了死区时间的区别之外。另一方面，用于对基本开关T1’的控制的锯齿的下降沿与与开关函数F10互补的函数的锯齿的下降沿同步。该对的两个基本开关T1、T1’处于互补状态以在死区时间的值内。
图5.9是用于对第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构Ce10的基本开关对T2、T2’的控制的开关函数F20的时序图。这是周期等于斩波频率fsw的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car20，开关函数F20就处于电平1。刚刚关于对基本开关T1、T1’的控制和死区时间而进行的说明适用于在开关函数F20的锯齿状信号的基础上的对基本开关对T2、T’2的控制。该对的两个基本开关T2、T2’处于互补状态以在死区时间的值内。
图5.10是用于对第一级Et1的具有四个电压电平的开关结构Ce10的基本开关单元的基本开关对(T3u，T3’u)和(T3I，T3’I)的控制的开关函数F30的时序图。这是周期等于斩波频率fsw的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car30，开关函数F30就处于电平1。刚刚关于对基本开关T1、T1’的控制和死区时间而进行的说明适用于在开关函数F30的锯齿状信号的基础上的对基本开关对(T3u，T3’u)和(T3I，T3’I)的控制。每对的两个基本开关(T3u，T3’u)和(T3I，T3’I)处于互补状态以在死区时间的值内。
图5.11是用于对位于第二级Et2的具有四个电压电平的开关结构Ce21、Ce22中的两个浮置电容器类型的电池的在中间位置的基本开关对(T4u，T4’u)和(T4I，T4’I)的控制的开关函数F40的时序图。这是周期等于选点信号Vref的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car40，开关函数F40就处于电平1。刚刚关于对基本开关T1、T1’的控制和死区时间而进行的说明适用于在开关函数F40的锯齿状信号的基础上的对基本开关对(T4u，T4’u)和(T4I，T4’I)的控制。每对的两个基本开关(T4u，T4’u)和(T4I，T4’I)处于互补状态以在死区时间的值内。
图5.12是用于对位于第二级Et2的具有四个电压电平的开关结构Ce21、Ce22中的两个浮置电容器类型的电池的在末端位置的基本开关对(T5u，T5’u)和(T5I，T5’I)的控制的开关函数F50的时序图。这是周期等于选点信号Vref的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car50，开关函数F50就处于电平1。刚刚关于对基本开关T1、T1’的控制和死区时间而进行的说明适用于在开关函数F50的锯齿状信号的基础上的对基本开关对(T5u，T5’u)和(T5I，T5’I)的控制。每对的两个基本开关(T5u，T5’u)和(T5I，T5’I)处于互补状态以在死区时间的值内。
图5.13是用于对第二级Et2的具有四个电压电平的开关结构Ce21、Ce22的基本开关单元的基本开关对(T6u，T6’u)、(T7u，T7’u)和(T6I，T6’I)、(T7I，T7’I)的控制的开关函数F60的时序图。这是周期等于选点信号Vref的周期的锯齿状信号。只要选点电压Vref大于载波Car60，开关函数F60就处于电平1。刚刚关于对基本开关T1、T1’的控制和死区时间而进行的说明适用于在开关函数F60的锯齿状信号的基础上的对基本开关对(T6u，T6’u)、(T7u，T7’u)和(T6I，T6’I)、(T7I，T7’I)的控制。每对的两个基本开关(T6u，T6’u)、(T7u，T7’u)和(T6I，T6’I)、(T7I，T7’I)处于互补状态以在死区时间的值内。
在图5.14中已经表示了图3A中图示的转换器臂的输出电压Vs的时序图，其中七个电压电平清晰可见：0V、1000V、2000V、3000V、4000V、5000V、6000V。在所述示例中，电压以1000V的梯级变化。
将不更详细描述图3B的转换器臂。其具有与图3A的臂相同的结构，除了以下事实之外：对应于图3A中输出的节点S现在称为节点E，因为其现在对应于输入。其意欲连接至AC电流源(未表示)。同样，图3A中的输入端子E+、E-(电压源VDC必须在其层面上连接)现在在图3B中称为S+和S-，并且它们对应于转换器的输出并意欲提供DC电压源(未表示)。在整流器操作期间，电流IE从节点E流至输出端子S+和S-，而在逆变器操作期间，电流IE+和IE-从端子E+、E-流至节点S。在整流器操作期间，发生在端子S+和S-的电流IS+和IS-是输出电流，并且在逆变器操作期间，称为Is的输出电流发生在节点S。
几个类型的控制可以用于启用或禁用基本开关，并因此确保转换。可以使用传统的基于脉宽调制PWM的控制。当然，以相同方式控制第二级Et2的两个具有四个电压电平的开关结构Ce21、Ce22的同源的(homologous)基本开关。
在图3A、3B中，已经表示了单个DC电压源VDC。此DC电压源VDC当然可以包括几个独立的基本DC电压源，它们各自跨至少一个储能设备C1至C6的端子而安装。这些DC电压源可以是整流器。此配置在带有具有几个绕组的变压器的不可逆转换系统中是有益的。
参考图6，已经表示了变速传动装置，其通过在作为本发明的主题的工作作为AC/DC整流器的转换器1和作为本发明的主题的工作作为DC/AC逆变器的转换器2的DC侧之间设置诸如储能设备的电压源3，级联地包括两个转换器。整流器1意欲在输入连接至可以被看作电流源的AC供电网Re。逆变器2意欲在输出连接至可以被看作诸如AC电机Mo的电流源的用户设备。图6图示两个转换器1和2是三相的示例。它们将各自包括三个臂，诸如图3A、3B中表示的臂。
作为本发明的主题的多电平转换器比具有变压器的现有技术的转换器紧凑和轻得多。其安装和运输容易得多。可以在具有或不具有隔离变压器的情况下使用它。
其使得可以最小化当使用再生有源整流器时对电网的谐波污染以及对功率因数的校正。在给定当今的现有半导体组件的耐压的情况下，作为本发明的主题的转换器无论工作作为逆变器还是整流器，都可与直至13.8kV的AC网络兼容。因此，并非强制使用电压电平自适应变压器(传统上使用的解决方案)。
作为本发明的主题的DC/AC转换器可以用于异步或同步电机(无论它们是新的还是现有的)的电源组(power fleet)。
作为本发明的主题的转换器具有凭借采用诸如图2中的具有四个电压电平的开关结构而具有模块化结构。由此可见，减少了维护费用并且可靠性良好。
对负载供电的供应波形具有良好的质量，并且电流源侧的过压有限并仅与链接线缆有关。
公共DC总线可用于对作为本发明的主题的几个转换器供电。
引用文献
[1]Kui Wang等人的“A novel hybrid-clamped four-level converter”，应用电力电子技术会议和展示会(Applied Power Electronics Conference and Exposition,APEC)，2012年第27年度IEEE，2012年2月5-9日，第2442-2447页。
[2]Kui Wang等人的“Voltage balancing control of a four-level hybrid-clamped inverter using modified phase-shifted PWM”，电力电子技术和应用(PowerElectronics and Applications,EPE)，2013年第15届电力电子技术和应用欧洲会议，2013年9月2-6日，第1-10页。

Claims (10)

1.一种多电平转换器，包括由级联安装的等级为1至n的多个级(Et1、Et2、……、Etn)形成的至少一个臂(B)，n是大于1的整数，等级为1的级(Et1)意在连接至电流源(I)并且等级为n的级(Etn)意在连接至电压源(VDC)，其特征在于，等级为1的级(Et1)包括单个具有四个电压电平的开关结构(Ce10)，并且等级为i的级包括串联安装的i个相同的具有四个电压电平的开关结构(Cei1、Cei2、……Ceii)，i位于2与n之间，这些开关结构的每个包括：具有三个电压电平的浮置电容器类型的电池(T1、T2、T1’、T2’、C12)，其包括拥有中间节点(S)的串联的基本开关的四个一组(T1、T2、T1’、T2’)；两个基本单元(T3u、T3’u；T3I、T3’I)，其各自由呈现两个末端端子(N6、N7；N8、N9)和中点的串联的基本开关对(T3u、T3’u；T3I、T3’I)形成；以及具有两个端部且由串联安装的储能设备的三个一组(C9、C10、C11)形成的电容分压桥(C9、C10、C11)，其中两个储能设备(C9、C11)在末端位置，在末端位置的每个储能设备(C9、C11)连接至不同的基本开关单元的末端端子(N6、N9)，每个基本开关单元的中点连接至基本开关的四个一组(T1、T2、T1’、T2’)的不同端部，等级为i的级的每个浮置电容器类型的电池的中间节点连接至等级为i-1的级的具有四个电压电平的开关结构的电容分压桥的端部。
2.如权利要求1所述的多电平转换器，其中同一个电容分压桥的储能设备(C9、C10、C11)具有同一个储能量和同一个耐压。
3.如权利要求1所述的多电平转换器，其中等级为i的级的至少一个浮置电容器类型的电池的中间节点经由电感器(Laux21、Laux22)连接至等级为i-1的级的开关结构的电容分压桥的端部。
4.如权利要求3所述的多电平转换器，其中当多个电感器将等级为i的级链接至等级为i-1的级时，这些电感器具有同一个值。
5.如权利要求1至4之一所述的多电平转换器，其中同一个级的两个基本开关单元的两对基本开关(T3u、T3’u；T3I、T3’I)拥有同一个开关函数。
6.如权利要求1至4之一所述的多电平转换器，其中在操作期间，同一对的基本开关处于互补状态以在死区时间值内。
7.如权利要求1至4之一所述的多电平转换器，其中在浮置电容器类型的电池的基本开关的四个一组(T1、T2、T1’、T2’)中，两个在末端位置并且两个在中间位置，在末端位置的两个基本开关(T2、T2’)总是处于互补状态，并且在中间位置的两个基本开关(T1、T1’)总是处于互补状态，其中一个基本开关被启用并且另一个基本开关被禁用。
8.如权利要求1至4之一所述的多电平转换器，其中基本开关(T1、T2、T1’、T2’)各自包括具有反向并联连接的二极管的可控电子电源开关。
9.如权利要求1至4之一所述的多电平转换器，其中从电容器、电池和燃料电池之中选择储能设备(C1-C12)。
10.变速传动装置，包括具有工作作为AC/DC整流器的如在前权利要求之一所述的转换器(1)、以及工作作为DC/AC逆变器的如在前权利要求之一所述的转换器(2)的级联，所述两个转换器在它们的DC侧通过电压源(3)而链接在一起。
CN201510236125.9A 2014-05-13 2015-05-11 多电平功率转换器 Active CN105099244B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1454238 2014-05-13
FR1454238A FR3021173B1 (fr) 2014-05-13 2014-05-13 Convertisseur de puissance multi-niveaux

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105099244A CN105099244A (zh) 2015-11-25
CN105099244B true CN105099244B (zh) 2018-06-15

Family

ID=51261070

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201510236125.9A Active CN105099244B (zh) 2014-05-13 2015-05-11 多电平功率转换器

Country Status (8)

Country Link
US (1) US9571004B2 (zh)
EP (1) EP2945272B1 (zh)
CN (1) CN105099244B (zh)
AU (1) AU2015202564B2 (zh)
BR (1) BR102015010508B1 (zh)
ES (1) ES2735723T3 (zh)
FR (1) FR3021173B1 (zh)
RU (1) RU2663822C2 (zh)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103891093B (zh) * 2011-10-20 2016-12-14 日立汽车系统株式会社 电池系统的监视装置及具备其的蓄电装置
CA3005146C (en) * 2015-11-13 2021-03-09 Liviu Mihalache Medium voltage transformerless multilevel converter and method for controlling a medium voltage transformerless multilevel converter
US10193440B1 (en) * 2017-07-26 2019-01-29 Wisconsin Alumni Research Foundation Switch network of a multilevel power converter architecture
US10972016B2 (en) * 2018-10-24 2021-04-06 Solaredge Technologies Ltd. Multilevel converter circuit and method
US20200350833A1 (en) * 2019-05-03 2020-11-05 The Regents Of The University Of California Pyramid-type multilevel converter topology
JP7293095B2 (ja) 2019-11-26 2023-06-19 東芝インフラシステムズ株式会社 電力変換装置
US20220416685A1 (en) * 2019-11-27 2022-12-29 Wayne State University Single-phase seven-level inverter
CN110995041A (zh) * 2019-12-17 2020-04-10 华南理工大学 一种模块化多电平变换器用的子模块电路
CN111342688B (zh) * 2019-12-20 2021-04-20 樊蓉 四电平变换器电压平衡调制方法
CN112701944B (zh) * 2020-03-26 2022-08-16 南京理工大学 基于分裂功率单元的多电平变换器的拓扑结构及控制策略
US10855201B1 (en) * 2020-06-04 2020-12-01 King Saud University Cascaded multilevel inverter
CN113726206B (zh) * 2021-07-26 2023-08-22 西安交通大学 一种五电平电力电子变换器及方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN203104360U (zh) * 2012-12-29 2013-07-31 辽宁荣信众腾科技有限公司 一种共直流母线的高压变频器
CN103490448A (zh) * 2013-10-12 2014-01-01 东南大学 一种基于级联h桥和多端口直流变换器的发电储能装置
CN103701145A (zh) * 2014-01-02 2014-04-02 浙江大学 一种基于混杂式mmc的混合型直流输电系统

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10131961A1 (de) * 2001-07-02 2003-01-23 Siemens Ag N-Punkt-Stromrichterschaltung
JP4369425B2 (ja) * 2003-10-17 2009-11-18 アーベーベー・リサーチ・リミテッド 多数のスイッチング電圧レベルをスイッチングするためのコンバータ回路
RU2269196C1 (ru) * 2004-07-20 2006-01-27 Государственное унитарное предприятие "Всероссийский электротехнический институт им. В.И. Ленина" Преобразователь напряжения, выполненный по комбинированной схеме
US7573732B2 (en) * 2007-05-25 2009-08-11 General Electric Company Protective circuit and method for multi-level converter
RU2446550C1 (ru) * 2008-03-20 2012-03-27 Абб Рисёч Лтд. Преобразователь напряжения
US8144491B2 (en) * 2008-12-31 2012-03-27 Drs Power & Control Technologies, Inc. Cascaded flying capacitor modular high voltage inverters
CN102918759B (zh) * 2010-04-19 2015-12-09 宝威电源意大利股份公司 多电平dc/ac转换器和dc/ac电压转换方法
KR101814606B1 (ko) * 2011-10-14 2018-01-05 삼성전자주식회사 기기 제어 방법 및 그 장치
US8885374B2 (en) * 2012-03-26 2014-11-11 General Electric Company Multilevel converter and topology method thereof

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN203104360U (zh) * 2012-12-29 2013-07-31 辽宁荣信众腾科技有限公司 一种共直流母线的高压变频器
CN103490448A (zh) * 2013-10-12 2014-01-01 东南大学 一种基于级联h桥和多端口直流变换器的发电储能装置
CN103701145A (zh) * 2014-01-02 2014-04-02 浙江大学 一种基于混杂式mmc的混合型直流输电系统

Non-Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
A Four-level Hybrid-Clamped Converter With Natural Capacitor Voltage Balancing Ability;Kui Wang等;《IEEE TRANSACTIONS ON POWER ELECTRONICS》;20140331;第1152-1162页 *
A Generalized Multilevel Inverter Topology with Self Voltage Balancing;Fang Zheng Peng;《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY APPLICATION》;20010430;第611-618页 *
Multilevel Inverters:A Survey of Topologies，Controls，and Applications;Jose Rodriguez等;《IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRY ELECTRONICS》;20020830;第724-738页 *

Also Published As

Publication number Publication date
EP2945272B1 (fr) 2019-05-08
EP2945272A1 (fr) 2015-11-18
AU2015202564B2 (en) 2016-11-17
CN105099244A (zh) 2015-11-25
RU2663822C2 (ru) 2018-08-10
BR102015010508A2 (pt) 2015-12-08
FR3021173A1 (fr) 2015-11-20
BR102015010508B1 (pt) 2022-02-15
RU2015117057A (ru) 2016-11-27
US20150333658A1 (en) 2015-11-19
AU2015202564A1 (en) 2015-12-03
ES2735723T3 (es) 2019-12-20
RU2015117057A3 (zh) 2018-06-20
FR3021173B1 (fr) 2016-06-24
US9571004B2 (en) 2017-02-14

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105099244B (zh) 多电平功率转换器
CN104980054B (zh) 多电平功率转换器
US10153685B2 (en) Power ripple compensation
US9800167B2 (en) Multi-phase AC/AC step-down converter for distribution systems
CN104242709B (zh) 多电平逆变器
CN108566101A (zh) 模块化电源系统
EP3046203B1 (en) Wind power conversion system
Sadigh et al. A new breed of optimized symmetrical and asymmetrical cascaded multilevel power converters
JP6415539B2 (ja) 電力変換器
EP3223419A1 (en) Direct ac-ac converter assembly and conversion system using same
CA2696215C (en) Medium voltage inverter system
Karasani et al. A modified switched-diode topology for cascaded multilevel inverters
US20180241321A1 (en) Voltage source converter and control thereof
JP5780907B2 (ja) 電力変換装置
CN111541370B (zh) 用于真伪双极互联的柔性直流输电dc/dc变换器
Shehadeh et al. Photovoltaic multi-level inverters technology
EP2905885B1 (en) DC/DC converter
WO2020001133A1 (zh) 多流制电力机车的网侧变流装置的处理方法及装置
Zhang et al. Analysis and experiment validation of a three-level modular multilevel converters
Chen et al. Nine-Switch Detroit Rectifier
Nagarajan et al. Phase disposition PWM multicarrier based 5 level modular multilevel inverter for PV applications
EP3788711A1 (en) Power circuits for modular multi-level converters (mmc) and modular multi-level converters
Mihalache et al. A new three-phase hybrid five-level inverter with reduced number of high-frequency switching devices
Parida et al. An isolated dc-dc mmc for hvdc tapping
EP4135187A1 (en) Bi-directional medium voltage converter

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant