JP2014100025A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波の少ない電圧を出力でき、かつ損失が小さく装置の小型化を実現する電力変換装置を提供する。
【解決手段】実施形態に係る電力変換装置は、直流電力を交流電力にそれぞれ変換するｎ（ｎは１以上の整数）個直列接続されたＮＰＣ電力変換装置ユニットと、前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットを制御する制御部とを具備し、前記制御部は、前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットの各出力電圧の立ち上がり及び立ち下がり位相を調整することによって、各出力電圧の所定高調波を消去する。
【選択図】図３

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換し、該交流電力をトランスを介して負荷に供給する電力変換装置に関する。

大電力を出力する電力変換装置は高電圧を変換するため、耐電圧の高いスイッチング素子を用いるか、スイッチング素子を直列に接続して耐圧を確保する必要がある。さらに、トランスを用いて電力変換装置を多段化し、出力電圧を高電圧化する。このとき、高耐圧の素子は一般にスイッチング損失が大きいため、出力周波数の１周期あたり１回のみスイッチング（ワンパルス動作）し、位相をずらすことによって特定高調波を消去する制御を行うことがある。このような特定高調波を消去するワンパルス制御は素子のスイッチングに因る損失を低減でき、かつ高調波を低減できる利点がある。

John N. Chiasson, Leon M. Tolbert, Keith J. McKenzie and Zhong Du, "A new approach to solving the harmonic elimination equations for a multilevel converter" IEEE Industry Applications Conference, vol. 1, pp. 640−647, 2003 Zhong Du, Leon M. Tolbert, John N. Chiasson, "Active harmonic elimination for multilevel converters" IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 21, pp. 459−469, Mar. 2006

上述した構成は図１５のＨブリッジ回路を直列接続した形をとっており、より高電圧を出力するにはＨブリッジ回路のユニット数が多くなる。又、Ｈブリッジ回路の直流電圧を共通とする場合は、出力を互いに絶縁するためにトランスを介して直列接続する必要が有り、トランスの個数も増大し装置の大型化は免れない。

実施形態は上記の問題を解決するためになされ、高調波の少ない電圧を出力でき、かつ損失が小さく装置の小型化を実現する電力変換装置を提供する。

実施形態に係る電力変換装置は、直流電力を交流電力にそれぞれ変換するｎ（ｎは１以上の整数）個直列接続されたＮＰＣ電力変換装置ユニットと、前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットを制御する制御部とを具備し、前記制御部は、前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットの各出力電圧の立ち上がり及び立ち下がり位相を調整することによって、各出力電圧の所定高調波を消去する。

第１実施形態における電力変換装置をｎ段としたときの回路構成図である。 図１の電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１〜ＣＮＶ_Ｕｎのうち１つの電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕｍの構成を示す図である。 第１実施形態における電力変換装置を２段としたときの回路構成図である。 Ｕ相の電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１を示す図である。 出力電圧ごとに決定されるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 スイッチング素子を制御した場合に形成される各電流経路を示す図である。 −Ｖ_ＤＣ／２又は＋Ｖ_ＤＣ／２を出力するときに、中性点電位変動を抑制するスイッチング方法を示すフローチャートである。 図３の回路が出力する１周期のＵ相電圧Ｖ_Ｕ波形を示す図である。 基本波とその電圧利用率を示す図である。 電圧利用率Ｍの値に応じて、式２〜式５を同時に満たす位相α１〜α４を計算した結果を示す図である。 電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１を構成するスイッチイング素子のスイッチングパターンと、対応するトランス１次側巻線電圧Ｖ_Ｕ２１を示す図である。 電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１、ＣＮＶ_Ｕ１２の２次側巻線電圧Ｖ_Ｕ１１、Ｖ_Ｕ１２、及びこれらを合成したＵ相電圧Ｖ_Ｕを示すタイミングチャートである。 第２実施形態の回路構成図である。 第２実施形態に係るＵ相トランスＴＲ_Ｕを例としたトランス構造を示す図である。 従来の実施形態におけるＨブリッジ電力変換装置ユニットの回路構成図である。

以下、電力変換装置の実施形態について、図面を参照して説明する。

[第1実施形態]
[構成]
先ず、第１実施形態に係る電力変換装置の構成を説明する。図１は直流電圧を任意の周波数及び電圧に変換して三相（ＵＶＷ相）交流負荷を駆動するための電力変換装置の構成図である。

三相交流負荷Ｌ_Ｕ、Ｌ_Ｖ、Ｌ_Ｗをそれぞれ駆動する電力変換装置の構成を述べる。

Ｕ相電力変換装置はｎ個（ｎ段）の電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１〜ＣＮＶ_Ｕｎを含み、全て直流電圧Ｖ_ＤＣを並列に入力する。Ｕ相電力変換装置の出力はｎ個のトランスＴＲ_１〜ＴＲ_ｎのＵ相１次側巻線（電力変換装置側巻線）にそれぞれ接続される。Ｖ相、Ｗ相もＵ相と同様にそれぞれ電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｖ１〜ＣＮＶ_Ｖｎ、ＣＮＶ_Ｗ１〜ＣＮＶ_Ｗｎを含み、トランスＴＲ_１〜ＴＲ_ｎのＶ相、Ｗ相１次側巻線に接続される。

制御部１は、電圧指令値及び各部の電圧値及び電流値に基づいて、各電力変換ユニットを構成するスイッチング素子にゲート指令を出力し、各電力変換ユニットを制御する。尚、各々の電力変換装置ユニット及びトランスＴＲ_１〜ＴＲ_ｎは全て同じ仕様のものとする。

次に、Ｕ相を例として各電力変換装置ユニットの詳細構成を図２を参照して説明する。図２は図１の電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１〜ＣＮＶ_Ｕｎのうち１つの電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕｍの構成を示す図である。電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕｍは、２つのコンデンサＣ_Ｐｍ、Ｃ_Ｎｍと、８つのスイッチング素子Ｓ_Ｕｍ１、Ｓ_Ｕｍ２、Ｓ_Ｕｍ３、Ｓ_Ｕｍ４、Ｓ_Ｕｍ５、Ｓ_Ｕｍ６、Ｓ_Ｕｍ７、Ｓ_Ｕｍ８と、全スイッチング素子にそれぞれ逆並列接続される８つの還流ダイオードＤ_Ｕｍ１、Ｄ_Ｕｍ２、Ｄ_Ｕｍ３、Ｄ_Ｕｍ４、Ｄ_Ｕｍ５、Ｄ_Ｕｍ６、Ｄ_Ｕｍ７、Ｄ_Ｕｍ８と、さらにコンデンサＣ_Ｐｍ、Ｃ_Ｎｍの相互接続点（中性点Ｎ）に接続する４つのクランプダイオードＤ_Ｕｍ９、Ｄ_Ｕｍ１０、Ｄ_Ｕｍ１１、Ｄ_Ｕｍ１２で構成される。

この電力変換装置ユニットは、スイッチング素子Ｓ_Ｕｍ１、Ｓ_Ｕｍ２、Ｓ_Ｕｍ３、Ｓ_Ｕｍ４及びＳ_Ｕｍ５、Ｓ_Ｕｍ６、Ｓ_Ｕｍ７、Ｓ_Ｕｍ８をそれぞれ直列接続して２つのレグを構成し、クランプダイオード相互接続点を中性点Ｎに接続したＮＰＣ（中性点クランプ）フルブリッジ電力変換装置である。なお、スイッチング素子Ｓ_Ｕｍ２、Ｓ_Ｕｍ３の接続点電圧Ｖ_ＵｍＡとスイッチング素子Ｓ_Ｕｍ６、Ｓ_Ｕｍ７の接続点電圧Ｖ_ＵｍＢの電位差Ｖ_ＵｍＡ−Ｖ_ＵｍＢをトランスへ出力する。

Ｖ相、Ｗ相の各電力変換装置ユニットもＵ相と同様の構成である。

[作用]
上述したように構成された第１実施形態の作用を詳細に説明する。

以下、電力変換装置ユニット段数ｎが２の場合（ｎ＝２）を例として作用を述べる。図３は段数ｎ＝２の場合の回路構成図である。トランスもＴＲ_１、ＴＲ_２の２段構成であり、電力変換装置ユニットとしてＣＮＶ_Ｕ１、ＣＮＶ_Ｕ２、ＣＮＶ_Ｖ１、ＣＮＶ_Ｖ２、ＣＮＶ_Ｗ１、ＣＮＶ_Ｗ２の全６回路が使用される。

図４はＵ相の電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１を示す図である。

電力変換装置ユニット単体の電圧出力方法をＵ相の電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１を例として説明する。電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１はフルブリッジ構成であるため、直流電圧をＶ_ＤＣとすると、５レベル−Ｖ_ＤＣ、−Ｖ_ＤＣ／２、０、＋Ｖ_ＤＣ／２、＋Ｖ_ＤＣの電圧を出力できる。

電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１を構成するスイッチング素子Ｓ_Ｕ１１、Ｓ_Ｕ１２、Ｓ_Ｕ１３、Ｓ_Ｕ１４、Ｓ_Ｕ１５、Ｓ_Ｕ１６、Ｓ_Ｕ１７、Ｓ_Ｕ１８の駆動方法を以下に述べる。電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１はスイッチング素子Ｓ_Ｕ１１、Ｓ_Ｕ１２、Ｓ_Ｕ１３、Ｓ_Ｕ１４、Ｓ_Ｕ１５、Ｓ_Ｕ１６、Ｓ_Ｕ１７、Ｓ_Ｕ１８のオン／オフ制御によって５レベル、すなわち−Ｖ_ＤＣ、−Ｖ_ＤＣ／２、０、＋Ｖ_ＤＣ／２、＋Ｖ_ＤＣの電圧Ｖ_Ｕ１を出力可能である。

図５は出力電圧ごとに設定されるスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態であり、９通りのパターン[１]〜[９]から成る。又、Ｓ_Ｕ１１がＯＮのときＳ_Ｕ１３はＯＦＦ、Ｓ_Ｕ１４がＯＮのときＳ_Ｕ１２はＯＦＦ、Ｓ_Ｕ１５がＯＮのときＳ_Ｕ１７はＯＦＦ、Ｓ_Ｕ１８がＯＮのときＳ_Ｕ１６はＯＦＦ、のようにそれぞれ相補的に動作する。０電圧のスイッチングパターンは３通り[４]〜[６]、＋Ｖ_ＤＣ／２及び−Ｖ_ＤＣ／２のスイッチングパターンはそれぞれ２通り[２]及び[３]、[７]及び[８]があり、冗長性がある。この冗長性を利用し、制御部１はＮＰＣ電力変換装置の中性点電位変動を抑制するようにスイッチングパターンを決定する。

図６Ａ〜６Iは、スイッチング素子を図５のようにＯＮ／ＯＦＦ制御した場合に形成される電流経路を、スイッチングパターン[１]〜[９]についてそれぞれ示す図である。実線は出力電流I_Ｕが正方向に流れる場合の電流経路、点線は電流I_Ｕが負方向に流れる場合の電流経路である。

２つのレグの片方のみが中性点Ｎに接続されているとき、つまりコンデンサＣ_Ｐ１，Ｃ_Ｎ２のうち、片方のコンデンサのみが電流経路に含まれているとき、中性点電位が変動する。すなわち、出力電圧が＋Ｖ_ＤＣ／２（スイッチングパターン[２]、[３]）及び−Ｖ_ＤＣ／２（スイッチングパターン[７]、[８]）のとき、中性点電位が変動する。中性点電位が変動するのは、片方のコンデンサのみが充電あるいは放電されるためである。中性点電位が変動する方向は中性点Ｎに接続されているレグとトランスＴＲ_１、ＴＲ_２の１次側巻線電流I_U1、I_U２（図３参照）の方向で決定される。

出力電圧が−Ｖ_ＤＣ、＋Ｖ_ＤＣのときは、スイッチングパターンは一意に決定される上、中性点に電流が流入しない、つまり２つのコンデンサＣ_Ｐ１，Ｃ_Ｎ２に同一の電流が流れるので中性点電位は変動しない。

出力電圧が０のときは[４]〜[６]の３通りスイッチングパターンがあるが、１組（２個）のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態の変更で、[２]、[３]、[７]、[８]何れのスイッチングパターンへも移行ができるように、スイッチングパターン[５]を常に選択する。例えば出力電圧を０から＋Ｖ_ＤＣ／２へ変化させたいとき、[５]から[２]へはＳ_Ｕ１１とＳ_Ｕ１３１組のみのスイッチングで移行できるが、[６]から[２]へはＳ_Ｕ１１とＳ_Ｕ１３、Ｓ_Ｕ１２とＳ_Ｕ１４、Ｓ_Ｕ１６とＳ_Ｕ１８の３組のスイッチングが必要となる。このように、スイッチングパターン[５]から[２]、[３]、[７]、[８]へは１組のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦで移行でき、スイッチングの回数を最低限にできる。

図７は出力電圧として−Ｖ_ＤＣ／２又は＋Ｖ_ＤＣ／２を出力するときに、中性点電位変動を抑制する制御部１によるスイッチング方法を示すフローチャートである。

コンデンサＣ_Ｐの電位をＶ_Ｐ、コンデンサＣ_Ｎの電位をＶ_Ｎとし、出力電流Ｉ_ｕが電力変換装置から負荷に向かう方向を正方向とする（図４参照）。例えば、電位Ｖ_Ｐが電位Ｖ_Ｎより大きく（ＳＴ２のＹＥＳ）、電流方向が正のときを考える（ＳＴ３のＹＥＳ）。このとき、コンデンサＣ_Ｎに充電する方向に電流を流せば電位Ｖ_Ｎが上昇し、中性点電位変動が抑制される。このとき、電圧−Ｖ_ＤＣ／２を出力したいときはスイッチングパターン[７]（図６Ｇ参照）を選択し、電圧＋Ｖ_ＤＣ／２を出力したいときはスイッチングパターン[２] （図６Ｂ参照）を選択すれば（ＳＴ５）、電位Ｖ_Ｎが電位Ｖ_Ｐより上昇する方向に電流が流れ、中性点電位変動が抑制される。このようにして制御部１は、電位Ｖ_Ｐ、電位Ｖ_Ｎの大小と出力電流Ｉ_ｕの方向に従ってスイッチングパターンを決定する。

以上の電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１の動作は他の電力変換装置ユニットにも共通していえる。

次に、上述した中性点電位変動を抑制するスイッチング方法に従い、低次高調波を低減した電圧を出力する方法について述べる。

図３の回路が出力する１周期のＵ相電圧Ｖ_Ｕ波形は図８で表わされる。このＵ相電圧Ｖ_Ｕ波形をフーリエ級数展開を用いて表すと、次式（１）のようになる。

ここで、α１〜α４は各電圧レベルの立ち上がり位相、ＮはトランスＴＲ_１、ＴＲ_２の巻線比（２次側巻線数／１次側巻線数）、ｎは次数である。方形波電圧には、基本波（１次）に加え、３次、５次、７次、１１次、１３次、１７次、１９次、２３次、２５次・・・高調波が重畳している。尚、位相０〜πにおいて出力波形は左右対称であり、位相π〜２πにおいても出力波形は左右対称である。このような電圧波形を出力する場合、偶数次の高調波は発生しない。又、３次の倍数次高調波は３相線間電圧において互いに打ち消し合う。

式（１）より、高調波振幅の大きさは各電圧レベルの立ち上がり位相α１〜α４によって決まることが分かる。このため、高調波振幅の大きさを決定する自由度、すなわち調整できる位相は４つ（α１〜α４）ある。尚、π／２〜πまでの出力波形では、０〜π／２と同様な高調波が発生し、π〜２πでも０〜πと同様な高調波が発生する。従って、０〜π／２までの出力に含まれる高調波をなくすためのα１〜α４の位相調整と同様に、π／２〜２πにおける方形波レベルの立ち上がり及び立ち下り位相を調整すれば、高調波の発生を抑えることができる。

又、図３の本実施例のように電力変換装置ユニット２段で電力変換装置を構成する場合、例えば正側出力レベルは図８のように５レベル出力可能である。このとき立ち上がり位相は２ｎ個（＝４個）存在し、従って自由度は２ｎ個となる。すなわち、電力変換装置ユニットｎ段で電力変換装置を構成する場合、自由度は２ｎ個となる。

図８において、例えば位相α１〜α２でＮＶ_ＤＣ／２を出力するには、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１、ＣＮＶ_Ｕ２のうち、どちらか一方からＮＶ_ＤＣ／２を出力する。又、位相α２〜α３でＮＶ_ＤＣを出力するには、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１、ＣＮＶ_Ｕ２のうち、どちらか一方からＶ_ＤＣを出力するか、又は両方の電力変換装置ユニットからＶ_ＤＣ／２を出力する。更に、位相α３〜α４で３ＮＶ_ＤＣ／２を出力するには、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１、ＣＮＶ_Ｕ２のうち、どちらか一方の電力変換装置ユニットからＶ_ＤＣを出力し、他方の電力変換装置ユニットからＮＶ_ＤＣ／２を出力する。

負荷を電力変換装置で交流駆動する場合、電圧振幅を制御することが多いため、基本波振幅に基づいて１自由度を使用する。ここでは、基本波振幅を電圧利用率に変換して使用する。図９は基本波（ｎ＝１）とその電圧利用率Ｍを示す図である。電圧利用率Ｍは直流電圧Ｖ_ＤＣと基本波振幅の比で表される。出力電圧ピーク値が２Ｖ_ＤＣのとき電圧利用率Ｍは１である。電圧利用率Ｍの最大値は、α１〜α４にそれぞれ０を代入して得られる値４／πであり、このとき、電力変換装置の動作は図９の矩形波のように１パルス動作となる。基本波振幅をある電圧利用率Ｍ（電圧指令値）に制御するとき、次式（２）を満たす必要がある。

上式（２）の左辺分子は、式（１）の振幅項（中括弧内数式）のｎに１を代入して得られる振幅値である。

高調波電圧の振幅は次数が上がるほど小さくなるので、低い次数の高調波を消去すると電圧歪みを改善する効果が大きい。よって、３次高調波を消去する必要があるが、前述したように３ｋ（ｋは自然数）倍次、すなわち３の倍数次高調波は、１２０°位相がずれた３相の線間電圧を負荷に出力することによってキャンセルされる。よって、３次高調波の次に大きい５、７次高調波を消去するのに２自由度を使用する。このとき式（１）から、以下の式（３）、式（４）を満たす必要がある。

次に、残り１つの自由度は１１次、１３次高調波を同時に低減する目的に使用する。１１次、１３次高調波の振幅はほぼ同じであるため、１１次高調波及び１３次高調波それぞれを消去するよりも、１１次、１３次高調波を同時に低減した方が電圧歪みを改善する効果が大きい。このとき、次式（５）を満たす必要がある。つまり１１次及び１３次高調波を同時に低減するために、中間の１２次に相当する高調波をゼロにする数式となる。

このように、基本波振幅を電圧利用率Ｍとして、５次、７次高調波を消去し、１１次、１３次高調波を低減するための条件は、式（２）〜式（５）を同時に満たす必要がある。

これら４つの連立方程式を満たす電圧立ち上がり位相α１〜α４で回路を駆動することによって、所望の電圧振幅でかつ高調波が低減された電圧を負荷に供給することができる。電圧利用率Ｍの値に応じて、式２〜式５を同時に満たす位相α１〜α４を計算した結果を図１０に示す。つまり、電圧利用率Ｍの値に従って、立ち上がり位相α１〜α４を図１０のように変えると、高調波が抑制される。これらの位相を事前に計算しておき制御１のマイコンに記憶しておくことによって、電圧指令値（電圧利用率Ｍ）に従って電圧立ち上がり位相α１〜α４を直ちに得ることができる。

図１１は電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１を構成するスイッチイング素子のスイッチングパターンと、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１の出力電圧であるトランス１次側巻線電圧Ｖ_Ｕ２１を示すタイミングチャートである。電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１は、図中上向き矢印のように電圧立ち上がり位相α１とα４の電圧を出力する。図１１では、スイッチングパターンはＳ_Ｕ１１、Ｓ_Ｕ１４、Ｓ_Ｕ１５、Ｓ_Ｕ１８のみ示し、Ｓ_Ｕ１２、Ｓ_Ｕ１３、Ｓ_Ｕ１６、Ｓ_Ｕ１７は上記素子に対して相補的にスイッチングするので記載していない。又図１１では、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１の出力電圧Ｖ_Ｕ２１（トランス１次側巻線電圧）に対するスイッチング素子の状態を、図５のスイッチングパターンに対応するように[１]〜[９]で示した。同じ＋Ｖ_ＤＣ／２の電圧でもスイッチングパターンが[２]と[３]の２通り存在するのは、中性点電位変動の抑制のために図７のフローチャートに従って選択しているためである。−Ｖ_ＤＣ／２に対する[７]、[８]２通りのスイッチングパターンの選択についても同様である。

電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ２は電圧立ち上がり位相α２とα３で電圧を出力する。電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ２の１次側巻線電圧Ｖ_Ｕ２２は電圧Ｖ_Ｕ２１に対して電圧立ち上がり位相が異なるが、その動作は電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１と同一である。

図１２は電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１の２次側巻線電圧Ｖ_Ｕ１１と電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１２の２次側巻線電圧Ｖ_Ｕ１２、及びこれらを合成したＵ相電圧Ｖ_Ｕのタイミングチャートである。

Ｕ相電圧Ｖ_Ｕは図１２下段のように、上記２つの電圧Ｖ_Ｕ１１、Ｖ_Ｕ１２を合成した電圧であり、階段状の電圧波形となる。Ｕ相電圧Ｖ_Ｕは上述したように５次、７次高調波がキャンセルされた電圧なので、１１次、１３次高調波、１７次、１９次以上の高調波が含まれる。負荷に対してはＵ相電圧Ｖ_Ｕに対して１２０°位相が異なるＶ相電圧Ｖ_Ｖ、Ｗ相電圧Ｖ_Ｗとの線間電圧を供給するので、３ｋ次高調波はキャンセルされる。さらに、１１、１３次高調波は前述したように、電力変換装置ユニット単体の出力電圧として低減される。従って、負荷に対してかかる電圧には１７次、１９次より低次の高調波は実質含まれない。

本実施形態では段数ｎ＝２の場合を説明したが、ｎ＞２のときでも本実施形態の回路構成・制御方法を一般的に適用できる。例えば、ｎ＝３のときは電圧立ち上がり位相の自由度が２つ増え、α１〜α６まで６つ選択できる。よって、基本波の電圧振幅を制御した上で、５次、７次、１１次、１３次高調波を消去し、１７次、１９次高調波を低減する制御が考えられる。これを満たす電圧立ち上がり位相α１〜α６は式（６）〜式（１１）の連立方程式を解けば求まる。

[効果]
上述した電力変換装置の構成及び制御方法により、２台のトランスで高調波の少ない電圧が得られる。以下、直流電圧、スイッチング素子定格を同じ条件とし、従来技術と本実施形態におけるスイッチング素子とトランス台数を比較する。

・従来においては、３相の１相あたり図１５の単相Ｈブリッジ電力変換装置を例えば４台、３相トランス４台の構成で低次高調波を低減している。

・第１実施形態においては、従来と同一耐圧の素子を用いて同一の出力電圧を実現する場合、図３のように三相ＮＰＣフルブリッジ電力変換装置（図２参照）を１相あたり２台、３相トランス２台ＴＲ_１、ＴＲ_２の構成で低次高調波を低減している。

上記２構成を比較すると、スイッチング素子数は同数であるが、本実施形態はトランス台数が２台と、従来の４台より少ない。よって、本実施形態は従来より高調波電圧を抑制できる上、さらに小型、低コスト化を実現できる。

図３において、２台のトランスを同一の定格とする場合、２次側巻線電圧Ｖ_Ｕ１１と２次側巻線電圧Ｖ_Ｕ１２の大きい方の電圧Ｖ_{Ｕ１ＭＡＸ}に合わせてトランスを製造する必要がある。Ｖ_Ｕ＝Ｖ_Ｕ１１＋Ｖ_Ｕ１２なので、２次側巻線電圧Ｖ_Ｕ１１と２次側巻線電圧Ｖ_Ｕ１２の電圧差を小さくすると、結果的に電圧Ｖ_{Ｕ１ＭＡＸ}が小さくなり、トランスの電圧定格を小さくすることができる。

このような条件を満たすには、本実施例で説明したように、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１が電圧立ち上がり位相α１とα４の電圧を出力し、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ２が電圧立ち上がり位相α２とα３の電圧を出力すればよい。あるいは、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１が電圧立ち上がり位相α２とα３の電圧を出力し、電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ２が電圧立ち上がり位相α１とα４の電圧を出力するというように、逆の組合せにしてもよい。ｎ＝２のときは全電圧振幅において上記組合せでよく、ｎ＞２の場合も電圧差が最小になる電圧立ち上がり位相の組合せを予め求めておけばよい。

又、中性点電位変動を抑制方向に制御するためには、中性点に流入する電流の正負方向を検知する必要がある。負荷に電流を流さない待機運転時は、中性点に負荷電流が流入しないため、中性点電位を積極的に変動抑制することが困難になる。しかし、本実形態のように電力変換装置ユニットをトランスを介して負荷に接続するとき、電力変換装置ユニットの出力電圧を起因としてトランスの１次側巻線に励磁電流が供給される。よって、中性点電位制御に用いる電流の正負情報をトランスの１次側巻線電流とすることで、負荷に流れる電流が０の状態においても、中性点に流れる電流を検知することができ、中性点電位を安定させられる。

[第２実施形態]
[構成]
次に、ＮＰＣ電力変換装置の第２実施形態について説明する。図１３は、第２実施形態の回路構成図である。なお、第１実施形態と同一の構成には同一の符号を付し、重複する説明は省略する。

第２実施形態においても電力変換装置ユニット段数ｎ＝２の場合を例とする。第１実施形態の構成とはトランス構造が異なる。

第１実施形態においてはトランスをＴＲ_１とＴＲ_２の２つに分割したが、第２実施形態においては図１３のようにＴＲ_Ｕ、ＴＲ_Ｖ、ＴＲ_Ｗの３つに分割する。電力変換装置全体の容量によっては、２分割ではトランスの重量が大きくなり輸送、設置できない状況が考えられる。そこで、第２実施形態においては３分割にした場合の構造を説明する。

第１実施形態は三相一括に構成し、段毎に分割したトランスを用いたが、第２実施形態は相ごとに分割し２段一括に構成したトランスを用いる。図１４にＵ相トランスＴＲ_Ｕを例としたトランス構造を示す。鉄心ＩＲ_Ｕは三脚鉄心とし、鉄心外側に電圧を発生させる主脚鉄心Ｒｍ、中心をセンタ鉄心Ｒｓとする。外側の２つの主脚鉄心Ｒｍに１次側巻線（点線矩形部）、２次側巻線（実線矩形部）をそれぞれ巻く。１次側、２次側の巻線を巻く方向は互いに逆になるようにする。本実施形態では内側を１次側巻線、外側を２次側巻線としているが、これは電圧に応じて逆にしてもよい。１次側巻線は１段目、２段目の電力変換装置ユニットＣＮＶ_Ｕ１、ＣＮＶ_Ｕ２にそれぞれ接続し、２次側巻線は従属接続して、一端は負荷へ他端は２次側中性点Ｎ’に接続する。

[作用]
トランスの分割方法以外は第１実施形態と同じなので、各電力変換装置ユニットのスイッチング素子の駆動方法は第１実施形態と同じでよい。第１実施形態と同様にスイッチング素子を駆動すれば、負荷にかかる電圧には低次の高調波は実質含まれない。

[効果]
第２実施形態の１台あたりのトランス容量は第１実施形態のトランス容量の２／３倍となり、重量が低減し、輸送制限などの問題を回避することができる。

又、１段目と２段目のトランス巻線方向を逆にすることで、センタ鉄心には１段目の１次側巻線電圧Ｖ_Ｕ２１によって生じる磁束φ_１と２段目の１次側巻線電圧Ｖ_Ｕ２２によって生じる磁束φ_２の差磁束φ_１−φ_２が生じる。さらに、第１実施形態と同様に１段目と２段目の入力電圧差を小さくすることによって磁束φ_１−φ_２が小さくなり、センタ鉄心を細くすることができ、重量低減に効果が有る。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

ＣＮＶ…電力変化装置ユニット、ＴＲ…トランス、Ｌ…負荷、Ｃ…コンデンサ、Ｓ…スイッチング素子、Ｄ…ダイオード。

Claims (10)

1. 直流電力を交流電力にそれぞれ変換するｎ（ｎは１以上の整数）個直列接続されたＮＰＣ電力変換装置ユニットと、前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットを制御する制御部とを具備し、
   前記制御部は、前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットの各出力電圧の立ち上がり及び立ち下がり位相を調整することによって、各出力電圧の所定高調波を消去することを特徴とする電力変換装置。
2. 前記制御部は、電圧利用率に基づいて前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットの各出力電圧の位相を調整することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、各出力電圧の位相を決定する自由度２ｎ個のうち１個を電圧利用率に基づいて使用し、残りの２ｎ−１個を特定高調波の消去に用いることを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットの中性点電位変動が抑制されるように、前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットを構成するスイッチング素子のスイッチングパターンを選択することを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 前記電力変換装置は三相の電力変換装置として構成され、各相がｎ（ｎは１以上の整数）個直列接続された単相ＮＰＣフルブリッジ電力変換装置ユニットを含み、前記制御部は３の倍数次の高調波は消去しないことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、各単相ＮＰＣフルブリッジ電力変換装置ユニットが出力する電圧振幅の差分が小さくなるように、前記単相ＮＰＣフルブリッジ電力変換装置ユニットを構成するスイッチング素子のスイッチングパターンを選択することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記単相ＮＰＣフルブリッジ電力変換装置ユニットは、直流電圧を共通とし、交流出力が各相ごとにトランスを介して従属接続され、前記トランスは三相一括構造であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
8. 前記単相ＮＰＣフルブリッジ電力変換装置ユニットは、直流電圧を共通とし、交流出力が各相ごとにトランスを介して従属接続され、前記トランスは各相で一括構造であることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
9. 前記制御部は、前記単相ＮＰＣフルブリッジ電力変換装置ユニットの中性点電位変動を抑制する制御に用いる電流の正負情報を、前記トランスの１次巻線電流から取得することを特徴とする請求項７又は８記載の電力変換装置。
10. 直流電力を交流電力にそれぞれ変換するｎ（ｎは１以上の整数）個直列接続されたＮＰＣ電力変換装置ユニットを具備する電力変換装置における前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットの制御方法であって、
    前記ＮＰＣ電力変換装置ユニットの各出力電圧の立ち上がり及び立ち下がり位相を調整することによって、各出力電圧の所定高調波を消去することを特徴とする方法。

Images