JP5687498B2

JP5687498B2 - 電力変換システム

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Publication number: JP5687498B2
Application number: JP2011000691A
Authority: JP
Inventors: 林　祐輔; 林　　祐輔; 福井　昭圭; 昭圭福井; 暁松本; 雅人加賀; 三野　正人; 正人三野
Original assignee: NTT Facilities Inc
Current assignee: NTT Facilities Inc
Priority date: 2011-01-05
Filing date: 2011-01-05
Publication date: 2015-03-18
Anticipated expiration: 2031-01-05
Also published as: JP2012143104A

Description

本発明は、交流入力電圧を整流し、整流後の直流電圧を負荷が要求する電圧に変換する電力変換システムに関するものである。

従来、ネットワークを経由した情報処理を行うのに必要なサーバ装置を高密度で集積したデータセンターではサーバ装置内の負荷（例えば、ＣＰＵやメモリ）に給電する際、無停電電源装置への蓄電のために交流電圧から直流電圧への電力変換後に再び交流電圧へ電力変換し、その後交流電圧から直流電圧への電力変換を多数の電力変換器を介して行う、いわゆる交流給電システムが採用されていた。

近年、データセンターや通信ビルなどに構築される情報通信システムでは、使用される情報通信機器の増加に伴い、消費電力が増大しているため、情報通信システムでの消費電力を低減することが要求されている。この消費電力の低減を図るためには電力変換効率の向上が不可欠である。

そこで、電力変換効率の向上を図るために、交流電源から供給される交流電圧（例えば200V）を第１の直流電圧（例えば380V）に変換する電力変換器と該直流電圧を降圧するための降圧手段とを含む電力変換システム（直流給電システム）が提案されている。

この提案の電力変換システム１００は、具体的には、図４に示すように交流電源１１０に接続されたＨＶＤＣ（higher voltage direct current：高電圧直流給電装置）１０１及び該ＨＶＤＣ１０１に接続された複数の１９インチラック１０２−１〜１０２−Ｎ（Ｎは２以上の整数）を備えて構成されている。１９インチラックは主としてサーバ装置等の情報通信機器を数十台収納するラックである。

ＨＶＤＣ１０１は交流電源１１０から供給される交流電圧（例えば200V）を第１の直流電圧（例えば380V）に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ１０６を含む直流電源部１０５を備えている。

各１９インチラック１０２−１〜１０２−Ｎはそれぞれ各サーバ装置１０３−１〜１０３−Ｎを備えている。
各サーバ装置１０３−１〜１０３−Ｎのそれぞれの構成は全て同じであるので以下ではサーバ装置１０３−１を例にして説明する。

サーバ装置１０３−１は、第１の直流電圧を第２の直流電圧（例えば48V）に変換（降圧）するＤＣ−ＤＣコンバータ（例えば、特許文献１参照）１０７と、第２の直流電圧の出力のバラツキを抑制（定電圧制御）するためのＤＣ−ＤＣコンバータ１０８と、第２の直流電圧を第３の直流電圧（例えば1.2V）に変換（降圧）するＤＣ−ＤＣコンバータ１０９−１〜１０９−Ｎ（Ｎは２以上の整数）と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０９−１〜１０９−Ｎにそれぞれ接続され第３の直流電圧が入力される負荷１１０−１〜１１０−Ｎ（Ｎは２以上の整数）とを備えて構成されている。

尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０８、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０９−１〜１０９−Ｎ及び負荷１１０−１〜１１０−Ｎはサーバ装置１０３−１のオンボード１０４−１を構成している。

特開平１０−１４２２２号公報

上記した電力変換システム１００は、ＡＣ−ＤＣコンバータ１０６、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０８、及び、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０９−１〜１０９−Ｎの電力変換部を備えており、交流電源１１０から負荷１１０−１〜１１０−Ｎまでの電力変換の変換段数は４段である。ＡＣ−ＤＣコンバータ１０６による電力変換効率が概ね９５％程度であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０７による電力変換効率が概ね９５％程度であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０８による電力変換効率が概ね９７％程度であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０９−１〜１０９−Ｎによる電力変換効率が概ね９１％程度である。

ここで、交流電源から負荷までの電力変換効率は各電力変換効率を乗算して得られる。例えば、交流電源１１０から負荷１１０−１〜１１０−Ｎまでの電力変換効率は概ね８０％程度となる。

しかしながら、上記電力変換手段においてこの電力変換効率のさらなる向上を図るためには電力変換器を構成する電子部品の材料特性の向上等が必要となってしまいコストがかかってしまう。

本発明は、こうした問題に鑑みなされたものであり、電力変換手段に着目し電子部品の材料特性向上に依存することなく電力変換効率のさらなる向上を図ることを目的とする。

本発明の第１の態様に係る電力変換システムは、入力側が互いに直列に接続された複数の電力変換手段であって、その直列接続された入力側全体における一端と他端の間に交流電源から供給された交流電圧が入力され、各電力変換手段がそれぞれ入力電圧を直流電圧に変換して出力するように構成された、複数の電力変換手段と、入力側と出力側が絶縁され、入力側が各電力変換手段の出力側にそれぞれ個別に接続されている複数の降圧手段とを備え、複数の降圧手段の出力が並列に接続されて構成されている。

本発明では、交流電源から供給された交流電圧を負荷が要求する直流電圧に電力変換するという点では上記した従来の電力変換システム（従来技術）と同じである。
しかし、従来技術では、上記したように交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が４段であるのに対し、本発明では、前記複数の各電力変換手段によって交流電圧を分割するとともに該分割された交流電圧を直流電圧に変換して出力し、各降圧手段によって分割された直流電圧を負荷が要求する直流電圧にさらに電力変換（降圧）しているので交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が２段である。

従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では４段であるのに対し本発明の電力変換システムでは２段となり、変換段数が２段減少するので電力変換効率のさらなる向上が図れる。

本発明の第２の態様に係る電力変換システムは、複数の電力変換手段を有する直流電源装置を備えている。複数の電力変換手段は、入力側が互いに直列に接続され、その直列接続された入力側全体における一端と他端の間に交流電源から供給された交流電圧が入力され、各電力変換手段がそれぞれ入力電圧を直流電圧に変換して出力するように構成されている。さらに、入力側と出力側が絶縁されていて入力側が各電力変換手段の出力側にそれぞれ個別に接続されている複数の降圧手段と該各降圧手段のそれぞれの出力側に接続された複数の負荷とを有するサーバ装置とを備え、複数の降圧手段の出力が並列に接続されて構成されている。

本発明では、交流電源から供給された交流電圧を負荷が要求する直流電圧に電力変換するという点では上記した従来の電力変換システム（従来技術）と同じである。
しかし、従来技術では、上記したように交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が４段であるのに対し、本発明では、直流電源装置を構成する電力変換手段によって交流電圧を分割するとともに該分割された交流電圧を直流電圧に電力変換（降圧）して出力し、サーバ装置を構成する複数の各降圧手段のそれぞれによって分割された直流電圧を、サーバ装置を構成する負荷が要求する直流電圧にさらに電力変換（降圧）しているので交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が２段である。

また、従来技術では１９インチラックが直流電源装置としてのＨＶＤＣに接続された構成となっているのに対し、本発明では直流電源装置が１９インチラックに含まれた構成となっているため、１９インチラック内のサーバ装置と直流電源装置を接続するコネクタケーブルの長さを短くすることができる。従って、コネクタケーブルにかかるコストを低減することができる。

本発明の第３の態様に係る電力変換システムは、前記各降圧手段の前段に蓄電池が接続されていることを特徴とする。
従って、前記各降圧手段の前段に配置された直流電源装置を構成する電力変換手段に異常が生じた場合においても蓄電池から前記各降圧手段への電力供給が継続されるので負荷への電力供給が停止することがない。
その他、次のような第１及び第２の電力変換システムを構成してもよい。
第１の構成の電力変換システムは、交流電源から供給された交流電圧（交流電力）を直流電圧（直流電力）に変換する電力変換手段と、入力側が互いに直列に接続され、その直列接続された入力側全体における一端と他端の間に電力変換手段からの直流電圧が入力されるように構成された複数の降圧手段であって、各降圧手段がそれぞれ、入力側と出力側が絶縁されていると共に出力側に個別に負荷が接続されており、且つ各降圧手段の出力が並列に接続されていることにより全ての負荷に対して各降圧手段からの出力電圧を供給可能に構成されている、複数の降圧手段と、を備えて構成されている。
上記構成の電力変換システムでは、電力変換手段によって交流電圧から電力変換された直流電圧を複数の降圧手段で分割するとともに該各降圧手段のそれぞれが分割された直流電圧をさらに電力変換（降圧）して負荷に出力しているので、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が２段である。
従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では４段であるのに対し本発明の電力変換システムでは２段となり、変換段数が２段に減少するので電力変換効率のさらなる向上が図れる。
第２の構成の電力変換システムは、交流電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換する電力変換手段を有する直流電源装置と、複数の降圧手段及び該各降圧手段のそれぞれの出力側に接続された複数の負荷を有するサーバ装置と、を備え、複数の降圧手段は、入力側が互いに直列に接続され、その直列接続された入力側全体における一端と他端の間に電力変換手段からの直流電圧が入力され、各降圧手段はそれぞれ入力側と出力側が絶縁されていて、且つ各降圧手段の出力が並列に接続されていることにより全ての負荷に対して各降圧手段からの出力電圧を供給可能に構成されている。
上記構成の電力変換システムでは、直流電源装置を構成する電力変換手段によって交流電圧から電力変換された直流電圧を、サーバ装置を構成する複数の降圧手段で分割するとともに該各降圧手段のそれぞれが分割された直流電圧をさらに電力変換（降圧）して負荷に出力しているので、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数が２段である。
従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では４段であるのに対し本発明の電力変換システムでは２段となり、変換段数が２段に減少するので電力変換効率のさらなる向上が図れる。
また、従来技術では１９インチラックが直流電源装置としてのＨＶＤＣに接続された構成となっているのに対し、本発明では直流電源装置が１９インチラックに含まれた構成となっているため、１９インチラック内のサーバ装置と直流電源装置を接続するコネクタケーブルの長さを短くすることができる。従って、コネクタケーブルにかかるコストを低減することができる。

本発明に係る電力変換システムの構成を表す図である。第１の実施形態の電力変換システムの構成を表す図である。第２の実施形態の電力変換システムの構成を表す図である。従来の電力変換システムの構成を表す図である。

[第１の実施形態]
以下に本発明の第１の実施形態について図１を参照して説明する。図１は第１の実施形態の電力変換システムの構成を表す図である。

電力変換システム１は、具体的には、図１に示すように交流電源９に接続された複数の１９インチラック２−１〜２−Ｎ（Ｎは２以上の整数）を備えて構成されている。
１９インチラック２−１〜２−Ｎは、それぞれ交流電源９から供給される交流電圧（例えば200V）を第１の直流電圧（例えば380V）に変換するＡＣ−ＤＣコンバータ５を含む直流電源部３と、サーバ装置４を備えて構成されている。

サーバ装置４は、互いに直列に接続された複数のＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎ（Ｎは２以上の整数）と該各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎのそれぞれに接続された負荷（例えば、メモリ）８−１〜８−Ｎ（Ｎは２以上の整数）とを備えて構成されている。

ＡＣ−ＤＣコンバータ５として、例えば、図２に示すような２レベルコンバータ５´が用いられる。
２レベルコンバータ５´は、いわゆるマルチレベルコンバータの一態様として知られており、いわゆる「三相電圧形インバータ」と同様の回路構成であり、オンオフ機能を有するスイッチング素子１０〜１５と、それぞれ各スイッチング素子１０〜１５に逆並列に接続され整流機能を有するダイオードＤ１〜Ｄ６と、互いに直列に接続され出力電圧（ノードＮ_3-1とノードＮ_3-nの間の電圧）を脈動分の少ない電圧にする平滑コンデンサＣ_1a〜Ｃ_Na（Ｎは２以上の整数）とを備えて構成されている。

各スイッチング素子１０〜１５は自己消孤機能を有する半導体スイッチ素子であり、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。
尚、上記した２レベルコンバータ５´の代わりに、例えば、５レベルコンバータを用いてもよい。この５レベルコンバータとしては、５レベルダイオードクランプ形、５レベルフライングキャパシタ形及び５レベルチェーンリンク形等が知られている。

この５レベルコンバータは、半周期につき５段階の値（プラス側最大値、プラス側中間値、０、マイナス側中間値、マイナス側最大値）をとるようにコンバータ内のスイッチング素子を制御することにより高周波電圧を出力している。このような制御を行うことにより２レベルコンバータよりも出力電圧の高調波成分を少なくできる。

Ｎ個の平滑コンデンサＣ_1a〜Ｃ_Naは互いに直列に接続されている。互いに直列に接続された各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−ＮはノードＮ_3-1及びノードＮ_3-nを介して交流電源９に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１のハイサイドの入力端子（ノードＮ_3-1）は平滑コンデンサＣ_1aを介してローサイドの入力端子（ノードＮ_3-2）に接続されている。
上記同様に複数の各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−２〜６−Ｎについては、それぞれＤＣ−ＤＣコンバータ６−２〜６−Ｎのハイサイドにおける入力側ノード（ノードＮ_3-2〜ノードＮ_3-(n-1)）がそれぞれ平滑コンデンサＣ_2a〜Ｃ_Naを介して各平滑コンデンサＣ_2a〜Ｃ_Naに対応するローサイドの入力側ノード（ノードＮ_3-3〜ノードＮ_3-n）に接続されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎのそれぞれは、いわゆる絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータであり、オンオフ機能を有するスイッチング素子１６〜１９と、一次側ダイオードＤ７〜Ｄ１０と、トランス２０と、二次側ダイオードＤ１１，Ｄ１２と、コイルＬ₄と、平滑コンデンサＣ_bを備えて構成されている。

尚、絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータとしては、上記したフルブリッジ方式の他に、フライバック方式、フォワード方式、プッシュプル方式、ハーフブリッジ方式のものでもよい。
スイッチング素子１６〜１９は自己消孤機能を有する半導体スイッチ素子であり、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。

各スイッチ部１６〜１９にはそれぞれ整流機能を有する一次側ダイオードＤ７〜Ｄ１０が逆並列に接続されている。
トランス２０は一次側コイルＬ₁と二次側コイルＬ₂，Ｌ₃を備えて構成されている。二次側コイルＬ₂，Ｌ₃はノードＮ₅を介して互いに直列に接続されている。二次側コイルＬ₂の一端にはダイオードＤ１１のアノードが接続され、他端にはダイオードＤ１２のアノードが接続されている。コイルＬ₄の一端にはダイオードＤ１１、Ｄ１２のカソードが接続されており、他端にはコンデンサＣ_bの一端が接続されている。コンデンサＣ_bの他端はノードＮ₅に接続されている。

複数のＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎの出力は並列に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎの出力（直流電圧）はそれぞれ負荷８−１〜８−Ｎに供給されている。

尚、並列に接続された各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎの出力が、上記したように対応する各負荷８−１〜８−Ｎに供給されるような接続態様だけでなく、複数の負荷８−１〜８−Ｎの内の少なくとも一つの負荷（例えば、負荷８−１）にのみ供給されるような接続態様でもよい。

以下に、本第１の実施の形態に係る電力変換システム１の動作について説明する。
２レベルコンバータ５´を構成するスイッチング素子１０〜１５のスイッチング制御について、単相（例えば、Ｕ相）で考えると、例えばスイッチング素子１０、１３を一対とし、スイッチング素子１１、１２を一対として交互にオンオフするとともにダイオードＤ１〜Ｄ４による全波整流を行うことにより交流電源９からの交流電圧（例えばAC200V）を直流電圧（例えばDC380V）に変換する。

他の相（例えば、Ｖ相）についても上記同様にスイッチング素子１２、１５を一対とし、スイッチング素子１３、１４を一対とし交互にオンオフするとともにダイオードＤ３〜Ｄ６による全波整流を行うことにより交流電圧を直流電圧に変換する。

さらに別の相（例えば、Ｗ相）についてもスイッチング素子１０、１５を一対とし、スイッチング素子１１、１４を一対として交互にオンオフするとともにダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ５、Ｄ６による全波整流を行うことにより交流電圧を直流電圧に変換する。

上記したスイッチング制御により、ノードＮ_3-1とノードＮ_3-n（ｎは２以上の整数）間には、第１の直流電圧（第１のコンバータ電圧、例えば、ＤＣ３８０Ｖ）が発生する。
互いに直列に接続された各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎのそれぞれの入力側には、平滑コンデンサＣ_1a〜Ｃ_Naの容量が全て同一である場合に３８０／Ｎボルトの電圧が
発生する。

例えば、平滑コンデンサが８個直列に接続され、８個の平滑コンデンサに対応するＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−８が互いに直列に接続された形態では、平滑コンデンサＣ_1a〜Ｃ_8aの容量が全て同一である場合にＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−８の入力側に概ね４８ボルトの直流電圧が供給される。

また、上記したようにＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−８によって直列に分割された直流電圧（DC48V）に不平衡（バラツキ）が生じた場合には、（１）別途直流電圧バランス回路をＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−８に接続する方法、（２）ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−８の二次側に一次側と同様の構成のフルブリッジ回路を接続し一次側及び二次側全体でいわゆる双方向回路として機能させ、回生電力を不平衡（バラツキ）が生じていない他のＤＣ−ＤＣコンバータから供給する方法により分割された直流電圧の不平衡を改善することができる。

尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−８のそれぞれの構成は全て同じであるので、以下ではＤＣ−ＤＣコンバータ６−１を例として説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１では、スイッチング素子１６、１９を一対とし、スイッチング素子１７、１８を一対とし交互にオンオフすることにより一次側コイルＬ₁にはプラス４８ボルトとマイナス４８ボルトの直流電圧（高周波）が交互に発生する。

一次側コイルＬ₁にプラス４８ボルトが発生した場合には二次側コイルＬ₂側に所定の変圧比で変圧された直流電圧、本例では１．２ボルトの直流電圧がダイオードＤ１１を介して負荷８−１に供給される。一次側コイルＬ₁にマイナス４８ボルトが発生した場合には二次側コイルＬ₃側に所定の変圧比で変圧された１．２ボルトの直流電圧がダイオードＤ１２を介して負荷８−１に供給される。

尚、一次側コイルＬ₁と二次側コイルＬ₂，Ｌ₃とは絶縁されているので互いに直列に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎの入力と出力が短絡状態になることが避けられる。

以上説明したように、上記構成によれば、直流電源装置３を構成する２レベルコンバータ５´によって交流電圧から電力変換された直流電圧を、サーバ装置４を構成する複数のＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎで分割するとともに該各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎがそれぞれ分割された直流電圧をさらに電力変換（降圧）して負荷８−１〜８−Ｎに出力している。このため、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数は２レベルコンバータ５´が１段目となりＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎが２段目となる。

従って、交流電源から負荷までの変換段数は、従来技術では４段であるのに対し本発明の電力変換システムでは２段となり、変換段数が２段に減少するので電力変換効率のさらなる向上を図ることができる。

また、ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１の前段には蓄電池７が接続されている。
具体的には、蓄電池７の正極がノードＮ_3-1に接続され負極がノードＮ_3-nに接続されて構成されている。蓄電池７を接続することにより、前記各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎの前段に配置された直流電源装置３を構成するＡＣ―ＤＣコンバータ５に異常が生じた場合においても蓄電池７から各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎへの電力供給が継続されるので負荷８−１〜８−Ｎへの電力供給が停止することがない。

尚、上記した蓄電池の接続態様以外でも、例えば、複数の各ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎの前段にそれぞれ対応するように複数の蓄電池を接続してもよい。
[第２の実施形態]
以下に本発明の第２の実施形態について図３を参照して説明する。図３は第２の実施形態に係る電力変換システム３０の構成を表す図である。

電力変換システム３０は、複数の単位セルコンバータ３５−１〜３５−Ｎを有して構成され交流電源９から供給される交流電圧（例えば200V）を第１の直流電圧（例えば380V）に変換し、さらに単位セルに相当する直流電圧（セル数が８個の場合は48V）に変換して出力するマルチセルコンバータを備えた直流電源部３と、サーバ装置４を備えて構成され交流電源９に接続された複数の１９インチラック２−１〜２−Ｎ（Ｎは２以上の整数）とを含んで構成されている（図１参照）。

ここで、本第２の実施の形態に係る電力変換システム３０は上記した第１の実施の形態に係る電力変換システム１のＡＣ−ＤＣコンバータとして機能する２レベルコンバータ５´をＡＣ−ＤＣコンバータとして機能するマルチセルコンバータ（複数の単位セルコンバータ３５−１〜３５−Ｎ）に変更している点以外は第１の実施の形態と同じであるので、ここでは単位セルコンバータ３５−１〜３５−Ｎの構成及び動作のみ説明し、それ以外の各部については説明を省略する。

単位セルコンバータ３５−１，３５−Ｎは、それぞれインダクタＬ₁₀，Ｌ₁₃を介して交流電源（図示せず）に接続されている。各マルチセルコンバータ３５−１〜３５−ＮはインダクタＬ₁₁，Ｌ₁₂を介して互いに直列に接続されている。

各単位セルコンバータ３５−１〜３５−Ｎは全て同じ構成であるのでここでは単位セルコンバータ３５−１を例にとって説明する。
単位セルコンバータ３５−１は、オンオフ機能を有するスイッチング素子４１〜４４と、それぞれスイッチング素子４１〜４４に逆並列に接続され整流機能を有するダイオードＤ１３〜Ｄ１６と、出力電圧を脈動分の少ない電圧にする平滑コンデンサＣ_1aとを備えて構成されている。

各スイッチング素子４１〜４４は自己消孤機能を有する半導体スイッチ素子であり、例えば、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）、ＭＯＳＦＥＴ等が用いられる。
以下に、ＡＣ−ＤＣコンバータ５が、例えば、単位セルコンバータを８個直列に接続されて構成された場合を例にとってマルチセルコンバータの動作について説明する。

各単位セルコンバータ３５−１〜３５−８は、交流電源９からの交流電圧に基く基本波（例えば、正弦波）と別に用意した三角波信号とをＰＷＭ（パルス幅変調）制御して高周波電圧を出力する。

各単位セルコンバータ３５−１〜３５−８では、例えば、基本波（正極）と三角波信号を比較して基本波の出力レベルが三角波信号の出力レベル以上になったときに一対のスイッチング素子４１，４４がオンするように制御され、基本波（負極）と三角波信号を比較して基本波の出力レベルが三角波信号の出力レベルを下回るときに一対のスイッチング素子４２，４３がオンするように制御されるとともにダイオードＤ１３〜Ｄ１６による全波整流を行い、これらの動作が交互に繰り返される。

このようにして、各単位セルコンバータ３５−１〜３５−８は交流電圧（本例では200V）を直流電圧に電力変換すると同時にさらに低圧の直流電圧（本例では48V）を出力する。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−８が互いに直列に接続された形態では、平滑コンデンサＣ_1a〜Ｃ_8aの容量が全て同一である場合にＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−８には概ね４８ボルトの直流電圧が入力される。以降の動作は上記した第１の実施の形態と同じである。

以上説明したように、上記した構成によれば、直流電源装置３を構成するマルチセルコンバータによって交流電圧を第１の直流電圧に電力変換するとともに該第１の直流電圧をさらに低圧である第２の直流電圧に電力変換し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎによって第２の直流電圧をさらに低圧である第３の直流電圧に電力変換して負荷８−１〜８−Ｎに出力している。このため、交流電源から負荷までの電力変換の変換段数は２レベルコンバータ５´が１段目となりＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎが２段目となる。

また、マルチセルコンバータを構成する単位セルコンバータの数を増加することによりインダクタＬ₁₀〜インダクタＬ₁₃の一つあたりのインダクタの巻線数を少なくすることができ、フィルタ一個あたりのコストを削減することができる。

ここで、本実施形態においては、単位セルコンバータ３５−１〜３５−Ｎからなるマルチセルコンバータが本発明請求項１、２の電力変換手段に相当し、ＤＣ−ＤＣコンバータ６−１〜６−Ｎが本発明の降圧手段に相当する。

以上本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内にて種々の態様をとることができる。

１…電力変換システム、２−１〜２−Ｎ…１９インチラック、３…直流電源部、４…サーバ装置、５…ＡＣ−ＤＣコンバータ、５´…２レベルコンバータ、６−１〜６−Ｎ…ＤＣ−ＤＣコンバータ、８−１〜８−Ｎ…負荷、１０〜１９、４１〜４４…スイッチング素子。

Claims

入力側が互いに直列に接続された複数の電力変換手段であって、その直列接続された入力側全体における一端と他端の間に交流電源から供給された交流電圧が入力され、各前記電力変換手段がそれぞれ入力電圧を直流電圧に変換して出力するように構成された、複数の電力変換手段と、
入力側と出力側が絶縁され、入力側が各前記電力変換手段の出力側にそれぞれ個別に接続されている複数の降圧手段とを備え、
前記複数の降圧手段の出力が並列に接続されている
ことを特徴とする電力変換システム。
複数の電力変換手段を有する直流電源装置を備え、
前記複数の電力変換手段は、入力側が互いに直列に接続され、その直列接続された入力側全体における一端と他端の間に交流電源から供給された交流電圧が入力され、各前記電力変換手段がそれぞれ入力電圧を直流電圧に変換して出力するように構成されており、
さらに、入力側と出力側が絶縁されていて入力側が各前記電力変換手段の出力側にそれぞれ個別に接続されている複数の降圧手段と該各降圧手段のそれぞれの出力側に接続された複数の負荷とを有するサーバ装置とを備え、
前記複数の降圧手段の出力が並列に接続されている
ことを特徴とする電力変換システム。
前記各降圧手段の前段に蓄電池が接続されている
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の電力変換システム。